JPS643319B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は放電灯の始動直後から定格点灯状態に
移行するまでの間において放電灯の入力電流を一
定に制御することのできる放電灯定入力点灯方法
に関するものである。第１図は放電灯定入力点灯
装置の基本的回路を示す図面であつて、図中１は
商用電源、２は限流インピーダンス素子、３は高
圧蒸気圧放電灯、４は交流制御素子、５は光流制
御素子４のオフ時に限流インピーダンス素子２を
補償する限流要素である。また６は交流制御素子
４を点弧制御するための制御部である。第２図は
第１図回路を用いて、ナトリウム灯や水銀灯のよ
うな高圧蒸気圧の放電灯３の始動過程を制御する
際の制御条件であるランプ電流Ilaの位相と交流
制御素子４の導通位相関係を示している図面であ
つて、同図イは始動過程の入力電流を定格時の入
力電流以下となる定入力の為の導通位相条件の一
例を示し、図中ｙ軸は交流制御素子４のオフ期間
を表わすオフ位相角ΔT、ｘ軸は商用電源電圧の
ゼロクロス位相よりランプ電流Ilaが転流する迄
の転流位相角Ｔを示している。しかしてこの第２
図イより放電灯３の始動直後は第２図イのａ点に
あり、放電灯３の管内蒸気圧が次第に高くなるに
従い（ランプ電流位相が進むに従い）矢印Ａの様
に制御を行なえば定入力で放電灯３の始動が可能
であることがわかる。第２図ロは放電灯３のラン
プ電流Ilaと電源電圧Vsの位相関係を示す。とこ
ろで第２図イのｃ点−ａ点−ｂ点−ｄ点を結ぶ過
程の制御条件で導通位相を制御すると、放電開始
した際に、ａ点のようにランプ電流Ilaの転流の
転流位相が一定位相角T₁に定まらず、発散して
しまい定格に移行できない場合が生じる欠点があ
つた。第３図はこの様子を示しているものであ
る。ナトリウム灯のような高圧蒸気圧の放電灯＜
HID＞３は始動する際、ランプ電流Ilaの位相が
不安定なグロー放電を経て安定なアーク放電へ移
行するものである。従つて始動時の放電灯３のラ
ンプ電流の転流位相角Ｔは定まらず、第２図イの
一定位相角T₁とはならない場合が非常に多い。
この様な状況で第２図イの制御条件を適用した場
合、ランプ電流Ilaの波形は第３図ｃのように正
負非対称となり、正常なアーク放電が得られず、
定格点灯へは移行できない。即ち第（ｎ−１）半
サイクル目でのランプ電流Ilaの転流位相が時刻
t₁だとすると、交流制御素子４のオフ位相角
ΔT_o-1が小さくなつて（第３図ａ）、この半サイ
クルではランプ電流Ilaが多く流れ、次の電源半
サイクル（第ｎ半サイクル目）での転流位相は結
果として前の半サイクルに比べて遅れるため、今
度はオフ位相角ΔT_oが大きくなり（第３図ｂ）、
ランプ電流Ilaが絞り込まれて小さくなる。ラン
プ電流Ilaはこのように半サイクル毎に大、小を
繰り返すため始動時に放電灯３の点灯状態にちら
つきを生じ、正常な始動が得られないばかりか、
ランプ電流Ilaが大きくなる半サイクルを考慮し
て、交流制御素子４の電流容量を大きくする必要
があり、コスト高は免れ得ないという欠点があつ
た。

本発明は上述の欠点に鑑みて為されたもので、
その目的とするところは交流制御素子の制御条件
を改善して始動時の放電灯のちらつきや、始動時
のランプ電流の大、小の繰り返し変動を防いで、
交流制御素子に大きな電流容量のものを使用しな
くてもよい放電灯定入力点灯方法を提供するにあ
る。

ところで上述の欠点の原因について考察してみ
ると、ランプ電流Ilaの転流位相（第３図ｃ中時
刻t₁及び時刻t₄）が収束しないからであることは
明らかである。従つて第２図々示の制御条件では
この収束に必要な条件が盛り込まれていないので
ある。

本発明はこの点に鑑みて為したもので、商用電
源に交流制御素子、限流インピーダンス素子およ
び放電灯を直列に接続し、商用電源電圧のゼロク
ロス時点を検出する電源電圧零位相検出回路と、
放電灯の管電流の転流時点を検出する管電流転流
検出回路とを設け、交流電源電圧のゼロクロス時
点から放電灯の管電流の転流時点までの転流位相
角をＴとし、管電流の転流時点から交流制御素子
の導通開始時点までのオフ位相角をΔTとし、一
定位相角Taに対応して転流位相角Ｔとオフ位相
角ΔTとの定入力始動条件０≦Ｔ≦Taにおいて
ΔT＝ｆ（Ｔ）とし、Ta≦ＴにおいてΔT＝ｇ
（Ｔ）、ｆ（Ta）＝ｇ（Ta）とし、ｆが正の単調増
加関数で、ｇが正の単調減少関数であることを満
足するように設定して交流制御素子を制御するこ
とを特徴とするものである。

ここでｆ（Ta）＝ｇ（Ta）とは交流制御素子の
制御する制御式ΔT＝ｆ（Ｔ）、ΔT＝ｇ（Ｔ）が一
定位相角Taで連続していることを意味している。

ΔT＝ｆ（Ｔ）、０≦Ｔ≦Ta ΔT＝ｇ（Ｔ）、Ta≦Ｔ の条件でｆ（Ta）＝ｇ（Ta）であれば、ΔTは０≦
Ｔの全領域で連続した関数であると言える。もし
不連続なら制御は極めて不安定となる。

又Taは放電灯が定格点灯状態になつていると
きに制御されるべき、ランプ電流の転流位相角よ
り大きいことが必要条件である。もし小さければ
定格点灯に至らない。

さて第４図は転流位相角Ｔとオフ位相角ΔTの
条件に収束条件を加えた一実施例の制御条件を示
す。次にこの制御条件とした場合の始動時のラン
プ電流Ilaの転流位相角Ｔが収束する原理を説明
する。

第４図において、従来条件で放電灯３を始動さ
せた場合、ランプ電流Ilaのオン位相角（以下転
流位相角と称する）ＴがT₃となり、以降半サイ
クル毎に転流位相角ＴがT₁とT₃とになり、ラン
プ電流Ilaの波形が非対称形となつていた。しか
し同図中ｂ点−ａ点−ｃ点の直線を、ｂ点−ａ点
−c′点として折れ線とすると、ある半サイクル
（第ｎ半サイクル）で、転流位相角ＴがT₁であれ
ば、第（ｎ＋１）半サイクルでは転流位相角Ｔは
T₃となるが、このとき交流制御素子４のオフ位
相角ΔTは従来の条件の場合の○ロより小さくなり
○ロ′、また次の第（ｎ＋２）半サイクルでは転流
位相角ＴはT₁′となり、そうすると○イ点のときに
比べてオフ位相角ΔTは大きい○ハため、更に次の
第（ｎ＋３）半サイクル目ではランプ電流Ilaが
絞られ、○ロ′より転流位相角Ｔは小さくなり○ニ、
転流位相角ＴはT₃′となる。このようにして転流
位相角Ｔは次第に収束してゆくことになる。この
ことから放電灯３の始動時にランプ電流Ilaの転
流位相角Ｔが収束する条件は制御条件ΔT＝ｆ
（Ｔ）を単調増加関数とするのでなく、オフ位相
角ΔTに上限を設けることであることが判る。一
度収束点ａに収束すると、これ以上の転流位相角
Ｔはとり得ず、一定位相角Ta（実施例ではT₂と
称する）で固定されることになり、放電灯３のラ
ンプ電圧が上昇して、ランプ電流Ilaの位相が進
み始め、位相角T₂より小さくなると、ａ点から
ｂ点に向つて定入力電流制御がなされることにな
る。

第５図は電源周波の半サイクル毎の転流位相角
Ｔの変化を示したもので、ランプ電流Ilaの転流
位相角Ｔの収束を明確にしてある。同図中破線が
従来の制御条件での転流位相角Ｔの変化を示して
おり、転流位相角Ｔの振動の様子が表われてい
る。それに対し本実施例の制御条件で制御を行な
うと転流位相角Ｔは次第に実線で示す如く収束
し、第（ｎ＋１）半サイクル目では転流位相角Ｔ
は従来条件と同様であるが、オフ位相角ΔTは従
来より小さくなり、第（ｎ＋２）半サイクル目の
転流位相角Ｔを従来より小さくする。この作用が
それ以降のサイクルで順次働き収束していくので
ある。

この本実施例の制御条件によれば第４図の定入
力制御条件でなく、第１図の限流インピーダンス
素子２のインピーダンスが小さくなつた場合の定
入力制御条件でも同様の効果を示す。即ち第６図
において、ｘは限流インピーダンス素子２のイン
ピーダンスが小さい場合の定入力制御条件を示
し、インピーダンスが小さい場合において例えば
第ｎ半サイクル目でランプ電流Ilaの転流位相角
ＴがT₁であると、次の第（ｎ＋１）半サイクル
目では転流位相角ＴがT₃となり、そのときのオ
フ位相角ΔT＜○ロ＞は従来の制御条件でのオフ位
相角ΔTより小さくなり、次の第（ｎ＋２）半サ
イクル目での電流Ilaの転流位相角Ｔを小さくす
ることになる。このことから限流インピーダンス
素子２のインピーダンスが大きい場合（第６図の
ｙ）のときと同様な効果を有し、限流インピーダ
ンス素子２のインピーダンスの大きさに無関係で
あることが分る。同図中○イ○ロ○ハ○ニ○ホは夫々転
流位
相角T₁，T₃，T₁′，T₃′，T₁′に対応するオフ位相
角ΔTの位置を示す。

以下第４図々示の制御条件による実施例装置を
詳述する。第７図は本発明による放電灯定入力点
灯装置の一実施例を示すものであり、第８図はそ
の要部となるデイジタル式の制御回路の詳細を示
すものである。第７図において７は電源電圧の零
位相検出回路であり、商用電源電圧Vsを整流ス
タツクDB₂により全波整流し、抵抗R₃，R₄を介
してトランジスタQ₂を常時オン状態にしている
ものであるが、交流電源電圧Vsが零となつたと
きのみオフ状態となり、トランジスタQ₂のコレ
クタをＨレベルとしてゼロクロス信号を発生する
ものである。次に８は管電流が零となる位相、す
なわち管電流の転流位相検出回路であり、放電灯
３の管電流が転流して交流制御素子４がターンオ
フするときに交流制御素子４の両端に電源電圧が
現われるので、このときの急激な電圧変化をパル
ストランスPT1により検出し、整流スタツク
DB1により全波整流してトランジスタQ₁をオン
状態とし、トランジスタQ₁のコレクタ電位をＬ
レベルに落としてノツト回路によりその否定論理
をとることにより、管電流の転流検出パルスを出
力するものである。さらに９は交流制御素子４の
トリガパルス発生回路であり、トランジスタQ₃
のベース電位がＨレベルになつたときにコンデン
サC₁に蓄えられた電荷をトランジスタQ₃のコレ
クタエミツタ間を介して放電することにより、パ
ルストランスPT2の２次側にトリガパルスを発生
せしめて交流制御素子４をターンオンするもので
ある。次に第８図は第７図の実施例の要部となる
デイジタル回路で構成された制御回路１０の詳細
を示すものである。この制御回路１０と、上記零
位相検出回路７と、転流位相検出回路８と、トリ
ガパルス発生回路９とから第１図の制御部６を構
成する。さて制御回路１０は、同図に示すように
電源電圧の零位相検出回路７の出力にはワンシヨ
ツトマルチバイブレータよりなるカウンタ補正回
路１１が設けられており、ゼロクロス信号より若
干遅れて立ち下がる位相検出パルスを出力するも
のである。この遅れ時間は第４図で示す位相角
T₀で表される。カウンタ補正回路１１の出力が
立ち下がると第１カウンタ１３がイネイブルされ
て所定周期τ₁の第１クロツク１４を加算カウント
開始する。しかして管電流が転流する時刻になる
と、管電流の転流位相検出回路８から転流位相検
出パルスが出力されると第１カウンタ１３はデイ
スエイブルされて第１クロツク１４のカウントを
停止する。一方第２カウンタ１５はイネイブルさ
れて、周期τ₂の第２クロツク１６を加算カウント
開始する。

従つてこの動作では第１カウンタ１３の内容が
位相角T₀よりランプ電流Ilaが転流する位相迄の
時間（ここでτと称する）を忠実に記憶すること
になる。即ちτは第１カウンタ１３のカウント数
に第１クロツク１４のクロツクパルス周期τ₁を乗
じたものに等しい。しかしこのままでは第４図々
示のａ点−c′点の条件が得られないため第８図の
実施例回路ではａ点での位相角T₂に相当する数
に第１カウンタ１３のカウント数が達すると上述
のランプ電流Ilaが転流する位相に無関係に、カ
ウント停止回路１７が働いて第１カウンタ１３を
強制的に停止させるようになつており、位相角
T₂以降にランプ電流Ilaが転流しても、第１カウ
ンタ１３のカウント数はａ点でのカウント数にと
どまる。

さて第２クロツク１６のカウントが開始される
と、第２カウンタ１５のカウント内容が比較回路
１８で第１カウンタ１３の内容と比較され、カウ
ント数が一致すると、比較回路１８より一致検出
パルスを出力する。この一致検出パルスが出力さ
れるとトリガパルス発生回路９は交流制御素子４
にトリガパルスを送出し、放電灯３のランプ電流
Ilaは急激に増大し始めることになる。また比較
回路１８が一致検出パルスを出力したときには第
１カウンタ１３および第２カウンタ１５にリセツ
トがかかり、次の半サイクルにおいても同じ動作
を繰り返すものである。なお第８図において２０
は電源投入時に両カウンタ１３，１５をリセツト
する電源投入時リセツト回路であり、オア回路１
９を介して両カウンタ１３，１５のリセツト端子
に接続されているものである。

しかして上記制御回路１０の制御条件は第４図
の転流位相角Ｔとオフ位相角ΔTの関係において
次のような一般式で表現できる。

尚第４図の定入力始動条件は０≦Ｔ≦T₂であ
つてはΔT＝ｆ（Ｔ）であり、T₂≦Ｔにあつては
ΔT＝ｇ（Ｔ）である。

第９図は本発明の他の実施例の制御条件を示す
図であつて、かかる実施例では制御条件をｄ点−
ｂ点−ａ点−c″点とするもので、従来の制御条件
では電源周波の半サイクル毎に第９図の○イと○ロと
の間で制御されることになるが、本実施例では次
の様に制御される。電源周波の第ｎ半サイクル目
でランプ電流Ilaの転流位相角ＴがT_oであるとす
ると、次の半サイクルでは転流位相角ＴはT_o+1
となる。このときの交流制御素子４のオフ位相角
ΔTは従来のΔT_o+1より小さいΔT_o″₊₁（○ロ″点）と
なり、従来よりランプ電流Ilaを多く流すため、
ランプ電流Ilaの転流位相角Ｔは遅れ、従つて第
（ｎ＋２）半サイクル目の転流位相角ＴはT_o+2
（＞T₁）となる。従つて第（ｎ＋２）半サイクル
目のオフ位相角ΔTはΔT_o+2（＞ΔT_o）（○ハ点）と
なり、ランプ電流Ilaを第ｎ半サイクル目に比べ
絞る効果が表れ、第（ｎ＋３）半サイクル目の転
流位相角ＴはT_o+3（＜T_o+1）となる。それ以降の
電源周波の半サイクルではこの動作が繰り返され
て一定位相角Ta（実施例ではT₁と称する）に転
流位相角Ｔは収束することになる。

ところで制御条件をｄ点−ｂ点−ａ点−c′点と
した場合の収束する速さはどうであるか考察して
みる。まず第（ｎ＋１）半サイクル目で決定され
る○ロ″のオフ位相角ΔT_o″₊₁はａ点−c′点の条件で
決まる○ロ′のオフ位相角ΔT_o+1より更に小さいた
め、第（ｎ＋２）半サイクル目のランプ電流Ila
の転流位相角Ｔは本実施例の方が大きくなる。こ
のことは転流位相角Ｔの収束がａ点−c′点の条件
に比べて速いことを意味し、第１０図はこれらの
転流位相Ｔの収束する様子を示す。同図中破線は
従来条件を、一点鎖線は第１実施例（ａ点−c′点
の制御条件）を示し、実線は本実施例を示す。

さて第１１図は本実施例の制御回路１０の回路
ブロツク図を示し、かかる実施例では加減算切換
回路２１を第８図実施例のカウント停止回路１７
の代りに設けた点が第８図実施例と相違するもの
である。即ちランプ電流Ilaの転流が第９図の位
相角T₁以降に生じるような時に位相角T₁に相当
するカウント数に第１カウンタ１３のカウント内
容が達すると、加減算切換回路２１で第１カウン
タ１３の内容を判断して第１カウンタ１３を減算
カウント動作させ転流位相検出回路８の転流検出
パルスが第１カウンタ１３に入力される迄、減算
動作を維持する。そして転流検出パルスが出力さ
れて第２クロツク１６のカウントが第２カウンタ
１５で開始されると、第８図回路と同様に動作す
るものである。

しかして第１１図の制御回路１０の制御条件は
第９図の転流位相角Ｔとオフ位相角ΔTの関係に
おいて次のような一般式で表現できる。

尚第９図の定入力始動条件は０≦Ｔ≦T₁にあ
つてはΔT＝ｆ（Ｔ）であり、T₁≦Ｔにあつては
ΔT＝ｇ（Ｔ）であつて、ｆが単調増加関数、ｇ
が単調減少関数である。

本発明は商用電源に交流制御素子、限流インピ
ーダンス素子および放電灯を直列に接続し、商用
電源電圧のゼロクロス時点を検出する電源電圧零
位相検出回路と、放電灯の管電流の転流時点を検
出する管電流転流検出回路とを設け、交流電源電
圧のゼロクロス時点から放電灯の管電流の転流時
点までの転流位相角をＴとし、管電流の転流時点
から交流制御素子の導通開始時点までのオフ位相
角をΔTとし、一定位相角Taに対応して転流位相
角Ｔとオフ位相角ΔTとの定入力始動条件を０≦
Ｔ≦TaにおいてΔT＝ｆ（Ｔ）とし、Ta≦Ｔにお
いてΔT＝ｇ（Ｔ）、ｆ（Ta）＝ｇ（Ta）とし、ｆが
正の単調増加関数で、ｇが正の単調減少関数であ
ることを満足するように設定して交流制御素子を
制御するので、始動時の転流位相角Ｔを一定位相
角Taに収束することができて始動時のランプ電
流の変動を抑えることができてちらつき現象が発
生することがなく、放電灯の安全な始動点灯が行
なえ、またそのため交流制御素子の電流容量が小
さく済みコスト的にも有利な上に、ランプ電流の
変動による交流制御素子の破壊もなくて信頼性も
向上するという効果を奏し、しかも転流位相角Ｔ
が小さいとオフ位相角ΔTも小さく制御すること
ができるので、高圧ナトリウム放電灯に対して以
下のような効果を奏する。即ち高圧ナトリウム放
電灯はバイメタルのような感熱スイツチが内蔵さ
れ、電源スイツチの投入後、感熱スイツチが閉成
されて内蔵ヒータ抵抗に主回路電流を流し、所定
温度になると感熱スイツチがオフして主回路の主
チヨークのキツク電圧で放電を開始し、一度放電
を開始すると高圧蒸気圧放電灯の特性で始動直後
は非常に大きなランプコンダクタンスで放電を維
持しつづけるもので、電源スイツチ投入直後では
限流インダクタンス素子とヒータ抵抗で主回路を
構成してランプ電流位相が進み、ランプ電流の転
流位相角Ｔが小さくなるが本発明では上述のよう
に転流位相角が小さくなると、オフ位相角も小さ
くなつてヒータ電流を確保して確実な始動点灯が
でき、その上放電灯のグロー放電が開始されると
自動的に転流位相角を大きい値に収束することが
でき始動時の突入電流を抑えるという効果を奏す
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は放電灯定入力点灯装置の基本回路構成
図、第２図イは従来の制御条件の説明図、第２図
ロは同上の電源電圧とランプ電流の波形図、第３
図ａ，ｂは同上のランプ電流位相が定まらない状
態を示す説明図、第３図ｃは同上のランプ電流位
相が定まらない状態を示す電源電圧とランプ電流
の波形図、第４図は本発明の一実施例の制御条件
の説明図、第５図は同上と、従来例とのランプ電
流の転流位相角の収束を示す比較説明図、第６図
は同上の限流インピーダンス素子のインピーダン
スが小さい際の制御条件の説明図、第７図は同上
を用いる放電灯定入力点灯装置の回路図、第８図
は同上の制御回路の回路ブロツク図、第９図は本
発明の別の実施例の制御条件の説明図、第１０図
は同上と、従来例と、第４図実施例のランプ電流
の転流位相角の収束を示す比較説明図、第１１図
は同上を用いる放電灯定入力点灯装置の制御回路
の回路ブロツク図であり、１は商用電源、２は限
流インピーダンス素子、３は放電灯、４は交流制
御素子、１０は制御回路、Ｔは転流位相角、ΔT
はオフ位相角である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 商用電源に交流制御素子、限流インピーダン
   ス素子および放電灯を直列に接続し、商用電源電
   圧のゼロクロス時点を検出する電源電圧零位相検
   出回路と、放電灯の管電流の転流時点を検出する
   管電流転流検出回路とを設け、交流電源電圧のゼ
   ロクロス時点から放電灯の管電流の転流時点まで
   の転流位相角をＴとし、管電流の転流時点から交
   流制御素子の導通開始時点までのオフ位相角を
   ΔTとし、一定位相角Taに対応して転流位相角Ｔ
   とオフ位相角ΔTとの定入力始動条件０≦Ｔ≦Ta
   においてΔT＝ｆ（Ｔ）とし、Ta≦Ｔにおいて
   ΔT＝ｇ（Ｔ）、ｆ（Ta）＝ｇ（Ta）とし、ｆが正の
   単調増加関数で、ｇが正の単調減少関数であるこ
   とを満足するように設定して交流制御素子を制御
   することを特徴とする放電灯定入力点灯方法。