JPS645770B2

JPS645770B2 -

Info

Publication number: JPS645770B2
Application number: JP7964281A
Authority: JP
Inventors: Akira Usui
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1981-05-26
Filing date: 1981-05-26
Publication date: 1989-01-31
Also published as: JPS57194639A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、テレビジヨン受像機において、チユ
ーナ部分に用いるトランジスタやダイオード等の
能動素子の歪特性を向上させることによりフイル
ター機能を削減したテレビジヨン映像復調回路を
提供するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention provides a television video demodulation circuit in which the filter function is reduced by improving the distortion characteristics of active elements such as transistors and diodes used in the tuner portion of a television receiver. It is.

第１図の従来のテレビジヨン映像復調回路を示
す。アンテナ１にて受信されたRF信号は、
VHF、UHFの２系統に分配される。VHF信号
は、まず受信チヤンネルに応じて狭帯域フイルタ
ーの中心周波数が変化して受信チヤンネルのみを
通すトラツキングフイルター２′を通り、AGC機
能を有するRFアンプ２およびトラツキングフイ
ルター２を通つた後、ミキサー回路３に入力され
る。ここで、日本国内では58.75MHzのVIF信号
に変換され、VIFフイルター回路５を通して、
AGC機能を有するVIFアンプ６で増幅される。
そして、映像検波回路７で検波されてビデオ信号
Ａが得られるとともに、SIF信号ＢとAGC検波出
力Ｅとが得られる。AGC検波出力Ｅは２，６，
８の回路に帰還され、Ａの出力レベルを一定にし
ている。 The conventional television video demodulation circuit shown in FIG. 1 is shown. The RF signal received by antenna 1 is
It is divided into two systems: VHF and UHF. The VHF signal first passes through a tracking filter 2' that changes the center frequency of the narrowband filter depending on the reception channel and passes only the reception channel, and then passes through an RF amplifier 2 with an AGC function and a tracking filter 2. The signal is input to the mixer circuit 3. Here, in Japan, it is converted to a 58.75MHz VIF signal and passed through the VIF filter circuit 5.
It is amplified by a VIF amplifier 6 having an AGC function.
The video signal A is then detected by the video detection circuit 7, and a video signal A is obtained, as well as an SIF signal B and an AGC detection output E. AGC detection output E is 2, 6,
It is fed back to circuit No. 8 to keep the output level of A constant.

一方、UHF信号は、トラツキングフイルター
２′と同様の機能を有するトラツキングフイルタ
ー８′を通り、RFアンプ８およびトラツキングフ
イルター８″を通つた後、ミキサー回路９に入力
される。ここで、日本国内では58.75MHzのVIF
信号に変換されてミキサー回路３に供給される。
ミキサー回路３は、通常はトランジスタが使用さ
れており、UHF受信時にはアンプとして使用さ
れ、さらに５，６，７の回路を通してVHF信号
の場合と同等のビデオ信号およびSIF信号が得ら
れる。 On the other hand, the UHF signal passes through a tracking filter 8' having the same function as the tracking filter 2', passes through an RF amplifier 8 and a tracking filter 8'', and then is input to the mixer circuit 9. Here, In Japan, 58.75MHz VIF
The signal is converted into a signal and supplied to the mixer circuit 3.
The mixer circuit 3 usually uses a transistor, and is used as an amplifier during UHF reception, and further passes through circuits 5, 6, and 7 to obtain a video signal and an SIF signal equivalent to that of a VHF signal.

ところで、ミキサー回路３，９にはローカルオ
シレータ４，１０からの局部発振信号が供給され
ており、このローカルオシレータ４，１０には
Ｃ，C′の制御電圧が与えられることによりその発
振周波数が制御されている。一方、RFアンプ２，
８にはＤ，D′の制御信号が与えられ、受信する
帯域によりVHFとUHFのどちらか一方の信号の
みが通過するように制御される。 Incidentally, the mixer circuits 3 and 9 are supplied with local oscillation signals from the local oscillators 4 and 10, and the oscillation frequency is controlled by applying control voltages C and C' to the local oscillators 4 and 10. has been done. On the other hand, RF amplifier 2,
8 is given control signals D and D', and is controlled so that only one of the VHF and UHF signals passes depending on the receiving band.

ところで、この方式では、２，３，８，９の各
回路能動素子の歪特性の良否にかかわらず、妨害
信号が発生することがある。ローカルオシレータ
の信号周波数をl、希望信号周波数をd、妨害信
号周波数をuとし、VIF信号をi（＝58.75MHz）
とした場合に、通常、イメージ妨害と呼ばれるl
−u＝−iとなる妨害信号uが発生する。第１図
の回路では２′，２″，８′，８″からなるトラツキ
ングフイルターを用いてこれを排除しているが、
フイルターの帯域を狭帯域にするのに事実上の限
界があるため、d／u＝−55dB程度が一般的な
レベルであり、これ以上性能を上げることはフイ
ルターの中心周波数を移動させる限りバラツキ等
を考えると不可能となつている。 By the way, in this method, an interference signal may be generated regardless of the quality of the distortion characteristics of each of the circuit active elements 2, 3, 8, and 9. The local oscillator signal frequency is l, the desired signal frequency is d, the interference signal frequency is u, and the VIF signal is i (=58.75MHz).
l, which is usually called image disturbance,
A disturbance signal u is generated such that −u=−i. In the circuit shown in Figure 1, this is eliminated using a tracking filter consisting of 2', 2'', 8', and 8''.
There is a practical limit to narrowing the filter band, so d/u = -55 dB is the general level, and increasing the performance beyond this limit will reduce variations as long as the center frequency of the filter is moved. Considering this, it becomes impossible.

そこで、本発明は、このようなイメージ妨害を
本質的に排除できる装置を提供し、回路の簡易化
を図ることを目的とするものである。 Therefore, it is an object of the present invention to provide a device that can essentially eliminate such image disturbance, and to simplify the circuit.

現行チユーナの妨害信号と希望信号と、IF周
波数とをそれぞれ、u、d、iとすれば、一般
に、 ±md±nu＝±i ……(1) ｍ、ｎは任意の整数となる妨害があり、これを相互変調妨害という。
また、ローカル周波数をl＝d±iとしたときに ±ml±nu＝±i ……(2) となる妨害があり、これをスプリアス妨害とい
う。 If the current tuner's interference signal, desired signal, and IF frequency are u, d, and i, respectively, then in general, ±md±nu=±i... (1) m and n are arbitrary integers. Yes, this is called intermodulation interference.
Also, when the local frequency is l = d±i, there is interference such as ±ml±nu=±i (2), and this is called spurious interference.

この中で、問題となるのは、(1)式においては、｜ｍ｜＋｜ｎ｜≦２ ……(3) (2)式においては、｜ｎ｜≦２ ……(4) となる場合が多く、いわゆる２次以上の歪による
妨害である。前述のイメージ妨害は、l−u＝−
iとなる１次の妨害である。 Among these, the problem is that in equation (1), |m|+|n|≦2 ...(3) and in equation (2), |n|≦2 ...(4) In many cases, this is interference due to so-called second-order or higher-order distortion. The image disturbance mentioned above is l−u=−
It is a first-order disturbance with i.

本発明においては、１チヤンネル〜62チヤンネ
ルの任意のテレビジヨン信号を受信したときに他
のテレビジヨン信号が妨害信号となる場合を対象
とする。第２図Ａ，Ｂに、横軸にVIF周波数、縦
軸に妨害テレビジヨン信号周波数をとり、VIF周
波数を固定した場合に希望信号を１チヤンネル〜
62チヤンネルまで変化させたときに受信している
以外の信号が妨害となるかどうかを示す。図にお
いては、２次までの妨害信号を示したものであ
る。 The present invention is directed to the case where, when any television signal of channels 1 to 62 is received, other television signals become interfering signals. In Figure 2 A and B, the horizontal axis shows the VIF frequency and the vertical axis shows the interfering television signal frequency, and when the VIF frequency is fixed, the desired signal is transmitted from one channel to
Indicates whether signals other than those being received will cause interference when changing to 62 channels. In the figure, interference signals up to the second order are shown.

第２図中において、（VHF LOW）、（VHF
HIGH）、（UHF）は、それぞれVHFローチヤン
ネル（90〜109MHz）、VHFハイチヤンネル（170
〜222MHz）、UHFチヤンネル（470〜770MHz）
を受信する場合の周波数であることを示してい
る。 In Figure 2, (VHF LOW), (VHF
HIGH) and (UHF) are VHF low channel (90~109MHz) and VHF high channel (170MHz), respectively.
~222MHz), UHF channel (470~770MHz)
This indicates the frequency for receiving.

例えば、d−u＝i（Ｕ）の信号をみると、図
中に２本の線があるが、２本の線のうちで下側の
線は、UHFの第13チヤンネルのキヤリアの場合
を示し、上側の線はUHFの第62チヤンネルのキ
ヤリアの場合を示すものであり、２本の線の間
に、第13チヤンネル〜第62チヤンネルの各チヤン
ネルのキヤリアの場合が定められるものである。 For example, when looking at the signal of d−u=i(U), there are two lines in the diagram, but the lower line of the two lines represents the case of the carrier of the 13th channel of UHF. The upper line shows the case of the carrier of the 62nd channel of UHF, and the case of the carrier of each channel from the 13th channel to the 62nd channel is determined between the two lines.

図の描き方は、d−u＝i（Ｕ）の場合、u＝
０のときd＝471.25MHzであればi＝471.25MHz
となり、u＝０、d＝765.25MHzであればi＝
765.25MHzとなる。またi＝０のとき、d＝
471.25MHzであればu＝472.25MHzとなり、d＝
765.25MHzのときにu＝765.25MHzとなる。この
２点をそれぞれ直線で結べば、第２図の線で完成
する。 The way to draw the diagram is that if d−u=i(U), then u=
If d = 471.25MHz when 0, then i = 471.25MHz
So, if u=0, d=765.25MHz, i=
It becomes 765.25MHz. Also, when i=0, d=
If it is 471.25MHz, u=472.25MHz, and d=
When the frequency is 765.25MHz, u=765.25MHz. If you connect these two points with a straight line, you will complete the line shown in Figure 2.

第２図Ａは、l−u＝−i、d−u＝−i、
d
−u＝i、d＋u＝i、l−2u＝−iの各場
合
について、第１チヤンネル（91.25MHz）〜第62
チヤンネル（765.25MHz）にわたつて、その関係
を示したものである。但し、l＝d＋iとしてい
る。 Figure 2 A shows l−u=−i, d−u=−i,
d
For each case of −u=i, d+u=i, l−2u=−i, the first channel (91.25MHz) to the 62nd channel
This shows the relationship across the channel (765.25MHz). However, l=d+i.

図の中でV_H，V_LおよびUHFと記入して横線が
描いてあるのは、実際に使用されている周波数帯
域を示したものである。 In the figure, the horizontal lines marked V _H , V _L and UHF indicate the frequency bands actually used.

図で黒点を付している部分は、受信周波数と、
同一帯域内の信号が妨害信号となる場合で、VL、
VH、Ｕのそれぞれの固定フイルターでは妨害を
避けることができないものである。例えば、i＝
58.75MHzとすれば、l−u＝−i（Ｕ）なるイメ
ージ妨害の部分とd−u＝−i（Ｕ）、d−u＝
i
（Ｕ）の妨害がUHFで避けられない妨害となつて
いる。ここで、式に付した（Ｕ）はUHFで生じ
る妨害であることを示している。１例として、l
−i＝−i（Ｕ）の場合をみれば、l＝d＋i＝
471.25＋58.75MHz＝530MHzとしたときには、u
＝l＋i＝530＋58.75＝588.75MHzが妨害周波数
となる。第２図ａのＡ，Ｂではこの点を記入して
いる。このように第２図ＡはIF周波数を任意に
決めたときに、妨害直線との交点を縦軸を読めば
これが妨害周波数を示すものである。 The parts marked with black dots in the figure are the receiving frequencies,
When signals within the same band become interfering signals, VL,
Interference cannot be avoided with the fixed filters of VH and U. For example, i=
If it is 58.75MHz, the image disturbance part l−u=−i(U) and d−u=−i(U), d−u=
i
(U) interference has become an unavoidable interference in UHF. Here, the (U) added to the equation indicates interference occurring at UHF. As an example, l
If we look at the case of −i=−i(U), l=d+i=
When 471.25+58.75MHz=530MHz, u
=l+i=530+58.75=588.75MHz is the interference frequency. This point is entered in A and B of Figure 2a. In this way, in FIG. 2A, when the IF frequency is arbitrarily determined, if the vertical axis is read at the intersection with the interference straight line, this indicates the interference frequency.

第２図ＡでＡ，Ｂ，Ｃ点の中間周波数をさらに
厳密に調べてみると、Ａ点では、d−u＝−i（Ｕ）において、 dとしてUHF帯の下限の第13チヤンネルの映
像端471.25−1.5＝469.75MHzとしたときに、 uがUHF帯の上限の第62チヤンネルの音声を
キヤリア765.25＋4.5＝769.75MHzのときに、 i＝769.75−469.75＝300MHz となつて、iがこれ以下であると妨害を生じるこ
ととなる下限を示している。 If we examine more closely the intermediate frequencies at points A, B, and C in Figure 2 A, we can see that at point A, at d−u=−i(U), d is the image of the 13th channel at the lower limit of the UHF band. When the end is 471.25-1.5 = 469.75MHz, when u is the carrier of the 62nd channel, which is the upper limit of the UHF band, and the carrier is 765.25 + 4.5 = 769.75MHz, i = 769.75-469.75 = 300MHz, and i is This indicates the lower limit below which interference will occur.

同様にＢ点では、d−u＝i（Ｕ）において、 d＝第62チヤンネルの音声キヤリア＝769.75MHzとしたときに、 u＝第13チヤンネルの映像端＝469.75MHzのとき
に、 i＝d−u＝769.75−469.75＝300MHz となり、iがこれ以下のときに妨害となる下限を
示している。 Similarly, at point B, at d-u=i(U), when d=62nd channel audio carrier=769.75MHz, when u=13th channel video end=469.75MHz, i=d −u=769.75−469.75=300MHz, which indicates the lower limit of interference when i is less than this.

一方、Ｃ点では、d＋u＝i（VH）において、 d＝第４チヤンネルの映像端 171.25−1.5＝169.75MHz （但し、d≠u）としたときに、 u＝第５チヤンネルの映像端 177.25−1.5＝176.75MHzのときにd＋u＝
169.75＋176.75＝346.5MHz となつて、iがこれ以上の周波数であると妨害を
生じることになる上限を示している。 On the other hand, at point C, when d + u = i (VH), d = video end of the 4th channel 171.25 - 1.5 = 169.75MHz (however, d≠u), u = video end of the 5th channel 177.25 - When 1.5=176.75MHz, d+u=
169.75+176.75=346.5MHz, which indicates the upper limit at which interference will occur if i is a higher frequency.

さらにＤ点では、d＋u＝i（VH）において、 d＝第12チヤンネルの映像端 217.25＋4.5＝221.75MHzとしたときに、 d＝uのとき、すなわち2d＝iの場合に、 d＋u＝２×221.75＝443.5MHz となつて、iがこれ以下であると妨害を生じるこ
ととなる下限を示している。 Furthermore, at point D, at d+u=i (VH), when d=12th channel video end 217.25+4.5=221.75MHz, when d=u, that is, 2d=i, d+u=2 ×221.75=443.5MHz, which indicates the lower limit at which interference will occur if i is less than this.

なおＥ点では、UHFの第13チヤンネルの映像
端 471.25−1.5＝469.75MHz を示すものである。 Note that point E indicates the video end of the 13th channel of UHF, 471.25−1.5=469.75MHz.

ところで、第２図Ｂのl−2u＝i（Ｕ）につい
ては、536MHz以下では避けられない。この妨害
信号は１信号２次妨害であり、第２図ａのd−
u＝i（Ｕ）等の２信号２妨害よりも本質的に
6dB歪成分が低いが、希望波と妨害波の比という
ことになれば、妨害波は希望波に無関係であるの
で、妨害レベルとして大きなものになる確率が高
い。 By the way, l-2u=i(U) in FIG. 2B cannot be avoided below 536MHz. This interference signal is a 1-signal secondary interference, and is d- in Figure 2a.
Essentially more than two signals and two disturbances such as u = i (U)
Although the 6 dB distortion component is low, when it comes to the ratio of the desired wave to the interference wave, the interference wave is unrelated to the desired wave, so there is a high probability that the interference level will be high.

第２図Ａより、妨害の少ないIF周波数は300〜
346.5MHz（これをＸ帯とする）と443.5MHz〜
469.75MHz（これれをＹ帯とする）の２帯域があ
る。 From Figure 2 A, the IF frequency with less interference is 300~
346.5MHz (this is the X band) and 443.5MHz ~
There are two bands: 469.75MHz (this is the Y band).

第２図ｂのl−2u＝−i（Ｕ）について、Ｘ、
Ｙの２帯域を考えてみると、 l−2u＝−i …… l＝d＋i …… これより、d＋i−2u＝−i 2u＝d＋2i …… となる。 For l−2u=−i(U) in Figure 2b, X,
Considering two bands of Y, l-2u=-i...l=d+i...From this, d+i-2u=-i 2u=d+2i...

一方、第２図ａのu−d＝i（Ｕ）の妨害と重
なる領域を求めるためにこれに式を代入して、 u−d＝2i−u …… を得る。式の妨害はUHF帯でのみ発生する。
式は希望信号と妨害信号との周波数差を示すも
のである。式の右辺について考えてみると、｜式｜≦＋6MHzとなるとき、この妨害はフ
イルター手段によつて避けられない妨害になつて
しまう（u＝469.75〜769.75MHzとする。）。 On the other hand, in order to find the area overlapping with the disturbance of u-d=i(U) in Figure 2a, we substitute the formula into this to obtain u-d=2i-u... This type of interference only occurs in the UHF band.
The formula indicates the frequency difference between the desired signal and the interfering signal. Considering the right side of the equation, when ｜expression｜≦+6MHz, this interference becomes an interference that cannot be avoided by the filter means (assuming u = 469.75 to 769.75MHz).

式の右辺にＸ帯をあてはめてみると、i＝
300MHzのときには、｜式｜＝２×300−u｜＝｜600−u｜≦６
となるuが存在する可能性がある。 Applying the X band to the right side of the equation, i=
At 300MHz, |Formula|=2×300−u|=|600−u|≦6
There is a possibility that there is a u such that

i＝346.5MHzのときにも、｜式｜＝｜２−346.5−u｜＝｜693−u｜≦
６となる可能性がある。 Even when i=346.5MHz, |Formula|=|2−346.5−u|=|693−u|≦
There is a possibility that it will be 6.

しかしながら、i＝443.5MHzのときには、｜式｜＝｜２×443.5−u｜≧｜887−769.75
｜＝｜117.25｜となり、この値は6MHzより大きいので、上述し
た不都合は発生しないということがわかる。 However, when i=443.5MHz, |Formula|=|2×443.5−u|≧|887−769.75
|=|117.25|, and since this value is larger than 6MHz, it can be seen that the above-mentioned disadvantage does not occur.

さらに、i＝469.75MHzのときには、｜式｜＝｜２×469.75−u｜≧｜169.75｜となり、この場合にも、6MHz以上となり、上述
した不都合を避けられるものである。 Furthermore, when i=469.75MHz, |Formula|=|2×469.75−u|≧|169.75| In this case as well, the frequency is 6MHz or more, and the above-mentioned disadvantages can be avoided.

このようにして、IFのＹ帯、443.5〜469.75M
Hzでは｜u−d｜≧117.25MHzとなり、上述の不
都合が発生しないことがわかつた。 In this way, the Y band of IF, 443.5~469.75M
At Hz, |u−d|≧117.25MHz, and it was found that the above-mentioned problem does not occur.

そこで、本発明は、VIF周波数を443.5MHz〜
469.75MHzに設定し、希望信号と、妨害信号とを
分離する手段を与えることにより、従来の
58.75MHzのIF周波数では避けられなかつたイメ
ージ妨害と２次以上の妨害を避けるようにしたも
のである。 Therefore, the present invention improves the VIF frequency from 443.5MHz to
By setting the frequency to 469.75MHz and providing a means to separate the desired signal from the interfering signal,
This is designed to avoid image interference and interference of secondary order or higher, which were unavoidable at the IF frequency of 58.75MHz.

第３図に本発明の一実施例の基本回路例を示
す。１１はアンテナで、その出力をVHFローチ
ヤンネル（V_L）、VHFハイチヤンネル（V_H）、
UHFの３つに分ける。１２はV_L帯の信号を通過
させるバンドパスフイルター、１３はV_H帯の信
号を通過させるバンドパスフイルターである。１
４はUHF帯の希望信号のみを通過させる同調回
路を有したバンドパスフイルターで、印加される
同調電圧Ｂにより希望信号の周波数に中心周波数
を設定することができる。この操作により前述の
l＝2u＝−iとなる妨害信号とを分離する効果
を有するものである。本発明では、上述のよう
に、VIF周波数を443.5MHz〜469.75MHzに設定し
ているため、｜d−u｜≧117.25MHzとなり、u
とdとの差は117MHz以上離れることになる。こ
のような帯域通過特性を持つ同調回路はUHFの
第62チヤンネルにおいても十分実現可能である。 FIG. 3 shows an example of a basic circuit according to an embodiment of the present invention. 11 is an antenna, whose output is transmitted to VHF low channel (V _L ), VHF high channel (V _H ),
Divided into three categories: UHF. 12 is a band pass filter that passes the V _L band signal, and 13 is a band pass filter that passes the V _H band signal. 1
4 is a bandpass filter having a tuning circuit that passes only the desired signal in the UHF band, and the center frequency can be set to the frequency of the desired signal by the applied tuning voltage B. This operation causes the above
This has the effect of separating interference signals such that l=2u=-i. In the present invention, as mentioned above, the VIF frequency is set to 443.5MHz to 469.75MHz, so |d−u|≧117.25MHz, and u
The difference between and d is more than 117MHz. A tuning circuit with such band-pass characteristics can be fully realized even in the 62nd channel of UHF.

このことをさらに詳しく述べるために、第６図
に、ミキサー回路における入出力特性をデジベル
スケールで示す。図において、入力に対して１対
１の傾で増加するのが受信希望信号であり、１対
２の傾で増加するのが２次歪の成分である。図よ
り、出力レベルがＡのときの２次歪A′との差は
2αである。 To explain this in more detail, FIG. 6 shows the input/output characteristics of the mixer circuit on a decibel scale. In the figure, the signal desired to be received increases with a slope of 1:1 with respect to the input, and the component of second-order distortion increases with a slope of 1:2. From the figure, when the output level is A, the difference from the second-order distortion A' is
It is 2α.

Ａ点よりαだけ出力レベルの少ない点Ｂにおけ
る点Ｂと２次歪成分B′との差は3αであり、Ａ点
とＢ点の２次歪成分のＤ／Ｕ比を比べると、Ａ点
よりＢ点のＤ／Ｕ比がαdBだけ増加することを示
すものである。 The difference between point B and the second-order distortion component B' at point B, where the output level is lower by α than point A, is 3α, and when comparing the D/U ratio of the second-order distortion component at point A and point B, the difference between point B and second-order distortion component B' is 3α. This shows that the D/U ratio at point B increases by αdB.

第６図の２次歪成分中には希望信号と妨害信号
とを１対１の割合で含むと仮定した図であるが、
妨害信号のみを考えても同じ考え方になり妨害信
号レベルがαdBだけ減少すれば、２次歪成分は
2αdB減少し、Ｄ／ＵがαdBだけ改善され、妨害
排除能力がαdBだけ改善される。 Although the diagram assumes that the second-order distortion components in FIG. 6 include the desired signal and the interference signal in a 1:1 ratio,
The same idea applies when considering only the interference signal, and if the interference signal level decreases by αdB, the second-order distortion component will be
2αdB decrease, D/U is improved by αdB, and interference rejection ability is improved by αdB.

仮に第３図のバンドパスフイルター１４にて中
心周波数から117.2MHz離れた周波数での減衰特
性が−30dBであるとすれば、２次歪の妨害排除
能力は30dB改善されることになり、事実上２次
歪は３次歪と同レベル以下になり、３次歪を許容
できる回路構成であれば２次歪は事実上問題にな
らなくなる。 If the attenuation characteristic of the bandpass filter 14 in Fig. 3 at a frequency 117.2 MHz away from the center frequency is -30 dB, then the interference rejection ability of second-order distortion will be improved by 30 dB, which is effectively The second-order distortion is at the same level or lower as the third-order distortion, and if the circuit configuration can tolerate the third-order distortion, the second-order distortion will not be a problem in practice.

第３図のブロツク４の具体回路例を第５図に示
す。入力信号は、結合容量C₂を通り、線路L₁，
L₂でインピーダンス変換されL₂に伝わる。L₂に
伝つた信号は、バラクタダイオードD₁とC₁の直
列容量と、L₂からなる共振回路を通り、L₃とL₂
によりインピーダンス変換され、結合容量C₃を
通つて出力端子4outより出力される。バラクタダ
イオードD₁には抵抗R₁を通してＢより同調電圧
が与えられ、これにより、バラクタダイオード
D₁の逆バイアス電圧を変化させてその容量を変
化させることにより、共振周波数を変化させるこ
とができるものである。 A specific circuit example of block 4 in FIG. 3 is shown in FIG. The input signal passes through the coupling capacitance C ₂ and is connected to the lines L ₁ ,
The impedance is converted by L ₂ and transmitted to L ₂ . The signal transmitted to L ₂ passes through the series capacitance of varactor diodes D ₁ and C ₁ and a resonant circuit consisting of L ₂ , and then connects to L ₃ and L _2.
The impedance is converted by , and the signal is output from the output terminal 4out through the coupling capacitor C ₃ . The varactor diode _D1 is given a tuning voltage from B through the resistor _R1 , which causes the varactor diode
By changing the reverse bias voltage of _D1 and changing its capacitance, the resonant frequency can be changed.

第３図において、ブロツク２，３，４の信号は
ブロツク５の選択回路において、１つの信号のみ
が選択され、これを外部端子Ａよりの直流電圧に
より、制御される自動利得制御特性を持つRFア
ンプに通し、次段に信号を供給する。 In FIG. 3, only one signal of the signals of blocks 2, 3, and 4 is selected by the selection circuit of block 5, and this signal is transferred to the RF circuit which has automatic gain control characteristics and is controlled by the DC voltage from external terminal A. Pass it through an amplifier and supply the signal to the next stage.

ブロツク５の選択回路具体構成を第４ａ〜４ｃ
図に示す。第４図ａはブロツク２，３，４の出力
をそれぞれスイツチ回路１１，１２，１３により
ただ１つの信号のみをとりだしその出力信号を自
動利得制御付アンプ１４にて増幅するものであ
り、スイツチ回路としてはピンダイオードを用い
ればよい。 The specific configuration of the selection circuit of block 5 is shown in sections 4a to 4c.
As shown in the figure. In FIG. 4a, only one signal is extracted from the outputs of blocks 2, 3, and 4 by switch circuits 11, 12, and 13, respectively, and the output signal is amplified by an amplifier 14 with automatic gain control. For this purpose, a pin diode may be used.

第４図ｂはUHF帯域のみをスイツチ回路によ
り切替えるもので、ピンダイオードのスイツチオ
フ時の容量のために信号が遮断できにくいという
欠点を補うものである。このためUHF帯域のみ
をUHFアンプ１３により切替えてVHFアンプの
出力と合成して、ただ１帯域の信号のみを出力段
に伝えるものである。 In Fig. 4b, only the UHF band is switched by a switch circuit, which compensates for the drawback that it is difficult to cut off the signal due to the capacitance of the pin diode when the switch is turned off. For this reason, only the UHF band is switched by the UHF amplifier 13 and combined with the output of the VHF amplifier, so that only the signal of one band is transmitted to the output stage.

第４図ｃはV_L，V_H，UHFの各々の帯域切替
を、利得制御付アンプ１１，１２，１３により信
号切替えを行なうもので、外部切替端子Ｂ，Ｃ，
Ｄにより、ただ１つの帯域信号のみを出力に伝え
るものである。 FIG. 4c shows a system in which signal switching is performed for each band of V _L , V _H , and UHF using amplifiers 11, 12, and 13 with gain control, and external switching terminals B, C,
D allows only one band signal to be transmitted to the output.

第３図のブロツク５の出力は、ミキサ回路６に
供給され、ローカル発振器７の出力信号とブロツ
ク６により合成され、ブロツク６の出力を443.5
〜469.5MHz内に設定されたIFフイルター８を通
したのち、Ｃより出力段に供給するものである。 The output of block 5 in FIG.
After passing through an IF filter 8 set within ~469.5MHz, it is supplied to the output stage from C.

なお、IFフイルターについては、SAWフイル
ター、ICフイルター、同軸共振フイルターのど
れでも使用できる。 As for the IF filter, any of the SAW filters, IC filters, and coaxial resonance filters can be used.

このようにして、本発明を使用することによ
り、２次歪以下の次数の妨害を事実上無視できる
ことにより、構成を簡易化することができるもの
である。 In this way, by using the present invention, disturbances of orders equal to or lower than second-order distortion can be virtually ignored, thereby simplifying the configuration.

なお、チユーナの能動素子としては、３次歪成
分を除去できるもの（すなわち、混変調特性を満
足できるもの）であれば、使用することが可能で
ある。 Note that as the active element of the tuner, any element that can remove third-order distortion components (that is, one that can satisfy cross-modulation characteristics) can be used.

[Brief explanation of drawings]

第１図は従来のチユーナのブロツク図、第２図
ａ，ｂはテレビジヨンチユーナの妨害特性を示す
特性図、第３図、第４図ａ，ｂ，ｃは本発明の一
実施例のテレビジヨンチユーナ回路のブロツク
図、第５図は第３図のブロツク４の具体回路図、
第６図はミキサー回路における希望信号と２次歪
信号の入出力特性図である。１……アンテナ、２，３，４……バンドパスフ
イルター、５……選択回路、１１，１２，１３…
…スイツチ回路、６……ミキサー回路、７……ロ
ーカル発振器、８……IFフイルター。 Fig. 1 is a block diagram of a conventional tuner, Fig. 2 a and b are characteristic diagrams showing the interference characteristics of a television tuner, and Figs. 3 and 4 a, b, and c are diagrams of an embodiment of the present invention. A block diagram of the television tuner circuit, Figure 5 is a specific circuit diagram of block 4 in Figure 3,
FIG. 6 is an input/output characteristic diagram of the desired signal and the secondary distortion signal in the mixer circuit. 1... Antenna, 2, 3, 4... Bandpass filter, 5... Selection circuit, 11, 12, 13...
...Switch circuit, 6...Mixer circuit, 7...Local oscillator, 8...IF filter.

Claims

[Claims]

1 The television signal received from the antenna is passed through a device that has the function of selecting only one of the three separate band characteristics of VHF low channel, VHF high channel, and UHF using external switching means, and the signal is kept constant. A mixer is provided to convert the intermediate frequency of the output of the above mixer to
Set between 443.5MHz and 469.75MHz, and
A television tuner circuit characterized in that the device having UHF band characteristics has band characteristics with a function of varying the tuning frequency by an external DC potential.