JPS641979B2

JPS641979B2 -

Info

Publication number: JPS641979B2
Application number: JP4937780A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Oonishi; Sadahiko Yamashita
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1980-04-14
Filing date: 1980-04-14
Publication date: 1989-01-13
Also published as: JPS56144642A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、TV信号を受信して希望するTVチ
ヤンネルを選択波して中間周波数に周波数変換
するTV受像機用チユーナに関するもので、特に
ダブル・スーパー・ヘテロダイン方式を用いた
VHF−UHFオール・チヤンネル・チユーナに関
するものである。

本発明の目的は、ダブル・コンバージヨン方式
のために生ずる希望チヤンネル以外の他チヤンネ
ルによるスプリアス妨害を極力抑え、低雑音で低
歪特性のオール・バンド・チユーナを提供するこ
とにある。

第１図は、従来使用されているVHF電子チユ
ーナのブロツク図である。

入力端子１０から入力信号が、入力フイルタ１
１に入力され、TVの中間周波信号に妨害を与え
る中間周波数帯の妨害信号、FM信号等が除去さ
れ、単同調回路１２に入力される。単同調回路１
２では、バラクタ１ケを可変共振素子として希望
受信チヤンネルを選択し、RF増幅器１３に入力
され増幅される。増幅された信号はバラクタ２ケ
を可変共振素子とした復同調回路１４へ入力さ
れ、不要信号が除去されて混合回路１５に入力さ
れる。混合回路１５には、バラクタによる周波数
可変発振器１６からの発振信号が加えられる。混
合器１５の出力から周波数変換された中間周波信
号が取り出され、中間周波増幅器１７で増幅され
る。

上述のような従来のチユーナにおいては、単同
調回路、復同調回路、発振回路にそれぞれ同調用
のバラクタが必要となるとともに、各回路間のト
ラツキング調整が必要となる。

また、VHF、UHFのTV信号を受信するため
には二系統の回路が必要である。さらに、VHF
のローバンド、ハイバンドの受信には、それぞれ
スイツチング・ダイオードを用いて同調周波数、
および発振周波数を変える必要がある。

以上のような欠点を解消するため、ダブル・ス
ーパー・ヘテロダイン方式のオール・チヤンネル
チユーナが種々提案されている。

すでに提案されているダブル・スーパー・ヘテ
ロダイン方式のチユーナには、入力側の混合器の
出力周波数、すなわち第１中間周波数の選定と前
記混合器における混合方式つまり、局部発振信号
（周波数：f_L1とする）と受信信号（周波数：f_Sと
する）との差を第１中間周波数（f_L1−f_S＝f_IF1）
とするか、局部発振信号と受信信号との和を第１
中間周波数（f_L1＋f_S＝f_IF1とするかの両方式があ
るが、これら両方式ともに欠点を有している。

以下、これらの欠点を説明する。

ダブル・スーパー・ヘテロダイン方式のオー
ル・バンド・チユーナの回路構成の基本的なもの
を第２図に示す。図において、２１は入力端子、
２２は、VHFおよびUHFなどの必要な帯域を持
つ入力側の固定バンド・パス・フイルタ、２３は
可変減衰器、２４はRF増幅器、２５は増幅され
た高周波入力信号のうち、希望TVチヤンネルを
適当な第１中間周波数にするための第１の混合
器、２６は周波数可変の発振器で、混合器２５に
入力された希望TVチヤンネルを選局する。２７
は選局され、周波数変換された第１中間周波数を
選択波して、以降の回路における他チヤンネル
による妨害をなくすための周波数固定のバンド・
パス・フイルタ、２８は第１中間周波数からTV
受像機の中間周波数へ周波数変換するための第２
の混合器で、固定発振器２９の出力が入力され
る。３０は、TV受像機の中間周波数へ周波数変
換された信号を増幅するための中間周波増幅器で
ある。

以上の基本的回路構成においては、各回路の特
性が、チユーナとしての総合特性を決定するうえ
で非常に重要になつてくるとともに、第１中間周
波数をどの周波数にするかにより、システムの妨
害特性が大きく変わつてくる。

今、前記第１中間周波数を300〜400MHz帯
（たとえば、330MHz）に設定し、第１の混合器
の混合方式として、第１の混合器に入力される可
変発振器の信号（周波数：f_L1）と高周波入力信
号（周波数f_R）との差により第１中間周波信号
（周波数：f_IF1）を得る方式を取るとする。

妨害信号として、希望チヤンネル以外の他チヤ
ンネルを考えると、妨害信号の周波数帯はたとえ
ば、米国TVバンドの場合54MHz〜890MHzとな
る。（以下妨害信号の周波数をf_uと略す。） f_L1−2f_u、f_L1−3f_uなど、希望チヤンネル受信時
にf_IF1に変換される高調波妨害は、どのような第
１中間周波数を選定しても必らず発生するもので
ある。しかし、この妨害は、入力側に、VHFロ
ーバンド、UHFハイバンド、UHFバンドそれぞ
れに固定のバンド・パス・フイルタを付加するな
どして除去できるものである。

しかし、前記のように第１中間周波数と混合方
式を設定すると2f_u−f_L1がUHF帯で妨害となる。
この妨害は、妨害信号の２次高調波と第１の混合
器の局部発振信号の基本波との差であるため、大
きな妨害を与えることになる。

以下、米国TVチヤンネル受信の場合を例に取
つて説明する。

56チヤンネル（中心周波数：725MHz）を希望
受信チヤンネルとすると、第１中間周波数が
330MHzであるから、第１の混合器の局部発振信
号の周波数は、1055MHzとなる。51チヤンネル
の信号（映像搬送波周波数（693.25MHz、音声
搬送波周波数：697.75MHz）が存在する時、51
チヤンネルの２次高調波と第１の混合器の局部発
振信号とのミキシングにより、希望チヤンネルの
第１中間周波数帯域内に、51チヤンネルの映像搬
送波の２次高調波成分が存在することになる。第
３図は、この状態を示したものである。第３図に
おいて、３１は周波数変換された希望チヤンネル
の音声搬送波信号（周波数、327.25MHz）、３２
は周波数変換された希望チヤンネルの映像搬送波
信号（周波数、331.75MHz）である。３３は、
51チヤンネルの映像搬送波の２次高調波による妨
害信号（周波数、331.5MHz）である。

また、前記のように第１中間周波数
（330MHz）と混合方式を設定すると、46チヤン
ネル（中心周波数：665MHz、映像搬送波周波
数：663.25MHz、音声搬送波周波数：
667.75MHz）受信の場合、希望チヤンネル自身
の映像搬送波の２次高調波が周波数変換され、第
３図と同一の周波数関係となり妨害を起こすこと
になる。

以上の妨害は、UHFのTVチヤンネル信号を
300〜400MHz帯の第１中間周波数に変換するた
めに必ず生ずるものであり、TV画面上ではビー
ト妨害を起こすことになる。

次に、第１の混合器の出力信号周波数、すなわ
ち第１中間周波数をたとえば3000MHzとし、第
１の混合器の混合方式として局部発振信号周波数
（f_L1）と受信信号周波数（f_R）との和を第１中間
周波数（f_IF1）とする場合を考える。

このような混合方式とすると、妨害信号周波数
（f_u）の２次、３次の高調波と局部発振信号周波
数の２次高調波との差、すなわち2f_L1−2f_u、2f_L1
−3f_uが、希望チヤンネルの第１中間周波数帯域
内に、入り込む。

米国TVチヤンネル受信時を例にとつて以下説
明する。

50チヤンネル（中心周波数、689MHz）受信時
には、第１の混合器の局部発振信号周波数は、
2311MHzとなる。70チヤンネル（映像搬送波周
波数：807.25MHz、音声搬送波周波数：
811.75MHz）の信号が存在する場合、局部発振
信号周波数の２次高調波と70チヤンネルの音声搬
送波周波数の２次高調波との差が2998.5MHzと
なり、希望チヤンネルである50チヤンネルの第１
中間周波数帯域内にはいりこみ妨害を与える。

本発明の目的は、以上のような問題点を解決し
TV受信機に好適なダブル・スーパー・ヘテロダ
イン方式のVHF−UHFオール・バンド・チユー
ナを提供することにある。

本発明においては、従来の方式では、防げない
各種の妨害を最適な第１中間周波数を選定し、好
適な混合方式を採用することにより除去している
ものであり、その具体的本発明の構成としては、
第１の混合器を以下の通り構成する。すなわち、
一端に第１の発振器の出力である第１の発振信号
が印加されるとともに、他端が先端開放になつて
いるマイクロ・ストリツプ線路からなる第１の結
合線路と、前記第１の結合線路に平行結合すると
ともに、その平行結合する略中央部に接地部を有
するマイクロ・ストリツプ線路からなる第２の結
合線路と、前記第２の結合線路の両開放端の間
に、抵抗とコンデンサが並列接続された第１の回
路、極性を同一方向にした第１、第２のダイオー
ドが直列接続された第２の回路、抵抗とコンデン
サが並列接続された第３の回路が順次直列に接
続・装加された回路群と、前記第１、第２のダイ
オードの両者接続部間に一端が接続され、他端が
前記広帯域増幅器の出力側に接続されたマイク
ロ・ストリツプ線路からなる低域通過型の第２の
波器と、同様に前記第１、第２のダイオードの
両者接続部間に一端が接続され、他端が前記第１
の波器の入力側に接続されたマイクロ・ストリ
ツプ線路からなる高域通過型の第３の波器とか
ら成る、マイクロ波集積回路によるダイオード・
シングル・バランス・ミキサで構成するものであ
る。

上記のように第１中間周波数と混合方式を設定
することにより、従来例で述べた妨害は除去され
ることになる。

以下、これらの妨害がいかにして除去されるか
を詳細に述べる。

妨害信号として、希望チヤンネル以外の他チヤ
ンネルTV信号を考えると、妨害信号の範囲は、
米国TVバンドの場合、VHFロードーバンドの
54〜85MHz、VHFハイ・バンドの174〜
216MHz、UHFバンドの470〜890MHzを考えれ
ばよいことになる。

また、日本TVバンドの場合、VHFローバン
ドの90〜108MHz、VHFハイバンドの170〜
222MHz、UHFバンドの470〜770MHzを考えれ
ばよいことになる。

第１の混合器で発生するスプリアス妨害は、チ
ヤンネル間のビート妨害を除けば、第１の混合器
の局部発振信号周波数（以下、f_L1と略す）と妨
害信号周波数（以下、f_uと略す）との高調波ミキ
シングによるスプリアスが希望受信チヤンネルの
第１中間周波数（以下f_L1と略す）の帯域内に入
り込むためであり、この関係式は次式で表わされ
る。

｜mf_L1±nf_u｜＝f_IF1（ｍ、ｎ：０、１、２、
３、）f_L1とf_uの高調波は、ここでは３次まで考え
る。

それ以上の次数まで考えることは、系として飽
和していることになり、意味がない。

局部発振信号周波数f_L1の高調波の次数により
前記妨害成分を整理すると以下のようになる。

妨害信号の２次、３次高調波自身が第１中間
周波数帯域内には入り込むもの。

2f_u、3f_u 局部発振信号の基本波と妨害信号の２次、３
次の高調波とのミキシングによるもの｜f_L1±2f_u｜、｜f_L1±3f_u｜局部発振信号の２次高調波と妨害信号の基本
波、２次高調波、３次高調波とのミキシングに
よるもの｜2f_L1±f_u｜、｜2f_L1±2f_u｜、｜2f_L1±3f_u｜局部発振信号の３次高調波と妨害信号の基本
波、２次高調波、３次高調波とのミキシングに
よるもの、｜3f_L1±f_u｜、｜3f_L1±2f_u｜、｜3f_L1±3f_u｜今、第１中間周波数として2700MHzを選択し、
米国TVチヤンネル受信の場合を考えると、第１
混合器の局部発振信号の周波数帯域は、2757〜
3587MHzとなる。

妨害信号としては、前述したように54〜
890MHzのうちのVHFローバンド、VHFハイバ
ンド、UHFバンドを考える。

上記項の2f_u、3f_uが直接、希望受信チヤンネ
ルの第１中間周波数の帯域内にはいりこむもの
は、妨害信号、f_uが前記周波数帯であることより
全く発生しない。

上記項の局部発振信号の基本波と妨害信号の
高調波とのミキシングによるものは、それぞれの
信号の周波数帯域より、f_L1−2f_u、f_L1−3f_uが妨害
となる。

この高調波によるスプリアス妨害は、どのよう
な第１中間周波数、混合方式を採用しても発生す
るものであり、入力側で、高調波によるスプリア
ス妨害を発生する妨害信号を抑圧する必要があ
る。上記項、項の妨害、すなわち第１混合器
の局部発振信号の２次高調波あるいは３次高調波
と妨害信号の基本波および高調波とのミキシング
により希望チヤンネルの第１中間周波数帯域内に
入り込むものは、局部発振信号の２次高調波の周
波数帯域が、5514〜7174MHzであり、また、そ
の３次高調波が、8271〜10761MHzであり、妨害
信号の周波数帯域が、54〜890MHzであることよ
り、全く発生しない。

同様に、第１中間周波数として2700MHzを選
択して、日本TVチヤンネル受信の場合は、第１
混合器の局部発振信号の周波数帯域は、2793〜
3467MHz帯となり、チヤンネル間のビート妨害
を除けば、希望チヤンネル以外の他チヤンネル妨
害は、米国TVバンド受信時と同様となる。

また、日本TVバンドが、90〜770MHzの帯域
にあるため、第１中間周波数を、たとえば、
2520MHzに選択する場合でも、日本TVバンド
を受信する場合は、希望チヤンネル以外の他チヤ
ンネル妨害は、前述と同様となり、問題となるの
は、第１の混合器の局部発振信号の基本波と他チ
ヤンネルの高調波とのミキシングのみとなる。

さらに本発明によれば、低雑音特性で、低混変
調歪特性のVHF−UHFオール・バンド・チユー
ナを提供することができる。

好適な実施例では、その雑音指数は、VHF帯
で約5dB、UHF帯で約7dBであり、希望受信チ
ヤンネルに１％の混変調歪を与える隣々接、ある
いは、隣接チヤンネルのチユーナ入力レベルは、
−20〜−25dBmである。

特に低混変調歪特性は、低歪特性のRF増幅器
と独自な構成によるダイオード、シングル・バラ
ンス・ミキサにより達成されている。

詳細な構造は、後で述べるが本発明で提示する
第１の混合器は、希望受信チヤンネルに１％の混
変調歪を発生するときの隣々接チヤンネル、ある
いは隣接チヤンネルの混合器入力は、約0dBmで
ある。

また、第１の中間周波数を選択波する周波数
固定のバンド、パス・フイルタの帯域巾の適切な
設定と独特な回路構成による第２中間周波数用の
増幅器を用いることにより隣接チヤンネルが希望
チヤンネルに与える混変調歪を隣々接チヤンネル
が妨害である場合と同一の妨害信号レベルとする
ことができる。

以下、本発明による実施例について詳細に説明
する。

第４図は、本発明に用いる日本TVチヤンネル
受信用のVHF−UHFオール・バンド・チユーナ
のブロツク図である。

端子４０から入力された入力信号は、入力フイ
ルタ回路４１に入力される。このフイルタ４１
は、TV受像機の中間周波数に妨害を与える中間
周波数の妨害信号、FM信号等を除去するための
トラツプ回路と高域通過波器を含んでおり、
TV受像機の中間周波数の信号、あるいは、その
１／２の周波数帯の信号を約40dB減衰させるもので
ある。入力フイルタ回路の出力は、ピンダイオー
ドで構成される可変減衰器４２に入力される。こ
の可変減衰器の通過域での損失は、VHF帯で約
1dB、UHF帯で約1.5dBであり、最大減衰量は、
VHF帯で50dB、UHF帯で40dBである。可変減
衰器４２の出力は、トランジスタ２段構成のRF
増幅器４３に入力される。RF増幅器の利得は約
21dBであり、雑音指数は、VHF帯で2.5dB以下、
UHF帯で3.5dB以下である。

RF増幅器４３の出力は、ダイオード・シング
ル・バランス・ミキサで構成される第１の混合器
４５の第１の入力端子に入力される。混合器４５
の第２の入力端子には、トランジスタ１段構成の
電圧制御発振器４７の出力が増幅器４６により所
要のレベルまで増幅されて入力されている。電圧
制御発振器４７は、希望TVチヤンネルに対応し
た必要な発振信号を電圧制御により発生する。

増幅器４６は、前記発振信号を増幅して2.5〜
3.5GHzにわたり出力＋15dBmを得ている。第１
の混合器４５は、電圧制御発振器４７の発振信号
により、混合器４５の第１の入力端子に入力され
たTV信号を所定の第１の中間周波数2520〜
2700MHzに周波数変換する。一つの妨害を与え
ない第１中間周波数として、2520MHzを選定し、
混合方式として前述したように、第１混合器の局
部発振信号周波数、すなわち電圧制御発振器の発
振信号周波数と、受信TVチヤンネル信号の周波
数との差が第１中間周波数となるように設定する
と、電圧制御発振器の必要な発振周波数帯域は
2613〜3287MHzとなる。

第１の混合器４５は、本発明で提示する新規な
混合器であり、低雑音特性で低歪特性のダイオー
ド・シングル・バランス形のものである。混合器
４５の雑音指数は、VHF帯で7dB、UHF帯で
8dBであり、2520MHzに周波数変換する変換損
失は、VHF帯で6dB、UHF帯で7dBである。第
１の混合器４５の出力は、2520MHzの第１の中
間周波数に周波数変換されたTVチヤンネル信号
を選択波する周波数固定のバンド・パス・フイ
ルタ４８に入力される。周波数固定のバンド・パ
ス・フイルタ４８は、同軸形のフイルタであり、
以降の回路で隣接チヤンネル妨害を極力さけるよ
うに、帯域巾は5MHzとしている。中心周波数、
2520MHzでの挿入損失は、約5dBである。固定
のバンド・パス・フイルタ４８の出力は、第２の
混合器４９の第１の入力端子に入力される。第２
混合器４９の第２の入力端子は、固定発振器５０
の出力が入力される。第１中間周波数を
2520MHzに選定し、日本TVチヤンネル受信の
場合は、固定発振器５０の出力周波数は、
2463MHzとなる。

第２混合器４９は、ダイオード・シングル・バ
ランス形のもので、変換損失は5dB、雑音指数は
5dBである。

第２混合器４９は、固定のバンド・パス・フイ
ルタ４８により選択波した第１の中間周波数信
号を第２の中間周波数に周波数変換する。

日本TVチヤンネル受信の場合は、57MHz帯
に周波数変換する。

５１は、第２の混合器４９で周波数変換された
57MHzの中間周波信号を増幅する中間周波増幅
器で、利得15dB、雑音指数2.5dB、希望TVチヤ
ンネルに１％の混変調歪を与える隣接チヤンネル
のレベルは、−20dBm以上である。５２は、出力
側の中間周波増幅器における隣接チヤンネル妨害
を抑圧するため、中間周波信号を選択波し、上
側および下側隣接チヤンネルの映像搬送波信号と
音声搬送波信号の成分を減衰させるための固定の
バンド・パス・フイルタとトラツプ回路である。
中間周波数57MHzでの挿入損失は、約3dBであ
る。また周波数変換された上側隣接チヤンネル映
像搬送波52.75MHz、および下側隣接チヤンネル
音声搬送波60.25MHzでの減衰量は、約30dBであ
る。

フイルタ５２の出力は、出力同調形の増幅器５
３に入力され、所要のレベルまで増幅される。増
幅器５３の利得は、20dBである。

端子５５，５６，５７は、それぞれAGC電圧
供給用端子、選局電圧供給用端子、AFC電圧供
給用端子である。

本実施例のチユーナのAGC動作は、RF増幅器
４３における希望受信チヤンネルの入力レベル
が、常に−55dBmあるいは、それ以下になるよ
うに設定される。

一般に、ダブル・スーパー・ヘテロダイン方式
のチユーナは、第１の混合器の局部発振器すなわ
ち電圧制御発振器と、第２の混合器の局部発振器
すなわち固定発振器とに、それぞれAFCを施す
必要がある。

本発明の好適な実施例においては、電源電圧変
動あるいは、温度変動に対して周波数安定度のよ
い固定発振器５０を提供することにより、電圧制
御発振器４７のみにAFC端子を設けている。

本発明によれば、第１の混合器４５のイメージ
信号周波数は、受信希望チヤンネル信号周波数よ
り第１中間周波数の２倍、5040MHz高い周波数
となる。日本TVバンドを受信する本実施例の場
合、イメージ信号周波数は、5133〜5807MHzと
なる。第１の混合器４５の第１の入力が、RF増
幅器４３の出力に接続されているため、第１の混
合器４５のイメージ妨害は、全く問題がない。

第２混合器４９のイメージ信号は、第１中間周
波数より第２中間周波数の２倍だけ、低い周波数
となる。本方式の場合、このイメージ信号を除去
するものは、第１中間周波数を選択波する固定
のバンド・パス・フイルタ４８だけであるが、本
実施例の場合、中心周波数より114MHz低い周波
数帯すなわち2406MHz近傍では、固定のバン
ド・パス・フイルタ４８で75〜80dBの減衰が取
れており、第２混合器４９で発生するイメージ信
号の抑圧特性は75〜80dBである。

本実施例の場合、チユーナとしての総合の雑音
指数は、VHF帯で約5dB、UHF帯で約7dBであ
る。

チユーナの妨害特性として最もきびしい状況で
ある希望受信チヤンネルのレベルが−55dBm以
下で、可変減衰器が減衰していないときに、希望
チヤンネルの第２中間周波数信号に、１％の混変
調歪を発生する隣々接チヤンネル、あるいは隣接
チヤンネルの入力レベルは、−20〜−25dBmであ
る。

以下、本発明における特徴的な個別回路につい
て、詳細に説明する。

第５図は本発明の一実施例におけるVHF−
UHFチユーナの第１の混合器４５の具体的回路
例を示したものである。本混合器は、マイクロ・
ストリツプ線路による独自な構造のダイオード・
シングル・バランス形のミキサであり、テフロ
ン・フアイバー・グラス基板などの誘電体基板の
上に作製されたマイクロ・ストリツプ線路とダイ
オード・抵抗・コンデンサとで構成されている。

本混合器は、VHFからUHFまでのTVチヤン
ネル信号を2520〜2700MHzの間の適当な周波数
の第１の中間周波数に周波数変換するアツプ・コ
ンバータであり、小形かつ低歪特性を特徴として
いる。

第５図に示したものは、テフロン・フアイバ
ー・グラス基板上に構成したもので、約28×25mm²
の面積を有している。図において６１，６２，６
３は、それぞれ50Ωマイクロ・ストリツプ・線路
で構成された信号入力用端子、第１の中間周波数
信号の取り出し用端子、局部発振信号入力用の端
子で、入力信号周波数は、50〜1000MHz、局部
発振信号周波数は2570〜3520MHzである。

線路６５と線路６６，６７は、間隔約0.1mmを
介して平行結合線路を構成している。

局部発振周波数のほぼ中心の周波数3000MHz
での基板上での波長をλ_gL1とすると、６５と６
６，６７の線路の平行結合部の電気長は、約
λ_gL1／８であり、そのうち６５と６６の線路の平
行結合部の電気長は、約λ_gL1／40である。

線路６６，６７の接続点は、接地用線路７７で
接地されている。６４は先端開放のスタブで、特
性インピーダンス50Ω、約λ_gL1／10の電気長であ
る。平行結合線路６５，６６，６７とスタブ６４
と接地用線路７７とで、局部発振信号周波数帯に
おけるバランを形成している。

バランの出力線路６８，６９には、それぞれチ
ツプ抵抗７１，７３、チツプ・コンデンサ７２，
７４が接続されている。抵抗・コンデンサの値は
変換損失を増大させることなく、低歪特性を実現
するように選定される。たとえば、抵抗値は
10Ω、コンデンサの容量は5PFに選定される。

７０はシリコンのシヨツトキ・バリア・ダイオ
ードである。７５，７６は入出力信号分離用のダ
イプレクサーで、７６は入力信号用のローパス・
フイルタ、７５は出力中間周波信号用のハイパ
ス・フイルタである。

本ミキサ回路は局部発振信号用の独特な構造の
バランの広帯域な平衡性と、前記バランの出力線
路とダイオードとの間に適切な値の直列抵抗、直
列コンデンサを挿入することにより、低雑音で低
歪特性を実現している。

第６図は、第２の混合器４９の具体的回路の一
実施例を示したものである。本混合器は、マイク
ロ・ストリツプ線路による独自な構造によるダイ
オード・シングル・バランス形のミキサで小形、
低雑音を特徴としている。本ミキサ回路の基本的
構造は、同一出願人の出願に係るものである。
（特願昭54−130573号）第６図に示したものは、テフロン・フアイバー
グラス基板上に構成したもので、約25×25mm²の面
積を有している。

図において、８１，８２，８３は、それぞれ
50Ωマイクロ・ストリツプ線路で構成された信号
入力用端子、第２の中間周波信号の取出し用端
子、局部発振信号入力用の端子である。

入力信号は、固定のバンド・パス・フイルタ４
８により選択波された第１の中間周波信号で、
入力信号周波数は2520〜2700MHzの間の適当な
周波数で、第４図の実施例においては、
2520MHzとなる。局部発振信号周波数は、必要
な第２の中間周波数を得るように、入力信号周波
数より第２の中間周波数だけ低い周波数の信号が
入力される。第４図の実施例の場合、日本TVバ
ンドを受信するため局部発振信号周波数は
2463MHzに設定されている。

線路８５と線路８６，８７は、間隔0.1mmを介
して平行結合線路を構成している。

局部発振信号周波数2463MHzでの基板上での
波長をλ_gL2とすると、８５と８６，８７の線路の
平行結合部の電気長は、約λ_gL2／10であり、その
うち８５と８６の線路の平行結合部の電気長は、
約λ_gL2／35である。８６と８７の線路の接続点は
接地用線路９３で接地されている。

９４は、線路８５と線路８６を、線路８６のほ
ぼ中間点で接続するための短絡用の線路である。
短絡線路９４を設けることにより、ミキサで発生
する局部発振信号（f_L2）と入力信号すなわち第
１の中間周波信号（f_IF1）の和成分（f_L2＋f_IF1）を
効率的に利用して、必要な差成分（f_IF1−f_L2）す
なわち第２の中間周波数に対する変換損失特性・
雑音指数特性の向上をはかることができる。

８４は先端開放のスタブで、特性インピーダン
ス35Ω、約λ_gL2／12の電気長である。

平行結合線路８５，８６，８７とスタブ８４と
接地用線路９３と、短絡線路９４とで、局部発振
信号周波数帯におけるバランを形成している。

バランの出力線路８８，８９には、シリコンシ
ヨツトキー・バリア・ダイオード９０が接続され
ている。９１，９２は、入出力信号分離用のダイ
プレクサで、９２は入力信号用のバンド・パス・
フイルタ、９１は出力中間周波信号用のローパ
ス・フイルタである。

第７図ａは、第１中間周波信号を得るための電
圧制御発振器４７および増幅器４６の具体的回路
例を示したものである。本発振器は、共振器と発
振回路との結合線にインターデイジタルキヤパシ
タを用い、広帯域にわたつて発振可能な結合を達
成すると同時に、結合の無調整化を図つたことを
特徴とする電圧制御発振器である。本発振器は、
VHFからUHFまでのTV信号を、１つの発振器
で、切り換えを行うことなく受信できるように、
1000MHzの広帯域にわたつて発振が可能である。

第７図ａに示したものは、テフロンフアイバー
グラス基板上に構成したもので、マイクロストリ
ツプ線路９９、バラクタダイオード１００により
共振器を形成し、インターデイジタルキヤパシタ
９８により発振回路との結合を形成している。共
振器はマイクロストリツプ線路９９をコの字形に
曲げることにより特性を劣化させずに小形化を図
つている。発振周波数は端子１０１に印加される
電圧により制御される。共振器と発振回路との結
合は、インターデイジタルキヤパシタを用いるこ
とにより、広帯域化、無調整化が図られている。
パターン９７は、発振回路と共振器側の整合をと
るためのスタブである。L₇₃，L₇₄は発振周波数の
ほぼ中心の周波数3000MHzにおける基板上での
波長をλ_gL1とすると、ほぼλ_gL1／４になるように
設定した高周波チヨークコイルであり、C₇₅〜C₇₇
は高周波接地用のコンデンサである。C₇₄，C₇₈、
パターン９６により発振回路の負性抵抗が制御で
き、好適な実施例では、C₇₄は1PF程度、C₇₈は５
〜10PFである。

増幅器４６は、高出力でなおかつアイソレーシ
ヨンを十分にとるために、トランジスタ２段構成
のエミツタ接地方式を用い、出力を端子９５から
取り出し第１の混合器４５に入力している。

本発振器は、電圧制御発振器４７および増幅器
４６により、2500〜3500MHzにわたつて、出力
15dBmの発振出力を得ている。

第７図ｂは、希望チヤンネルを受信するための
同調電圧にAFC電圧を重畳し、AFCを行う回路
の具体的回路図である。希望チヤンネルを受信す
るための同調電圧を端子５６に、発振周波数のず
れに対応して変化するAFC電圧を端子５７に印
加し、端子１０２から合成電圧を取り出してバラ
クタダイオードに供給し、周波数ずれを補償する
AFC回路である。本回路は、カラー画像受信の
際に要求される高い周波数安定性が容易に得ら
れ、しかも同調電圧、AFC電圧の大小関係によ
り、電源側に電流が流れ込むという抵抗分割の
AFC回路では避けることができない現象を防止
できるという特徴がある。

第８図は、第２の中間周波信号を得るための周
波数固定の発振器５０の具体的一回路例を示した
ものである。本発振器は、容量装架の短縮半波長
形共振器をコの字形に曲げ、特性を劣化させるこ
となく共振器の小形化を図つたことを特徴とする
周波数固定の発振器である。また共振器と発振回
路との結合には、半波長共振器中央の見掛け上の
シヨートポイントからの距離に応じて結合度が変
化する磁界結合を採用し、結合の簡略化を図つて
いる。更に本発振器は、共振器と発振回路との結
合をできるだけ疎にし、バイアス条件とエミツタ
抵抗R₉₆を最適に選ぶことにより、周波数変動を
200〜300MHz以内に抑え、簡単な構成で周波数
変動の少ない高安定な発振器を実現している。

第８図に示したものは、テフロンフアイバーグ
ラス基板上に構成したもので、マイクロストリツ
プ線路１０７と固定容量C₉₅により短縮半波長形
共振器を構成し、半波長共振器中央の見掛け上の
シヨートポイントからの距離に応じて変化する磁
界結合を用いて共振器と発振回路との結合を形成
している。発振出力は端子１０３より取り出し第
２の混合器４９に入力している。L₉₀は発振周波
数2463MHzにおける基板上での波長をλ_gL2とす
ると、ほぼλ_gL2／４になるように設定されたチヨ
ークコイルであり、C₉₁は高周波接地用コンデン
サである。C₉₂，C₉₃、パターン１０６により発振
回路の負性抵抗が制御でき、好適な実施例では、
C₉₂は1PF程度、C₉₃は10−20PFである。なお発
振周波数の微調は、マイクロストリツプ線路１０
７の開放端の上部フタにチユーニングビスを設
け、その間隔を変えることで達成している。

本発振器は、マイクロストリツプ線路をコの字
形に曲げ小形化を図つた容量装架形の短縮半波長
共振器を用い、共振器と発振回路の結合は、半波
長共振器中央の見掛け上のシヨートポイントから
の距離に応じて変化する磁界結合を採用し、小形
でかつ簡単な構成で周波数変動を300KHz以内に
抑えた高安定な発振器である。

第９図は、第１中間周波数を選択波する周波
数固定のフイルタ４８の具体的構成例を示したも
のである。本フイルタは共振子３段で、しやへい
板に結合孔を設けた段間結合をとり入出力は、同
一出願人の出願に係る特願昭54−134573号の外部
回路、取り出し端子、入出力結合を一体化した構
成を用いている。

第９図に示したものは、26（Ｗ）×40（Ｌ）×14
（Ｈ）mm³の大きさを有している。筐体１１４に共
振子１０９〜１１１とチユーニングビス１０８と
からなる共振回路を構成し、誘電体基板１１６上
に構成された伝送線路１１５を通して入出力結合
を行うと同時に、波器からの取り出しを同軸コ
ネクタを用いず、マイクロ波集積回路との接続を
直接行い、接続部で生じていた不整合を解消し、
接続による特性劣化を改善している。また段間結
合は、遮蔽板１１２に結合孔１１３を設けて行う
ことにより、フイルタの高次のスプリアス特性が
改善され第２混合器で発生する局部発振器同志の
高調波ミキシングによるスプリアス妨害が軽減さ
れている。１１７は誘電体基板を共振子に固定す
るためのビスである。本フイルタは、希望受信チ
ヤンネルの帯域内特性を良好にし、フイルタ以降
の回路における妨害排除特性の向上を図るため、
帯域幅を３〜5MHzに設定している。中心周波数
2520MHz、帯域幅5MHzのフイルタの特性は、
挿入損失5dB、入出力VSWR1.5以下、中心周波
数±114MHzで75〜80dBの減衰が得られている。

第１０図は、第１中間周波信号用の固定のバン
ド・パス・フイルタ４８の周波数レスポンス１９
０と中間周波増幅器５１〜５３の周波数レスポン
ス１９１の関係を図示したものである。図におい
てそれぞれの周波数レスポンスは、中心周波数に
対する相対減衰量を示している。図中、f₁，f₂は
それぞれ、周波数レスポンス１９０，１９１に対
応する周波数を示している。また、Ｎ、Ｎ＋１、
Ｎ−１、Ｎ＋２、Ｎ−２、はそれぞれ、希望受信
チヤンネル、上側隣接チヤンネル、下側隣接チヤ
ンネル、上側隣々接チヤンネル、下側隣々接チヤ
ンネル、を示している。

固定フイルタ４８は、希望受信チヤンネルの帯
域内特性を良好にするためと、以降の回路におけ
る妨害を極力防ぐため、帯域巾5MHzに設定され
ている。隣々接チヤンネルにおける減衰量は、図
に示すごとく20dB以上であり、下側隣接チヤン
ネルの映像搬送波信号、および、上側隣接チヤン
ネルの音声搬送波信号に対する減衰量は15dB以
上であるが、下側隣接チヤンネルの音声搬送波信
号、および、上側隣接チヤンネルの映像搬送波信
号に対する減衰量は、数dBである。

そのため、固定フイルタ４８以降の回路、特に
中間周波増幅器５１〜５３において、隣接チヤン
ネルの妨害が生ずる。本発明では、中間周波増幅
器５１〜５３において、第１０図に示すような周
波数レスポンスを持たせて、増幅器における隣接
チヤンネルによる妨害特性を向上させている。

第１１図は、中間周波増幅器５１、フイルタ５
２、出力側中間周波増幅器５３の結線図である。
１９２，１９３は、それぞれ入力・出力端子であ
る。中間周波増幅器５１は、低雑音で低歪特性を
得るため、エミツタ側接地回路において、R₁₀₄，
C₁₀₂，R₁₀₃，C₁₀₃を接続している。

C₁₀₃は、中間周波数帯・接地用のコンデンサで
C₁₀₂，R₁₀₄は、増幅器の雑音特性を劣化させるこ
となく低歪特性を実現するように適切な値に設定
される。好適な実施例では、R₁₀₄の値は10〜30Ω
であり、C₁₀₂の値は100〜200PFである。

中間周波増幅器５１の雑音指数は、2.5dB以
下、希望受信チヤンネルに１％の混変調歪を与え
る隣接チヤンネルの入力レベルは、−20dBm以上
である。

フイルタ５２は、57MHz帯のセラミツク・フ
イルタP₂とセラミツク共振子P₁，P₃により基本
的に構成されるものである。セラミツク・フイル
タP₂は一極のフイルタであり、接地側電極に
C₁₀₅，L₁₀₂が付加されている。

セラミツク共振子P₁は第２中間周波数帯に周
波数変換された下側隣接チヤンネルの音声搬送
波、すなわち60、25MHzにおけるトラツプ・フ
イルタである。セラミツク共振器P₃は、同様に
上側隣接チヤンネルの映像搬送波、すなわち、
52、75MHzにおけるトラツプ・フイルタである。
トラツプの減衰量は30dB以上である。入出力の
インダクタンスL₁₀₁，L₁₀₃は、入出力の整合用で
ある。

出力側の中間周波増幅器５３は、C₁₀₉とL₁₀₄と
で構成される共振回路を出力側にもつ同調増幅器
である。57MHz帯における出力インピーダンス
が75ΩとなるようL₁₀₅がL₁₀₄と誘導結合している。

本中間周波増幅器５１〜５３は、前段の増幅器
５１の低雑音・低歪特性とフイルタ回路５２によ
り、雑音指数3dB以下、希望受信チヤンネルに１
％の混変調歪を生ずる隣接チヤンネルの入力レベ
ルは、−20dBm以上を実現している。

第１２図は、本発明の第２の実施例である。米
国TVチヤンネル受信用のVHF−UHFオール・
バンド・チユーナのブロツク図である。本実施例
は第１の実施例に比し、２チヤンネル・ビート妨
害・２次高調波妨害・混変調妨害をさらに改善し
たものである。第４図の実施例と同一の部分につ
いては、同一の符号を付し設定周波数のみが少し
異なる部分は、同一の参照番号に「′」を付して
示してある。

１９４，１９５はそれぞれVHF入力端子・
UHF入力端子である。１９６，１９７は、それ
ぞれ50〜90MHzの帯域をもつVHFローチヤンネ
ル用のバンド・パス・フイルタ、170〜220MHz
の帯域をもつVHFハイチヤンネル用のバンド・
パス・フイルタで、スイツチング回路１９９に入
力されている。スイツチング回路１９９は、希望
受信チヤンネルに応じて、制御端子２０５に印加
される制御電圧により、フイルタ１９６あるい
は、フイルタ１９７のいずれか一方の信号を、ピ
ンダイオードで構成される可変減衰器４２１に入
力する。フイルタ１９６あるいは１９７とスイツ
チング回路１９９の挿入損失は1dB以下である。
可変減衰器４２１は第１の実施例と同一構成のも
ので、通過域での損失1dB以下、最大減衰量
50dBである。可変減衰器４２１の出力は、VHF
帯のRF増幅器２００に入力される。RF増幅器２
００は、50〜250MHzの帯域で、利得15dB、雑
音指数2.5dB以下の特性をもつ、トランジスタ１
段の増幅器で、希望受信チヤンネルに１％の混変
調歪を発生するときの隣々接チヤンネル、あるい
は隣接チヤンネルの増幅器入力レベルは、約−
15dBmである。

VHF帯のRF増幅器２００の出力は、UHF帯
のRF増幅器２０１の出力と共に、Ｖ−Ｕ切替え
用のスイツチング回路２０２に入力される。

１９８は、450〜900MHzの帯域をもつUHF帯
のバンド・パス・フイルタで、その出力はピンダ
イオードで構成される可変減衰器４２２に入力さ
れる。可変減衰器のUHF帯での通過域での損失
は1.5dB以下、最大減衰量は45dBである。可変減
衰器４２２の出力は、トランジスタ２段構成の
VHF帯のRF増幅器２０１に入力される。RF増
幅器２０１は、400〜1000MHzの帯域で、利得
15dB、雑音指数3.5dB以下の特性をもち、希望受
信チヤンネルに１％の混変調歪を発生するときの
隣々接、あるいは隣接チヤンネルの増幅器入力レ
ベルは、約−15dBmである。

Ｖ−Ｕ切替え用のスイツチング回路２０２は、
希望受信チヤンネルに応じて、制御端子２０６に
印加される制御電圧により、VHF帯のRF増幅器
２００、あるいはUHF帯のRF増幅器２０１のい
ずれか一方の出力を、ダイオード・シングル・バ
ランス・ミキサで構成される第１の混合器４５′
の第１の入力端子に入力する。

混合器４５′の第２の入力端子には、第１の実
施例と同様に、電圧制御発振器４７′が、増幅器
４６′により増幅されて入力されている。

米国TVバンドを受信する場合に、一つの妨害
を与えない第１の中間周波数として、2700MHz
を選定し、電圧制御発振器の発振信号と受信TV
チヤンネル信号の周波数との差が第１の中間周波
数となるように設定すると、電圧制御発振器４
７′の必要な発振周波数帯域は、2757〜3587MHz
となる。

第１の混合器４５′は、電圧制御発振器４７′お
よび増幅器４６′は、設定周波数が、少し異なる
だけで第１の実施例とほぼ同一のものである。

第１の混合器４５′の出力は、トランジスタ１
段構成の第１中間周波数用の第１の増幅器２０３
に入力される。第１の増幅器２０３は2700MHz
において利得6dB、雑音指数3.5dB以下であり、
希望受信チヤンネルに１％の混変調歪を発生する
隣接および隣々接チヤンネルの増幅器入力レベル
は約−8dBmである。

第１中間周波数用の第１の増幅器２０３の出力
は、帯域幅5MHz、中心周波数2700MHzの同軸
形の固定バンド・パス・フイルタ４８′に入力さ
れる。中心周波数での挿入損失は、約5dBであ
る。固定のバンド・パス・フイルタ４８′の出力
は、第１中間周波数用の第２の増幅器２０４に入
力される。第２の増幅器はトランジスタ１段構成
のもので、2700MHzにおいて利得6dB、雑音指
数3.0dB以下である。

第２の増幅器２０４の出力は、第２の混合器４
９′の第１の入力端子に入力される。第２の混合
器４９′の第２の入力端子には、2655MHzの発振
周波数をもつ固定の発振器５０′の出力が入力さ
れる。５２′は、第２中間周波数45MHz用の固定
のバンド・パス・フイルタとトラツプ回路であ
り、設定周波数が異なるだけで、第１の実施例と
同一の構成のものである。

フイルタ５２′の出力は、出力同調形の増幅器
５３′に入力され、所要のレベルまで増幅される。
増幅器５３′の利得は、25dBである。

本実施例のチユーナのAGC動作、AFC動作は
第１の実施例と全く同一である。

本実施例においては、第１中間周波数帯の低利
得、低歪、低雑音の第１の増幅器と第２の増幅器
を第１中間周波数用の固定のバンド・パス・フイ
ルタの入・出力側に設定することにより、チユー
ナとしての総合雑音特性を劣化させることなく
RF増幅器の利得を下げることが可能となつてい
る。そのため、チユーナ入力端子から第１の混合
器の入力端子までのTVチヤンネル信号の増幅利
得が少なくなり、チユーナ全体の混変調歪妨害・
３次相互歪妨害を第１の実施例に比し向上させて
いる。

本実施例の場合、チユーナとしての総合の雑音
指数は、VHF帯で約5.5dB、UHF帯で約7dBで
あり、希望受信チヤンネルに１％の混変調歪妨害
を与える隣々接チヤンネル、あるいは隣接チヤン
ネルのチユーナ入力レベルは、−15〜−20dBmで
ある。

また、RF増幅器の入力側で、VHFローチヤン
ネル用、VHFハイチヤンネル用、UHF用の固定
のバンド・パス・フイルタを設定することにより
希望受信チヤンネルに２次高調波妨害を発生する
他チヤンネル信号をRF増幅器の入力側で減衰さ
せ２次高調波妨害特性を向上させている。さらに
希望受信チヤンネル以外の２つの他チヤンネルの
周波数の和および差のスプリアスが希望受信チヤ
ンネルに落ちこみ妨害を与える２チヤンネルビー
ト妨害特性を向上させている。

前に述べたように、米国TVチヤンネル受信の
場合に、第１の中間周波数として2700MHzを選
定し、第１の混合器の局部発振信号周波数と希望
受信チヤンネルの信号周波数との差により第１の
中間周波数を得るようにすると、希望受信チヤン
ネルの第１中間周波数信号の帯域内に落ち込むス
プリアス妨害は、RF増幅器および第１の混合器
で発生する２次、３次の高調波妨害とチヤンネル
間のビート妨害である。本実施例においては、こ
れらの妨害特性を極力向上させたものである。

さらに本実施例によれば、第２の混合器で発生
するイメージ信号がVHFチヤンネル受信時には
VHFローチヤンネル用、あるいはVHFハイチヤ
ンネル用の固定のバンド・パス・フイルタの帯域
外になるためと周波数固定フイルタ４８′により、
第２の混合器で発生するイメージ信号のVHF帯
での抑圧特性は、85dB以上となつている。

以上述べたように本発明によれば、低雑音で、
低歪特性のダブル・コンバージヨン方式のVHF
−UHFオール・バンド・チユーナを提供するこ
とができる。

特に低歪特性は、第１の中間周波数を2520〜
2700MHzの適当な周波数に選定し、第１の混合
器の局部発振信号周波数と希望受信チヤンネルの
信号周波数との差により第１の中間周波数を得る
ように設定することと、本発明による独特な構造
の第１の混合器とにより実現されている。

【図面の簡単な説明】

第１図は、従来のVHF電子チユーナのブロツ
ク図、第２図は、ダブル・スーパーヘテロダイン
方式のオール・バンド・チユーナの基本的構成を
示すブロツク図、第３図は、第１の中間周波数と
して330MHzを選定する場合に希望受信チヤンネ
ルの第１中間周波数帯域内に他チヤンネルによる
妨害信号が発生していることを示す説明図、第４
図は、本発明に用いるVHF−UHFチユーナのブ
ロツク図、第５図は本発明の一実施例における
VHF−UHFチユーナの第１の混合器の具体的構
成を示す結線図、第６図は、同じく第２の混合器
の具体的構成を示す結線図、第７図ａは、同チユ
ーナの電圧制御発振器の具体的構成を示す結線
図、第７図ｂは、同チユーナの電圧制御発振器を
制御する回路の具体的構成を示す結線図、第８図
は、同チユーナの固定発振器の具体的構成を示す
結線図、第９図は同チユーナの第１の中間周波信
号を選択波する周波数固定のフイルタの具体的
構成を示す平面図、第１０図は、同チユーナの第
１の中間周波数信号用の周波数固定のフイルタの
周波数レスポンスと第２中間周波数信号用の増幅
器の周波数レスポンスの関係を示す図、第１１図
は同チユーナの第２の中間周波数信号用の増幅器
の具体的構成を示す結線図、第１２図は本発明の
他の実施例におけるVHF−UHFチユーナのブロ
ツク図である。４１…入力フイルタ回路、４２…可変減衰器、
４３…RF増幅器、４５…第１の混合器、４６…
増幅器、４７…電圧制御発振器、４８…バンド・
パス・フイルタ、４９…第２の混合器、５０…固
定発振器、５１…中間周波増幅器、５２…フイル
タ、５３…増幅器。

Claims

【特許請求の範囲】

１ VHF−UHFの全受信チヤンネルの信号を減
衰する広帯域減衰器と、前記広帯域減衰器の出力
信号を増幅する広帯域増幅器と、希望チヤンネル
に応じた第１の発振信号を出力する周波数可変の
第１の発振器と、前記広帯域増幅器の出力信号と
前記第１の発振器の出力である第１の発振信号と
を混合して、その第１の発振信号よりも低い周波
数である2520〜2700MHz帯の第１の中間周波数
信号に周波数変換する第１の混合器と、前記第１
の混合器の出力である第１の中間周波数信号を選
択的に帯域通過させる周波数固定の第１の波器
と、周波数が固定の第２の発振信号を出力する第
２の発振器と、前記第１の波器の出力と前記第
２の発振器の出力である第２の発振信号とを混合
して第２の中間周波数信号に周波数変換する第２
の混合器とを具備し、前記第１の混合器は、一端
に前記第１の発振器の出力である第１の発振信号
が印加されるとともに、他端が先端開放になつて
いるマイクロ・ストリツプ線路からなる第１の結
合線路と、前記第１の結合線路に平行結合すると
ともに、その平行結合する略中央部に接地部を有
するマイクロ・ストリツプ線路からなる第２の結
合線路と、前記第２の結合線路の両開放端の間
に、抵抗とコンデンサが並列接続された第１の回
路、極性を同一方向にした第１、第２のダイオー
ドが直列接続された第２の回路、抵抗とコンデン
サが並列接続された第３の回路が順次直列に接
続・装加された回路群と、前記第１、第２のダイ
オードの両者接続部間に一端が接続され、他端が
前記広帯域増幅器の出力側に接続されたマイク
ロ・ストリツプ線路からなる低域通過型の第２の
波器と、前記第１、第２のダイオードの両者接
続部間に一端が接続され、他端が前記第１の波
器の入力側に接続されたマイクロ・ストリツプ線
路からなる高域通過型の第３の波器とから成
る、マイクロ波集積回路によるダイオード・シン
グル・バランス・ミキサで構成されていることを
特徴とするVHF−UHFチユーナ。