JPS645502B2 - - Google Patents
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- JPS645502B2 JPS645502B2 JP59139257A JP13925784A JPS645502B2 JP S645502 B2 JPS645502 B2 JP S645502B2 JP 59139257 A JP59139257 A JP 59139257A JP 13925784 A JP13925784 A JP 13925784A JP S645502 B2 JPS645502 B2 JP S645502B2
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- JP
- Japan
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- voltage
- signal
- decoder
- frequency
- frequency keying
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 23
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 claims description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 4
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 239000006185 dispersion Substances 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 238000004904 shortening Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/16—Frequency regulation arrangements
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/144—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements
- H04L27/152—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using controlled oscillators, e.g. PLL arrangements
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Television Receiver Circuits (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、周波数キーイング信号、例えば
FSK−ビルトシルムテキスト信号用のデコーダ
に関する。その場合、このデコーダはPLL回路
を有し、このPLL回路が制御可能な発振器およ
び位相比較段を備え、低域フイルタを介してこの
位相比較段から、２つの値の間で変化する信号電
圧が取出される。この信号電圧は振幅選択回路へ
供給され、振幅選択回路の出力信号は、信号電圧
の位置が基準電圧の上であるか下であるかに応じ
て２つの異なる値をとり、かつこの出力信号がデ
ジタル出力信号である。
FSK−ビルトシルムテキスト信号用のデコーダ
に関する。その場合、このデコーダはPLL回路
を有し、このPLL回路が制御可能な発振器およ
び位相比較段を備え、低域フイルタを介してこの
位相比較段から、２つの値の間で変化する信号電
圧が取出される。この信号電圧は振幅選択回路へ
供給され、振幅選択回路の出力信号は、信号電圧
の位置が基準電圧の上であるか下であるかに応じ
て２つの異なる値をとり、かつこの出力信号がデ
ジタル出力信号である。
従来技術
ビデオテツクスとも称されるビルトシルムテキ
スト（Bildschirmtext：BTX）において、電話
通信網を介していわゆるFSK
（frequencyshiftkeying）信号を伝送することは
公知である。この信号は正弦波振動であり、その
周波数は、伝送すべきデジタル信号に応じて２つ
の値の間で切換えられる。この場合、１つの周波
数は1300Hzで、デジタル信号の論理値Ｈまたは１
に対応する。第２の周波数は2100Hzであり、デジ
タル信号の論理値ＬまたはＯに対応している。
スト（Bildschirmtext：BTX）において、電話
通信網を介していわゆるFSK
（frequencyshiftkeying）信号を伝送することは
公知である。この信号は正弦波振動であり、その
周波数は、伝送すべきデジタル信号に応じて２つ
の値の間で切換えられる。この場合、１つの周波
数は1300Hzで、デジタル信号の論理値Ｈまたは１
に対応する。第２の周波数は2100Hzであり、デジ
タル信号の論理値ＬまたはＯに対応している。
このFSK信号はアナログ信号であり、デコー
ダによつてそれからデジタル信号が発生する。こ
のデジタル信号は、例えば文字発生器の中で、文
字信号を発生するために用いられる。
ダによつてそれからデジタル信号が発生する。こ
のデジタル信号は、例えば文字発生器の中で、文
字信号を発生するために用いられる。
比較的に長い時間にわたつて伝送されたFSK
信号を記憶した後で、文字信号によつてテレビの
画面に一群の文字が表示される。
信号を記憶した後で、文字信号によつてテレビの
画面に一群の文字が表示される。
FSK信号を復号するために、信号をPLL位相
制御回路へ供給することは公知である。この場合
PLL回路の電圧制御発振器（VCO）は、そのつ
どFSK信号の周波数に制御される。この制御を
行なうためには、FSK信号の周波数が変動した
時に、PLL回路の位相比較段で得られ、かつ低
域フイルタを介して供給される制御電圧を変化さ
せる必要がある。そうすればその制御電圧信号
は、FSK信号の含む情報を有している。それは
信号電圧として別の低域フイルタを介して閾値特
性を有する回路、例えばマルチバイブレータに伝
送される。この閾値特性の回路の出力側には、
FSK信号の周波数偏移変調に対応するデジタル
信号が現われる。PLL回路を有するこのような
FSKデコーダは、EXAR INTEGRATED、
SYSTEM社発行の「FSK−Demodulation／
Ton Decoder」Nr.XR−2211、1976年10月、第
１頁〜６頁に詳しく記載されている。
制御回路へ供給することは公知である。この場合
PLL回路の電圧制御発振器（VCO）は、そのつ
どFSK信号の周波数に制御される。この制御を
行なうためには、FSK信号の周波数が変動した
時に、PLL回路の位相比較段で得られ、かつ低
域フイルタを介して供給される制御電圧を変化さ
せる必要がある。そうすればその制御電圧信号
は、FSK信号の含む情報を有している。それは
信号電圧として別の低域フイルタを介して閾値特
性を有する回路、例えばマルチバイブレータに伝
送される。この閾値特性の回路の出力側には、
FSK信号の周波数偏移変調に対応するデジタル
信号が現われる。PLL回路を有するこのような
FSKデコーダは、EXAR INTEGRATED、
SYSTEM社発行の「FSK−Demodulation／
Ton Decoder」Nr.XR−2211、1976年10月、第
１頁〜６頁に詳しく記載されている。
発明の解決すべき問題点
跳躍段もしくはマルチバイブレータの入力側に
おける信号電圧の値は、種々の要因に依存して変
化する。この要因とは例えば、FSK信号の周波
数、PLL回路の発振器の固有周波数、個々の素
子の許容誤差などである。実際上、これらのパラ
メータは変動するので、跳躍段出力側でデジタル
信号に誤りが生じるおそれがある。この時、デジ
タル信号のうち、FSK信号における所定周波数
の信号部分に対応する信号部分が、例えば短縮す
る。そのため、デジタル信号を復号する時に、い
わゆる等時性（イソクロナス）ひずみが発生す
る。
おける信号電圧の値は、種々の要因に依存して変
化する。この要因とは例えば、FSK信号の周波
数、PLL回路の発振器の固有周波数、個々の素
子の許容誤差などである。実際上、これらのパラ
メータは変動するので、跳躍段出力側でデジタル
信号に誤りが生じるおそれがある。この時、デジ
タル信号のうち、FSK信号における所定周波数
の信号部分に対応する信号部分が、例えば短縮す
る。そのため、デジタル信号を復号する時に、い
わゆる等時性（イソクロナス）ひずみが発生す
る。
このような等時性ひずみを避けるためには、
PLLデコーダを正確に調整する必要がある。デ
コーダの製造時にはこの調整が不可欠である。し
かし、上述のパラメータが変動する時には、デコ
ーダが動作中でも事後調整が必要となる。
PLLデコーダを正確に調整する必要がある。デ
コーダの製造時にはこの調整が不可欠である。し
かし、上述のパラメータが変動する時には、デコ
ーダが動作中でも事後調整が必要となる。
本発明の課題は、上述のデコーダを改良して、
製造時にも動作時にも調整を不要とすること、つ
まり等時性ひずみの発生を防止することである。
製造時にも動作時にも調整を不要とすること、つ
まり等時性ひずみの発生を防止することである。
問題点を解決するための手段
本発明によればこの課題は、特許請求の範囲第
１項記載のデコーダによつて解決される。
１項記載のデコーダによつて解決される。
本発明によれば、デコーダに対して常に自動的
な調整が行なわれる。従つて、製造時の１回限り
の調整も、動作中の反復手動調整も必要ない。本
発明による調整は、いわば静的に作用し長時間に
亘つても、常に最適の結果をもたらす。またこの
調整は、１度だけ、または緩やかに現われる偏差
に対して行なうだけでよいので、回路の時定数を
非常に大きくすることができる。他の利点として
は、付加的な調整回路が障害から保護することが
できる。
な調整が行なわれる。従つて、製造時の１回限り
の調整も、動作中の反復手動調整も必要ない。本
発明による調整は、いわば静的に作用し長時間に
亘つても、常に最適の結果をもたらす。またこの
調整は、１度だけ、または緩やかに現われる偏差
に対して行なうだけでよいので、回路の時定数を
非常に大きくすることができる。他の利点として
は、付加的な調整回路が障害から保護することが
できる。
実施例
次に、図面を参照しながら実施例について本発
明を詳しく説明する。
明を詳しく説明する。
第１図は本発明の装置が使用されるデコーダの
ブロツク回路図である。デコーダの端子１には
FSK信号２が加わる。この信号は、f1＝1300Hz
（論理１）とf2＝2100Hz（論理０）との間で周波
数偏移変調される。信号２は端子１からPLL回
路へ達する。PLL回路は、位相比較段３、低域
フイルタ４および電圧制御発振器５を有してい
る。低域フイルタ４は、別の低域フイルタ６を介
して信号電圧Usを供給する。信号電圧Usの値は、
信号２の周波数偏移変調に応じて、２つの値の間
で変化する。信号電圧Usは比較段７へ達する。
比較段７には、電圧源９から一定の基準電圧Uref
も加えられる。比較段７は出力端子８へデジタル
信号１０を供給する。このデジタル信号１０は、
信号電圧Usの電圧値に応じて、２つの電圧値０
および１を有している。以上説明した回路は、公
知である。
ブロツク回路図である。デコーダの端子１には
FSK信号２が加わる。この信号は、f1＝1300Hz
（論理１）とf2＝2100Hz（論理０）との間で周波
数偏移変調される。信号２は端子１からPLL回
路へ達する。PLL回路は、位相比較段３、低域
フイルタ４および電圧制御発振器５を有してい
る。低域フイルタ４は、別の低域フイルタ６を介
して信号電圧Usを供給する。信号電圧Usの値は、
信号２の周波数偏移変調に応じて、２つの値の間
で変化する。信号電圧Usは比較段７へ達する。
比較段７には、電圧源９から一定の基準電圧Uref
も加えられる。比較段７は出力端子８へデジタル
信号１０を供給する。このデジタル信号１０は、
信号電圧Usの電圧値に応じて、２つの電圧値０
および１を有している。以上説明した回路は、公
知である。
これに加えて、AFC回路１１が設けられてい
る。この回路には信号電圧Usおよび基準電圧Uref
が供給される。AFC回路１１は、端子ａに加わ
る信号電圧Usの、端子ｂに加わる基準電圧Urefに
対する振幅状態を検出する。信号電圧Usの２つ
の値が変化すると、デジタル信号１０も変化し、
等時性ひずみが生じる。これを防ぐために、
AFC回路１１が出力側端子ｃに制御電圧Urを発
生する。この制御電圧Urは、発振器５の固有周
波数を変化させる。つまり、周波数軸に対する発
振器特性曲線の位置ないし状態を変化させる。そ
の結果、基準電圧Urefに対する信号電圧Usの振幅
位置状態が、再び正しくなる。
る。この回路には信号電圧Usおよび基準電圧Uref
が供給される。AFC回路１１は、端子ａに加わ
る信号電圧Usの、端子ｂに加わる基準電圧Urefに
対する振幅状態を検出する。信号電圧Usの２つ
の値が変化すると、デジタル信号１０も変化し、
等時性ひずみが生じる。これを防ぐために、
AFC回路１１が出力側端子ｃに制御電圧Urを発
生する。この制御電圧Urは、発振器５の固有周
波数を変化させる。つまり、周波数軸に対する発
振器特性曲線の位置ないし状態を変化させる。そ
の結果、基準電圧Urefに対する信号電圧Usの振幅
位置状態が、再び正しくなる。
第２図はAFC回路１１の１つの具体的実施例
である。第１図の端子ａ，ｂ，ｃは第２図でも同
じ記号で示されている。端子ａに加わる信号電圧
Usの正の値は、トランジスタT2を介してコンデ
ンサC1に蓄積される。信号電圧の負の値は、相
補トランジスタT1を介してコンデンサC2に蓄え
られる。コンデンサC1，C2は、抵抗R1，R2を介
して相互に接続されている。その接続点ｄは、増
幅器１２の「＋」入力側と接続されている。増幅
器の「−」入力側には、基準電圧Urefが端子ｂか
ら抵抗R3を介して加わる。出力端子ｃには、第
１図の制御電圧Urが生じる。増幅器１２の出力
側と「−」入力側の間にあるRC素子R4/R3によ
つて、限界周波数0.338Hzに相応する時定数
470msが定まる。
である。第１図の端子ａ，ｂ，ｃは第２図でも同
じ記号で示されている。端子ａに加わる信号電圧
Usの正の値は、トランジスタT2を介してコンデ
ンサC1に蓄積される。信号電圧の負の値は、相
補トランジスタT1を介してコンデンサC2に蓄え
られる。コンデンサC1，C2は、抵抗R1，R2を介
して相互に接続されている。その接続点ｄは、増
幅器１２の「＋」入力側と接続されている。増幅
器の「−」入力側には、基準電圧Urefが端子ｂか
ら抵抗R3を介して加わる。出力端子ｃには、第
１図の制御電圧Urが生じる。増幅器１２の出力
側と「−」入力側の間にあるRC素子R4/R3によ
つて、限界周波数0.338Hzに相応する時定数
470msが定まる。
第３図および第４図は比較段７の入力側におけ
る信号電圧Usと基準電圧Urefの関係を示してい
る。第３図では、信号電圧Usは基準電圧Urefに対
して正しい振幅位置状態にある。信号電圧Usは、
電圧値Ｕ１とＵ２との間で変化する。基準電圧
Urefから電圧値Ｕ１，Ｕ２までの距離ΔU１，ΔU
２は、等しいことが望ましい。信号電圧Usが基
準電圧Urefを中心として上下する度に、出力端子
８でデジタル電圧１０の値が変化する。この場
合、時刻t1〜t3の間の電圧１０の成分が、t1とt3
の中間のt2で、端子８と接続された評価回路（例
えばUSART）によつて検出される。図示の例で
は、この検出の結果、論理状態０が判定される。
る信号電圧Usと基準電圧Urefの関係を示してい
る。第３図では、信号電圧Usは基準電圧Urefに対
して正しい振幅位置状態にある。信号電圧Usは、
電圧値Ｕ１とＵ２との間で変化する。基準電圧
Urefから電圧値Ｕ１，Ｕ２までの距離ΔU１，ΔU
２は、等しいことが望ましい。信号電圧Usが基
準電圧Urefを中心として上下する度に、出力端子
８でデジタル電圧１０の値が変化する。この場
合、時刻t1〜t3の間の電圧１０の成分が、t1とt3
の中間のt2で、端子８と接続された評価回路（例
えばUSART）によつて検出される。図示の例で
は、この検出の結果、論理状態０が判定される。
第４図では、既述のパラメータの偏移によつ
て、信号電圧Usが基準電圧Urefから正の方向へず
れている。従つて、デジタル信号１０の論理値０
の信号成分が短縮されている。第３図に破線で示
すように、論理値０の成分が50％の程度にまで短
縮すると、時点t2における信号１０の評価が不正
確になり、その結果、後置接続された評価回路で
デジタル信号１０が誤つて評価されるおそれがあ
る。
て、信号電圧Usが基準電圧Urefから正の方向へず
れている。従つて、デジタル信号１０の論理値０
の信号成分が短縮されている。第３図に破線で示
すように、論理値０の成分が50％の程度にまで短
縮すると、時点t2における信号１０の評価が不正
確になり、その結果、後置接続された評価回路で
デジタル信号１０が誤つて評価されるおそれがあ
る。
これに対して本発明の制御回路を用いれば、第
４図のようなずれが生じても、制御電圧Urによ
つて発振器５の固有周波数を変化させて、矢印１
３で示すように信号電圧Usを基準電圧Urefの方向
へシフトさせることができる。そうすれば、第４
図に示す信号１０の短縮はもはや生じない。
４図のようなずれが生じても、制御電圧Urによ
つて発振器５の固有周波数を変化させて、矢印１
３で示すように信号電圧Usを基準電圧Urefの方向
へシフトさせることができる。そうすれば、第４
図に示す信号１０の短縮はもはや生じない。
以下、この点について説明する。第２図におい
て、コンデンサC2の電圧は、ダイオードD1によ
つて抵抗R8とR9の接続点における電圧値、つま
り＋0.7Vの導通電圧に制限される。この電圧制
限は次の目的で行なわれる； データを非同期形で直列伝送する場合、ストツ
プビツトないし論理状態「１」に対応する周波数
f1＝1300Hzだけが、伝送ポーズ期間中に伝送され
る。そのためコンデンサC2の反転充電ないし電
荷積替が行なわれる。なぜなら、コンデンサC2
を基準電圧以下の値に充電ないしは保持させる信
号レベルに対応する値f2＝2100Hzは、長い間現わ
れないことがあるからである。基準電圧Urefから
の距離ΔU１とΔU２が非対称である場合、接続
点ｄにおける電圧Urefとの偏差がゼロになるまで
コンデンサC2の反転充電が続けられ、これが制
御過程となる。もしもダイオードD1がなければ、
この制御過程によつて、値ΔU１，ΔU２が、電
圧Ｕ１に重畳する障害電圧のピーク値に対応して
しまう。そうなると、障害信号の算術平均値が基
準電圧Urefに相応し、実際に存在しない信号が復
号されてしまう。このことはダイオードD1によ
つてΔU２をある最大電圧値に制限することで防
止される。この最大電圧値は、Ｕ１に重畳する障
害信号の振幅値の分だけ、基準電圧Urefから負方
向に偏移し、またΔU２の分散低域内にはない。
て、コンデンサC2の電圧は、ダイオードD1によ
つて抵抗R8とR9の接続点における電圧値、つま
り＋0.7Vの導通電圧に制限される。この電圧制
限は次の目的で行なわれる； データを非同期形で直列伝送する場合、ストツ
プビツトないし論理状態「１」に対応する周波数
f1＝1300Hzだけが、伝送ポーズ期間中に伝送され
る。そのためコンデンサC2の反転充電ないし電
荷積替が行なわれる。なぜなら、コンデンサC2
を基準電圧以下の値に充電ないしは保持させる信
号レベルに対応する値f2＝2100Hzは、長い間現わ
れないことがあるからである。基準電圧Urefから
の距離ΔU１とΔU２が非対称である場合、接続
点ｄにおける電圧Urefとの偏差がゼロになるまで
コンデンサC2の反転充電が続けられ、これが制
御過程となる。もしもダイオードD1がなければ、
この制御過程によつて、値ΔU１，ΔU２が、電
圧Ｕ１に重畳する障害電圧のピーク値に対応して
しまう。そうなると、障害信号の算術平均値が基
準電圧Urefに相応し、実際に存在しない信号が復
号されてしまう。このことはダイオードD1によ
つてΔU２をある最大電圧値に制限することで防
止される。この最大電圧値は、Ｕ１に重畳する障
害信号の振幅値の分だけ、基準電圧Urefから負方
向に偏移し、またΔU２の分散低域内にはない。
第２図の回路を構成する各素子は、次のような
数値を有している。
数値を有している。
R1：220kΩ
R2：220kΩ
R3：100kΩ
R4：1MΩ
R5：47kΩ
R8：22kΩ
R9：11kΩ
D1：1N 4148
T1：BC 558B
T2：BC 548B
増幅器１２：（OP）IC TL 071
C1：1μF
C2：1μF
C3：0.47μF
第５図は第２図の回路の変形実施例を示してい
る。この実施例の回路は、信号電圧Usの２つの
電圧値Ｕ１，Ｕ２のうち１つが長い間受信されな
い場合に、有利に作用する。例えば、2100Hzに対
応する電圧Ｕ２が現われない場合、トランジスタ
T3，T5によつて制御されるトランジスタT7を介
して、コンデンサC2が電圧源U5と接続される。
また1300Hzに対応する電圧Ｕ１が現われない場合
は、トランジスタT4，T6により制御されるトラ
ンジスタT8を介して、コンデンサC1が電源Ｕ４
に接続される。この接続は、回路に加わる電圧
Usに依存して行なわれる。つまり、電圧UsがＵ
１とＵ２の間で急速に変動すると、その半波によ
つてコンデンサC4，C5が充電され、次の半波で、
ダイオードD2，D3を介して放電する。従つてト
ランジスタT2，T4は阻止されたままになり、こ
の回路は第２図の回路と同じように機能する。電
圧Usの切換えが行なわれなければ、つまり２つ
の周波数のうち１つ、例えばｆ＝2100Hzが伝送ポ
ーズ期間中に現われない場合は、コンデンサC4
が正に充電される。それによつて、トランジスタ
T7のエミツタ−コレクタ区間を介して、電圧Ｕ
５がコンデンサC2に印加される。電圧Ｕ５は分
圧器R8/R9を介して取出される。この分圧器は、
例えば1/4UBの電圧をコンデンサC2へ印加する
ように構成されている。
る。この実施例の回路は、信号電圧Usの２つの
電圧値Ｕ１，Ｕ２のうち１つが長い間受信されな
い場合に、有利に作用する。例えば、2100Hzに対
応する電圧Ｕ２が現われない場合、トランジスタ
T3，T5によつて制御されるトランジスタT7を介
して、コンデンサC2が電圧源U5と接続される。
また1300Hzに対応する電圧Ｕ１が現われない場合
は、トランジスタT4，T6により制御されるトラ
ンジスタT8を介して、コンデンサC1が電源Ｕ４
に接続される。この接続は、回路に加わる電圧
Usに依存して行なわれる。つまり、電圧UsがＵ
１とＵ２の間で急速に変動すると、その半波によ
つてコンデンサC4，C5が充電され、次の半波で、
ダイオードD2，D3を介して放電する。従つてト
ランジスタT2，T4は阻止されたままになり、こ
の回路は第２図の回路と同じように機能する。電
圧Usの切換えが行なわれなければ、つまり２つ
の周波数のうち１つ、例えばｆ＝2100Hzが伝送ポ
ーズ期間中に現われない場合は、コンデンサC4
が正に充電される。それによつて、トランジスタ
T7のエミツタ−コレクタ区間を介して、電圧Ｕ
５がコンデンサC2に印加される。電圧Ｕ５は分
圧器R8/R9を介して取出される。この分圧器は、
例えば1/4UBの電圧をコンデンサC2へ印加する
ように構成されている。
これとは逆にU1＝1300Hzが現われない時は、
コンデンサC5が充電される。それによつて電圧
Ｕ４がコンデンサC1に印加される。電圧Ｕ４は、
分圧器R10/R11によつて例えば3/4UBに設定され
る。
コンデンサC5が充電される。それによつて電圧
Ｕ４がコンデンサC1に印加される。電圧Ｕ４は、
分圧器R10/R11によつて例えば3/4UBに設定され
る。
代替電源がコンデンサに接続される時の時定数
は、次のように決められている。つまり、周波数
f1，f2が現われない場合、トランジスタT2，T8が
接続される前に、コンデンサC1ないしC2に加わ
る電圧が最大で10％だけ降下するようになつてい
る。この時定数は、抵抗R6ないしR7、およびコ
ンデンサC4ないしC5によつて決定される。
は、次のように決められている。つまり、周波数
f1，f2が現われない場合、トランジスタT2，T8が
接続される前に、コンデンサC1ないしC2に加わ
る電圧が最大で10％だけ降下するようになつてい
る。この時定数は、抵抗R6ないしR7、およびコ
ンデンサC4ないしC5によつて決定される。
発明の効果
本発明によるデコーダは、製造時にも動作時に
も繰返しての手動による調整操作を必要とせず、
等時性ひずみの発生を自動的に防止する。
も繰返しての手動による調整操作を必要とせず、
等時性ひずみの発生を自動的に防止する。
第１図は本発明による装置が使用されるデコー
ダのブロツク回路図、第２図は第１図のデコーダ
に使用されるAFC回路の実施例のブロツク図、
第３図、第４図は本発明による装置の動作を説明
するための図、第５図は接続可能な代替電源を有
するAFC回路の変形実施例のブロツク図。 ２…FSK信号、３…位相比較段、４，６…低
域フイルタ、５…電圧制御発振器、７…比較段、
９…電圧源、１０…デジタル信号、１１…AFC
回路、１２…増幅器、Us…信号電圧、Uref…基準
電圧、Ur…調整電圧。
ダのブロツク回路図、第２図は第１図のデコーダ
に使用されるAFC回路の実施例のブロツク図、
第３図、第４図は本発明による装置の動作を説明
するための図、第５図は接続可能な代替電源を有
するAFC回路の変形実施例のブロツク図。 ２…FSK信号、３…位相比較段、４，６…低
域フイルタ、５…電圧制御発振器、７…比較段、
９…電圧源、１０…デジタル信号、１１…AFC
回路、１２…増幅器、Us…信号電圧、Uref…基準
電圧、Ur…調整電圧。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ PLL回路を有し、該PLL回路が制御可能な
発振器５および位相比較段３を備え、低域フイル
タ４，６を介して該位相比較段３から、２つの値
Ｕ１，Ｕ２の間で変化する信号電圧Usが取出さ
れ、該信号電圧が振幅選択回路７へ供給され、該
振幅選択回路の出力信号１０が、信号電圧Usの
位置が基準電圧Urefの上であるか下であるかに応
じて２つの異なる値をとり、かつ該出力信号がデ
ジタル出力信号である、周波数キーイング信号用
デコーダにおいて、信号電圧Usの第１ないし第
２の値（Ｕ１ないしＵ２）と基準電圧Urefとの間
の２つの電圧間隔ΔU１，ΔU２の差ΔU１−ΔU
２から制御電圧Urを取り出し、該制御電圧を前
記発振器５へ供給してその固有周波数を制御する
ことを特徴とする周波数キーイング信号用デコー
ダ。 ２ 信号電圧Usの２つの電圧値Ｕ１，Ｕ２が、
抵抗回路網R1，R2を介して相互接続された２つ
のコンデンサC1，C2に蓄積され、前記抵抗回路
網R1，R2のタツプｄに現われる電圧が、基準電
圧Urefと共に比較段１２へ供給され、該比較段が
制御電圧Urを供給する特許請求の範囲第１項記
載の周波数キーイング信号用デコーダ。 ３ 抵抗回路網が同じ抵抗値の２つの抵抗R1，
R2から成つている特許請求の範囲第２項記載の
周波数キーイング信号用デコーダ。 ４ 信号電圧Usを導く端子ａが２つの相補形ト
ランジスタT1，T2のベースと接続され、該トラ
ンジスタのそれぞれがコレクタ接地、ベース接地
接続され、かつそのエミツタ回路内に２つのコン
デンサC1，C2が設けられている特許請求の範囲
第２項または第３項記載の周波数キーイング信号
用デコーダ。 ５ １つのコンデンサC2に電圧制限用のダイオ
ードD1が接続されている特許請求の範囲第２項
記載の周波数キーイング信号用デコーダ。 ６ 信号電圧Usの２つの電圧値Ｕ１，Ｕ２のう
ち１つが現われない時に、コンデンサC1，C2を
代替ないし予備電圧源Ｕ４，Ｕ５に接続する手段
が設けられている特許請求の範囲第２項、第３
項、第４項のうちいずれか１項に記載の周波数キ
ーイング信号用デコーダ。 ７ 信号電圧Usの電圧値Ｕ１，Ｕ２が現われな
い際それが存在するときと同じように発振器５を
追従制御する電圧に、代替電圧源Ｕ４，Ｕ５が対
応している特許請求の範囲第６項記載の周波数キ
ーイング信号用デコーダ。 ８ 信号電圧Usの２つの電圧値Ｕ１，Ｕ２の１
つが現われない時に、コンデンサC1，C2に加わ
る電圧が10％以上は降下しない程度の遅延を伴つ
て、代替電源Ｕ４，Ｕ５が接続される特許請求の
範囲第６項記載の周波数キーイング信号用デコー
ダ。 ９ 制御電圧Urの経路に能動低域フイルタR4，
C3が設けられ、該低域フイルタが約0.35Hzのオー
ダの限界周波数を有している特許請求の範囲第１
項記載の周波数キーイング信号用デコーダ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19833324311 DE3324311A1 (de) | 1983-07-06 | 1983-07-06 | Decoder fuer ein frequenzgetastetes signal, insbesondere ein fsk-bildschirmtext-signal |
| DE3324311.5 | 1983-07-06 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6084053A JPS6084053A (ja) | 1985-05-13 |
| JPS645502B2 true JPS645502B2 (ja) | 1989-01-31 |
Family
ID=6203270
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59139257A Granted JPS6084053A (ja) | 1983-07-06 | 1984-07-06 | 周波数キ−イング信号用デコ−ダ |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4649551A (ja) |
| EP (1) | EP0133892B1 (ja) |
| JP (1) | JPS6084053A (ja) |
| AT (1) | ATE34644T1 (ja) |
| DE (2) | DE3324311A1 (ja) |
| HK (1) | HK10090A (ja) |
| SG (1) | SG43989G (ja) |
Families Citing this family (35)
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-
1983
- 1983-07-06 DE DE19833324311 patent/DE3324311A1/de not_active Withdrawn
-
1984
- 1984-06-20 US US06/622,746 patent/US4649551A/en not_active Expired - Lifetime
- 1984-06-22 AT AT84107186T patent/ATE34644T1/de not_active IP Right Cessation
- 1984-06-22 EP EP84107186A patent/EP0133892B1/de not_active Expired
- 1984-06-22 DE DE8484107186T patent/DE3471565D1/de not_active Expired
- 1984-07-06 JP JP59139257A patent/JPS6084053A/ja active Granted
-
1989
- 1989-07-25 SG SG43989A patent/SG43989G/en unknown
-
1990
- 1990-02-08 HK HK100/90A patent/HK10090A/xx not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3324311A1 (de) | 1985-01-17 |
| HK10090A (en) | 1990-02-16 |
| SG43989G (en) | 1990-07-06 |
| ATE34644T1 (de) | 1988-06-15 |
| DE3471565D1 (en) | 1988-06-30 |
| JPS6084053A (ja) | 1985-05-13 |
| EP0133892B1 (de) | 1988-05-25 |
| EP0133892A1 (de) | 1985-03-13 |
| US4649551A (en) | 1987-03-10 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |