JPS639699B2

JPS639699B2 -

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Publication number: JPS639699B2
Application number: JP55074468A
Authority: JP
Inventors: Botaro Hirosaki; Satoshi Hasegawa
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1980-06-03
Filing date: 1980-06-03
Publication date: 1988-03-01
Also published as: JPS56169951A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は複数の加入者の各々に擬似符号（以下
PN符号と略称する）を変復調キヤリアとして割
当てて多重伝送するスペクトラム拡散（以下SS
と略称する）多重通信方式に関し、特に伝送帯域
を複数個に分割して各伝送帯域毎に一定数の加入
者により生成されたSS信号を伝送する帯域分割
形スペクトラム拡散多重通信方式に関する。

SS通信方式は狭帯域情報を高いクロツク周波
数を有するPN符号にて広帯域にスペクトラム拡
散して送信し、受信側では相関検波を行うことに
より、ピーク電力制限下においても、高い受信
SN（信号対雑音）比を得る通信方式である。この
ような、SS通信方式は狭帯域干渉に強いこと、
秘匿性の高いこと等により近年各方面への応用が
検討されている。中でも、複数の加入者（あるい
は情報源）の各々にPN符号を変復調キヤリアと
して割当て多重通信系を構成するSS多重通信方
式は極めて重要視されている。

この種のSS多重通信方式における最も重要な
問題は帯域使用効率の向上である。即ち、一定の
伝送帯域Ｂを使用して収容し得る加入者数Ｍをで
きるだけ大きくすることが望ましい。例えば、い
ま、伝送帯域を〔ｏ，₀〕とし、複数の加入者に
割当てるPN符号としてクロツク周波数₀、周期
2^k−１の互いに生成多項式の異なる複数個の最大
長系列（Ｍ系列と略称する）符号を考える。この
時、選択し得る異なるPN符号の個数Ｆ(k)は、Ｆ(k)＝〔2^k−１〕／Ｋで与えられる。ただし、〔ｘ〕はオイラー数と
呼ばれ、ｘより小でｘと互いに素な正整数の個数
を表わす。例えば、Ｋ＝７とするとＦ(k)＝18とな
る。ここで、各加入者のデータ速度を₀／127（即
ちＭ系列符号の繰返し周波数）に等しいものとす
れば、クロツク周波数₀の時分割多重（TDMと
略す）通信方式では最大127加入者収容できるの
に対し、前記のSS多重通信方式では18加入者し
か収容できない。こうした帯域使用効率の低さを
解決する方法としては (1) PN符号としてゴールド符号を用いる方法。

(2) PN符号としてＭ系列符号を用いるが、ある
特定のＭ系列符号をビツトシフトして得られる
Ｍ系列をもPN符号として用いる方法。

等が従来提案されている。しかしながら(1)の方法
を用いたSS多重通信方式でも、上記の例で高々
（2^k＋１）即ち129加入者しか収容できないことが
知られており、高々、前記TDM通信方式と同程
度の帯域使用効率しか期待できない。これに対
し、上記(2)の方法を用いたSS多重通信方式では
ビツトシフトして得たＭ系列符号の使用により異
なるPN符号の数が増え、最大18×127加入者を
収容できる。但し、実際にはいわゆるジヤミング
と呼ばれる他チヤンネルから干渉が生ずるため、
系に許容されるSN比から収容加入者数は制限さ
れる。しかし、ビツトシフトしたＭ系列を使用す
るとこのジヤミングが低減される特長がある。こ
のような(2)の方法を用いた通信方式としては、昭
和54年発行の電子通信学会技術研究報告SE79―
104（文献１）に記載された方式が知られている。
この文献１によると、上記(2)の方法を用いた場
合、加入者信号を呼率0.1、有音率0.25の符号化
音声とし、所要SNを約13dBとしたとき、最大
381加入者を収容できる。しかしながらこのよう
な(2)の方法によるSS多重通信方式においても、
加入者信号が時間占有率の高いデータである場合
（等価的な有音率がほとんど1.0に等しい時）150
加入者程度しか収容できず、通常のTDM通信方
式に対するSS多重通信方式の優位性は失われて
しまう。

本発明の目的は上述の欠点を除去しＭ系列符号
による均一情報拡散性を利用した帯域使用効率の
高い帯域分割形スペクトラム拡散多重通信方式を
提供することにある。

次に図面を参照して本発明を詳細に説明する。

第１図はＭ系列符号を用いた従来のスペクトラ
ム拡散変復調器のブロツク図である。第１図にお
いて、入力端１０１にはクロツク周波数_Dのパル
ス振幅変調された信号（PAM信号と略す）ｘ
（ｔ）が印加される。

ここでＸ（ｔ）＝_∞ 〓^n=-∞ a_o・u_TD（ｔ−nT_D）ただしT_D＝１／_Dであり、u_TD（ｔ）は時間〔Ｏ，
T_D〕でのみ１となる矩形波であるとする。この
入力信号ｘ（ｔ）は変調器１０２においてPN発
生器１０３から発生される周期ＮのＭ系列符号ｐ
（ｔ）を直接変調する。即ち、変調器１０２の出
力信号をｓ（ｔ）とすれば、ｓ（ｔ）＝ｘ（Ｔ）ｐ（ｔ）ただしｐ（ｔ）＝_∞ 〓^K=-∞ _N-1 〓^m=0 Pm uT（ｔ−mT−kT_D）ここで、₀〕１／ＴはＭ系列符号のクロツク周波
数であり₀＝N_Dである。また｛P₀，P₁，…，
P_N-1｝は各々＋１又は−１の値をとるＭ系列を表
わす。こうしてＭ系列符号によつてスペクトラム
拡散された信号ｓ（ｔ）は伝送路１０４を介して
受信側に送られる。受信側ではよく知られている
相関検波がおこなわれる。即ち受信信号ｒ（ｔ）
を復調器１０５に供給し、PN発生器１０６から
発生される前記Ｍ系列符号と全く同じＭ系列符号
を乗積する。復調器１０５の出力は積分器１０７
に供給され、その出力は標本化回路１０８に供給
される。こうして出力端１０９には送信データｘ
（ｔ）に対する推定系列｛a^_o′｝∝_o′＝−∝が出力さ
れる。即ち、 a^_o′＝_N-1 〓^m=0 ｒ（mT＋n′NT）Pm 伝送路１０４が理想的であれば（即ちｒ（ｔ）＝ｓ
（ｔ）であれば）当然乍らa^_o′＝Na_o′となり元情
報系列ｘ（ｔ）が干渉分無して復調される。もし、
伝送路１０４に歪が存在すると、n′番目の推定デ
ータa^_o′はもはやa_o′のみの関数ではなくその前後
の送信データによる干渉分の混入した値をとる。
即ち、 a^_o′＝K₀a_o′＋_∞ 〓^l=-∞ ^l≠0 K_la_o′＋ｌ (1) ただしK₀、K_±1、…は伝送路の伝達特性等により
計算される定数である。(1)式の第１項は所望の信
号Ｓであり第２項は干渉分Ｄである。信号Ｓおよ
び干渉分Ｄ各々の２乗平均をとつたものをS²およ
びD²と表わせば、²と²との比率²／²が干渉
劣化の程度を与える目安となる。前述のように、
Ｍ系列符号でスペクトラム拡散された信号ｓ（ｔ）
が伝送路１０４にて例えばフエージングの如く周
波数選択性のある干渉を受けてもｓ（ｔ）のスペ
クトラムの白色雑音性および受信側の相関検出操
作により極めて小さい²／²が得られ元の情報
が殆どそのまま復元されることは従来よく知られ
ている。本発明においては、これとは逆に、スペ
クトラム拡散された信号ｓ（ｔ）に対し積極的に
帯域制限を導入し、許容²／²比を満足する最
小の帯域でSS信号を伝送しようと試みるもので
ある。

第２図は、伝送路の伝送帯域〔₁，₁＋Ｂ〕を
変化させた時の²／²比の計算例を示したもの
である。第２図において、横軸はＭ系列のクロツ
ク周波数₀で正規化した伝送帯域の下端₁を表わ
し、縦軸は²／²をデシベル表示した量を表わ
し、特性２０１、２０２および２０３は、₀で正
規化された帯域幅Ｂが各々0.5、0.25、0.125の時
の²／²の変化の様子を示している。

第２図から明きらかなように、²／²は伝送
帯域の下端₁には殆ど依存せず伝送帯域Ｂのみで
決定される。このように、Ｍ系列符号にてスペク
トラム拡散されたSS信号には、その帯域内の全
ての周波数成分に元の情報が均一に拡散されてい
る。

本発明は、このような情報均一拡散性を利用し
てSS信号を狭帯域にて伝送しようとするもので
あり、更にその伝送帯域を互いに異なつたビツト
シフトＭ系列符号の割当てられた複数の加入者に
より共用する帯域分割形SS多重通信系を実現す
るものである。

第３図は本発明の第１の実施例を示すブロツク
図である。参照番号３０１（ｉ，ｊ）（ただし１
≦ｉ≦Ｌ、１≦ｊ≦Ｎ）は各々第（ｉ，ｊ）番目
の加入者信号が入力される第（ｉ，ｊ）入力端を
表わし、参照番号３０２(i)は第（ｉ，１）番目か
ら第（ｉ，Ｎ）番目の加入者信号によりビツトシ
フトした複数個のＭ系列を変調して第ｉ番目の
SS信号を出力するｉ番目のSS変調多重装置を表
わす。参照番号３０３(i)は第ｉ番目のSS変調多
重装置３０２(i)に変調用Ｍ系列のフレーム同期信
号を供給すると共に同期受信用のＭ系列符号を第
ｉ番目の加算回路３０４(i)に供給するため第ｉ番
目の同期信号発生回路を表わし、参照番号３０５
(i)は同期受信用Ｍ系列符号の重畳された第ｉ番目
のSS信号から予め定められた第ｉ番目の帯域Bi
内の成分のみを取り出す第ｉ番目の送信側帯域制
限フイルタを表をす。こうして得られた帯域B₁，
B₂，…，B_Lの各信号は全て加算合成回路３０６
で加算されたのち伝送路３０７に送出される。受
信側では上記と全く逆の変換が行われる。即ち、
受信信号はまず第１番目から第Ｌ番目の受信側帯
域制限フイルタ３０８(1)から３０８（Ｌ）に各々
入力される。第ｉ番目の受信側帯域制限フイルタ
３０８(i)は受信信号から第ｉ番目の帯域Bi内の
成分を取り出す。第ｉ番の同期回路３０９(i)は第
ｉ番目の受信側帯域制限フイルタ３０８(i)の出力
より前記同期受信用Ｍ系列符号を検出して復調用
Ｍ系列のフレーム同期を確立し、そのフレーム同
期情報を第ｉ番目のSS復調装置３１０(i)に供給
する。SS復調装置３１０(i)はビツトシフトして
得た複数個のＭ系列を用いて元の加入者信号を相
関検出し、第（ｉ，ｊ）加入者信号に対応する復
調信号を出力端子３１１（ｉ，ｊ）に出力する。

第４図は、第３図の伝送路３０７に送り出され
た送信信号のスペクトルを表わす図であり、参照
番号４０１(2)は、２番目の帯域B₂に帯域制限さ
れたSS信号を表わし、４０２(2)は同じ帯域B₂に
帯域制限された同期受信用Ｍ系列符号のスペクト
ラムを表わす。

第３図においてｉ番目のSS変調多重装置３０
２(i)では、複数個の変調用PN符号として予め定
められた周期ＮのＭ系列符号P₀（ｔ）、およびこ
れを順次ビツトシフトして得られるＭ系列符号Pi
（ｔ）、P₂（ｔ）、…、P_N-1（ｔ）が用いられる。従
つてｉ番目のSS変調多重装置３０２(i)の出力と
して得られるｉ番目のSS信号ｓ（ｔ）は、ｓ（ｔ）＝_N 〓^K=1 a_k（ｔ）・P_k-1（ｔ）と表わされる。但しa_k（ｔ）は第（ｉ，ｋ）加入
者信号である。ここで、ｉ番目の送信側帯域制限
フイルタ３０５(i)と受信側帯域制限フイルタ３０
８(i)とで構成される狭帯域伝送路の伝達関数をＨ
（ω）とし、そのインパルス応答をｋ（ｔ）とすれ
ば、SS信号ｓ（ｔ）をこの狭帯域伝送路に通して
得られる出力s′（ｔ）は、 s′（ｔ）＝_N 〓^K=1 〔a_k（ｔ）・P_k-1（ｔ）〕〓ｈ（ｔ）と表わされる。ここで記号〓は畳み込み積分を表
わす。受信側のｉ番目の復調装置３１０(i)のｊ番
目の出力端３１１（ｉ，ｊ）には上記の信号
s′（ｔ）とＭ系列符号Pj（ｔ）との相関出力ｒ（ｔ）
が得られる。即ち、ＴをＭ系列符号のクロツク周
期として、ｒ（ｔ）＝∫^NT ₀P_j（ｔ）s′（ｔ）dt このｒ（ｔ）には、所望の信号r₀（ｔ）とチヤネ間
干渉分Ｗ（ｔ）が含まれている。

即ち r₀（ｔ）＝∫^NT ₀P_j（ｔ）・〔aj（ｔ）
・P_j-1（ｔ）〕〓ｈ（ｔ）・dt Ｗ（ｔ）＝ｒ（ｔ）−r₀（ｔ）相関出力ｒ（ｔ）をNT秒毎に標本化すれば、元
の情報a_j（ｔ）の復調標本値を得ることができる
が、この標本値には符号間干渉およびチヤネル間
干渉が含まれている。即ち、r₀（ｔ）の標本値に
はＨ（ω）の狭帯域性によつて生ずる符号間干渉
項が混入し、Ｗ（ｔ）の標本値はチヤネル間干渉
分を与える。所望標本値をＳ、符号間干渉分を
D₁、チヤネル間干渉分をD₂とし、更に、 ²＝² ₁＋² ₂ なる総干渉量²を定義すると、²／²は(1)式に
おける議論と同様に、Ｈ（ω）の帯域Ｂおよび帯
域下端₁の関数として表わされる。第５図は、前
記Ｍ系列として127ビツト長のＭ系列を考え、こ
れをビツトシフトしたＭ系列で127加入者信号を
SS多重した場合の²／²の計算例を示した図で
あり、縦軸は²／²をデシベル表示した量を示
し、横軸はＨ（ω）の帯域下端₁をクロツク周波
数₀にて正規化した量を示している。また、特性
５０１および５０２はＢ＝0.25₀およびＢ＝
0.125₀の場合の²／²の変化を各々示している。
第５図から明きらかに、この場合の²／²も帯
域Ｂに強く依存し、帯域内の全ての周波数成分の
位置に対する依存性はその帯域周波数成分が₀／
２を含まない限り皆無である。例えば、上記の例
で〔０，₀〕の全伝送帯域を４分割したとすると
〔即ち、第３図にてＬ＝４）この時、第３図に示
した本発明の帯域分割形スペクトラム拡散多重通
信方式では呼率0.1有音率0.25の加入者を総計５
０８収容でき、しかも受信²／²比として16dB
という高い値が実現できる。

第６図は本発明の第２の実施例を示すブロツク
図である。第６図に示した第２の実施例において
は、ハイウエイ６０７に結合回路６０６(1)から６
０６(L)によりSS端末６０８(1)から６０８(L)が結
合されている。第６図において、参照番号６０８
(i)は第ｉ番目のSS端末を表わし、SS端末を構成
する各構成要素６０２(k)、６０３(k)、６０４(k)、
６０５(k)は各々第３図の構成要素３０２(k)、３０
３(k)、３０４(k)、３０５(k)と全く同一構成を有し
ている。受信局６０９ではハイウエイ６０７から
得られた信号から各帯域素片を検出して加入者信
号を全て復元する。受信局６０９は例えば第３図
の受信側のみをそのまま用いて構成される。

第７図は本発明の第３の実施例を示すブロツク
図である。入力端７０１（１、１）から７０１
（Ｌ、Ｎ）および出力端７１１（１、１）から７
１１（Ｌ、Ｎ）は各々第３図の入力端３０１
（１、１）から３０１（Ｌ、Ｎ）および出力端３
１１（１、１）から３１１（Ｌ、Ｎ）に対応する
端子である。構成要素７０１(L)、７０５(1)から７
０５(L)、７０６、７０７、７０８(1)から７０８
(L)、７１０(1)から７１０(L)は各々第３図の構成要
素３０２(1)から３０２(L)、３０５(1)から３０５
(L)、３０６、３０７、３０８(1)から３０８(L)、３
１０(1)から３１０(L)と全く同一構成を有する。第
３図の実施例と第７図の実施例との相異は、Ｍ系
列のフレーム同期信号の挿入法の差異にある。即
ち、第７図の実施例においては、送信側同期回路
７０３から全てのSS変調多重装置７０２(1)、７
０２(2)、…、７０２(L)に共通にSS変調用Ｍ系列
の同期情報を供給すると同時に送信側同期回路７
０３は該SS変調用Ｍ系列とは同一周期を有する
が、異なつた生成多項式より発生された同期用Ｍ
系列を伝送路７０７に送出する。受信側では、受
信側同期回路７０９において、該同期用Ｍ系列が
検出されSS復調用Ｍ系列に対するフレーム同期
が確立される。受信側同期回路７０９は更に、こ
のフレーム同期情報を全てのSS復調装置７１０
(1)から７１０(L)に供給する。

第７図の実施例においては、上記説明から明き
らかなように、送信側同期回路７０３および受信
側同期回路７０９が全ての加入者群に対して共通
に使用されるという特長を有する。

第８図は本発明の第４の実施例を示すブロツク
図である。この実施例においては、第６図に示し
た本発明の第２の実施例と同様、伝送路がハイウ
エイ８０７として存在し、ハイウエイ８０７上に
分岐結合回路８０６(1)から８０６(L)にて結合され
たSS端末８０９(1)乃至８０９(L)が点在している。
第８図において、参照番号８０９(k)はｋ番目の
SS端末を表わし、このSS端末８０９(k)は、SS変
調多重装置８０２(k)、送信側帯域制限フイルタ８
０５(k)および同期回路８０３(k)とから構成されて
いる。ハイウエイ８０７の一端には、各SS変調
多重装置で用いられる変調用Ｍ系列と同一周期で
あるが異なる生成多項式を有する同期用Ｍ系列を
ハイウエイ上８０７に送出する同期信号発生回路
８０８が接続され、ハイウエイ８０７の他端は、
受信局８１０に接続されている。ｋ番目のSS端
末８０９(k)の同期回路８０３(k)では分岐結合回路
８０６(k)を介して受信したハイウエイ上の信号か
ら前記同期用Ｍ系列を検出し、変調用Ｍ系列に対
するフレーム同期を確立し、こうして得られたフ
レーム同期情報をSS変調多重装置８０２(k)に供
給する。受信局８１０は、例えば第７図の受信側
のみをそのまま用いて構成される。

以上の実施例において、SS変調用Ｍ系列の同
期のために同期用Ｍ系列を用いてきた。しかし、
伝送帯域に余裕のある場合は、空き帯域を用いて
同期情報の授受を行うこともできる。例えば、第
１０図のスペクトル図の如く全伝送帯域を同期情
報用部分帯域B_Sおよび４個の加入者群に対する
SS多重通信用部分帯域B₁，B₂，B₃，B₄とに分割
し、部分帯域B_Sを用いて伝送される同期情報を
担つた信号として第９図ｄに示す信号を用いるこ
とが可能である。即ち、第９図においてａはSS
変復調用Ｍ系列波形を表わし、参照数字９０１で
示される時間間隔は、このＭ系列の周期長T_Mで
ある。波形ｂはこのＭ系列に対する同期信号であ
り、周期T_Mの繰返し矩形波である。波形ｃは該
Ｍ系列のクロツク周波数₀の半分の周波数₀／２
を有する正弦波であり、(d)は該正弦波を同期信号
ｂにより変調して得られる同期情報伝送用信号波
形である。この同期情報伝送用信号は、第１０図
に示されるような離散スペクトル１００５を有
し、部分帯域B₁，B₂，B₃，B₄上で伝送される各
SS多重信号１００１、１００２、１００３、１
００４と共に受信側に送られる。受信側の同期回
路では帯域フイルタにより帯域B_S内の同期情報
伝送用信号を取り出しこれを２乗して中心周波数
₀の狭帯域フイルタによりクロツク成分₀を抽出
すると共に、該同期情報伝送用信号を周波数₀／
２の正弦波にて復調することにより第９図ｅに示
すような受信側同期信号を得ることができる。

以上のように、本発明によるビツトシフトＭ系
列を用いた帯域分割形スペクトラム拡散多重通信
方式を用いれば、帯域使用効率の高いSS多重通
信を行うことができる。また本発明では帯域を分
割しているため各SS端末において変調用PN符号
として使用するＭ系列はどのSS端末でも使用で
きる。従つて端末装置の共通化、標準化が容易で
ある。

なお、本発明の実施例では、説明の便宜上、送
信端末と受信端末とを分離した構成を示した。し
かし、送信および受信を一体とした変復調端末と
する構成も考えられ、こうした全ての実施様態は
本発明の要旨を逸脱しない限り本発明に当然含ま
れるものである。

更に、本発明では、特にSS変復調用PN符号あ
るいは同期用PN符号としてＭ系列を用いた場合
を対象としているが、PN符号として、あるＭ系
列の１フレーム内に数ビツトの冗長ビツトを割当
てたような擬似Ｍ系列を用いた場合であつてもそ
の擬似Ｍ系列が殆ど完全に元の白色雑音性を保持
している限り本発明に含まれる。また、本発明で
は、各部分帯域に多重化される信号数を全てＮと
しているが、各部分帯域に多重化される信号数を
異ならせることも可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は直接法を用いたスペクトラム拡散変復
調器の一般的な構成を示すブロツク図、第２図は
単一のSS信号における、²／²比と伝送帯域と
の関係を示した計算例、第３図は本発明の第１の
実施例を示すブロツク図、第４図は第３図の伝送
路３０７に送出された信号のスペクトラムを表わ
す図、第５図は、第３図に示した第１の実施例に
おける受信D²／S²比を伝送帯域に対してプロツ
トした図、第６図、第７図、第８図は本発明の第
２、第３、第４の実施例を示すブロツク図、第９
図および第１０図は本発明の帯域分割形スペクト
ラム拡散多重通信方式において特に空帯域を利用
して同期情報を伝送する方法について説明するた
めの波形図およびスペクトル図である。図において１０２…変調器、１０４…伝送路、
１０５…復調器、１０３，１０６…PN発生器、
１０７…リセツト積分器、１０８…標本化回路、
３０２(1)〜３０２(L)…Ｌ個のSS変調多重装置、
３０３(1)〜３０３(L)…Ｌ個の同期信号発生回路、
３０４(1)〜３０４(L)…Ｌ個の加算回路、３０５(1)
〜３０５(L)…第１番目乃至第Ｌ番目の送信側帯域
制限フイルタ、３０６…加算合成回路、３０７…
伝送路、３０８(1)〜３０８(L)…第１番目乃至第Ｌ
番目の受信側帯域制限フイルタ、３０９(1)〜３０
９(L)…Ｌ個の同期回路、３１０(1)〜３１０(L)…Ｌ
個のSS復調装置、６０６(1)〜６０６(L)…Ｌ個の
結合回路、６０７…ハイウエイ、６０８(1)〜６０
８(L)…Ｌ個のSS端末、６０９…受信局、７０２
(1)〜７０２(L)…Ｌ個のSS変調多重装置、７０３
…送信側同期回路、７０５(1)〜７０５(L)…第１番
目乃至第Ｌ番目の送信側帯域制限フイルタ、７０
６…加算合成回路、７０７…伝送路、７０８(1)〜
７０８(L)…第１番目乃至第Ｌ番目の受信側帯域制
限フイルタ、７０９…受信側同期回路、７１０(1)
〜７１０(L)…Ｌ個のSS復調装置、８０６(1)〜８
０６(L)…Ｌ個の分岐結合回路、８０７…ハイウエ
イ、８０８…同期信号発生回路、８０９(1)〜８０
９(L)…Ｌ個のSS端末、８１０…受信局。

Claims

【特許請求の範囲】１予め定めた最大長系列符号をビツトシフトし
て得られる複数個の最大長系列符号をＮ個（Ｎ≧
４）の加入者に変復調用符号として割当てるスペ
クトラム拡散多重通信方式において、前記Ｎ個の
加入者を各々ｍ個（ｍ≧２）以上の加入者からな
るＬ個（Ｌ≧２）の加入者群S₁，S₂，…，S_Lに分
割するとともに伝送路の全伝送帯域をＬ個の部分
伝送帯域B₁，B₂，…，B_Lに分割し、前記加入者
群の中のＫ（Ｋ≦Ｌ）番目の加入者群S_K内のｍ個
の加入者から発信されたデータを前記予め定めた
最大長系列符号の所定のビツトシフトにより得た
最大長系列符号でそれぞれ乗積変調して前記加入
者群S_Kのｍ個の被変調信号を形成し、前記ｍ個
の被変調信号を加算合成したのち帯域フイルタに
より濾波して前記Ｋ番目の部分伝送帯域B_Kを介
して伝送し、受信側では予め備えられたＬ個の帯
域フイルタのうちｋ番目の帯域フイルタにより前
記ｋ番目の部分帯域B_Kの信号を抽出し、前記の
予め定められた最大長系列符号のビツトシフトに
より得た復調用符号にて相関検波を行うことによ
り前記Ｋ番目の加入者群S_K内のｍ個の加入者か
ら発信された各々のデータを復調することを特徴
とする帯域分割形スペクトラム拡散多重通信方
式。２予め定められた変復調用の第１の最大長系列
符号と、該第１の最大長系列符号と同一周期長を
有し異なる生成多項式により発生された同期用の
第２の最大長系列符号とを用い前記第１の最大長
系列符号をビツトシフトして得られる複数個の最
大長系列符号をＮ個（Ｎ≧４）の加入者に変復調
用符号として割当てるスペクトラム拡散多重通信
方式において、前記Ｎ個の加入者を各々ｍ個（ｍ
≧２）以上の加入者からなるＬ個（Ｌ≧２）の加
入者群S₁，S₂，…，S_Lに分割するとともに伝送路
の全伝送帯域をＬ個の部分伝送帯域B₁，B₂，…，
B_Lに分割し、前記加入者群の中のＫ（Ｋ≦Ｌ）番
目の加入者群S_K内のｍ個の加入者から発信され
たデータを前記第１の最大長系列符号の所定のビ
ツトシフトにより得た最大長系列符号でそれぞれ
乗積変調して前記加入者群S_Kのｍ個の被変調信
号を形成し、前記ｍ個の被変調信号と前記第２の
最大長系列を加算合成したのち帯域フイルタによ
り濾波して前記Ｋ番目の部分伝送帯域B_Kを介し
て伝送し、受信側では予め備えられたＬ個の帯域
フイルタのうちｋ番目の帯域フイルタにより前記
Ｋ番目の部分帯域B_K内の信号を抽出し、前記第
２の最大長系列符号を用いて最大長系列フレーム
同期を確立したのち、前記第１の最大長系列符号
をビツトシフトして得られる復調用符号にて相関
検波を行うことにより前記ｋ番目の加入者群S_K
内のｍ個の加入者から発信されたデータを復調す
ることを特徴とする帯域分割形スペクトラム拡散
多重通信方式。３予め定められた変復調用の第１の最大長系列
符号と、該第１の最大長系列符号と同一周期長を
有し異なる生成多項式により発生された同期用の
第２の最大長系列符号とを用い前記第１の最大長
系列符号をビツトシフトして得られる複数個の最
大長系列符号をＮ個（Ｎ≧４）の加入者に変復調
用符号として割当てるスペクトラム拡散多重通信
方式において、前記Ｎ個の加入者を各々ｍ個（ｍ
≧２）以上の加入者からなるＬ個（Ｌ≧２）の加
入者群S₁，S₂，…，S_Lに分割するとともに伝送路
の全伝送帯域をＬ個の部分伝送帯域B₁，B₂，…，
B_Lに分割し、前記加入者群の中のＫ（Ｋ≦Ｌ）番
目の加入者群S_K内のｍ個の加入者から発信され
たデータを前記予め定められた最大長系列符号の
ビツトシフトにより得た最大長系列符号でそれぞ
れ乗積変調して前記加入者群S_Kのｍ個の被変調
信号を形成し、前記ｍ個の被変調信号を加算合成
したのち帯域フイルタにより濾波して、前記加入
者群S_K用帯域信号を形成し、このようにして形
成された前記Ｌ個の加入者群対応の帯域信号と前
記同期用の第２のＭ系列符号とを加算合成して伝
送し、受信側では、前記第２の最大長系列符号を
用いて最大長系列フレーム同期を確立したのち予
め備えられたＬ個の帯域フイルタのうちＫ番目の
フイルタにより前記Ｋ番目の帯域信号内の信号を
抽出し、前記第１の最大長系列符号をビツトシフ
トして得られる復調用符号にて相関検波を行うこ
とにより前記Ｋ番目の加入者群S_K内のｍ個の加
入者から発信されたデータを復調することを特徴
とする帯域分割形スペクトラム拡散多重通信方
式。４予め定められた最大長系列符号をビツトシフ
トして得られる複数個の最大長系列符号をＮ個
（Ｎ≧４）の加入者に変復調符号として割当てる
スペクトラム拡散多重通信方式において、前記Ｎ
個の加入者を各々ｍ個（ｍ≧２）以上の加入者か
らなるＬ個（Ｌ≧２）の加入者群S₁，S₂，…S_Lに
分割するとともに伝送路の全伝送帯域をＬ個の部
分伝送帯域B₁，B₂，…，B_Lおよび同期信号用部
分帯域に分割し、前記加入者群の中のＫ（Ｋ≦Ｌ）
番目の加入者群S_K内のｍ個の加入者から発信さ
れたデータを前記予め定められた最大長系列符号
のビツトシフトにより得た最大長系列符号でそれ
ぞれ乗積変調して前記加入者群S_Kのｍ個の被変
調信号を形成し、前記ｍ個の被変調信号を加算合
成したのち帯域フイルタにより濾波して前記Ｋ番
目の部分伝送帯域B_Kを介して伝送し、受信側で
は前記同期信号用部分帯域を介して伝送された同
期信号を用いて最大長系列フレーム同期を確立し
た後、予め備えられたＬ個の帯域フイルタのうち
Ｋ番目の帯域フイルタにより前記Ｋ番目の部分帯
域B_K内の信号を抽出し、前記最大長系列符号を
ビツトシフトして得られる復調用符号にて相関検
波を行うことにより前記Ｋ番目の加入者群S_K内
のｍ個の加入者から発信されたデータを復調する
ことを特徴とする帯域分割形スペクトラム拡散多
重通信方式。