JPH0146880B2 - - Google Patents
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- JPH0146880B2 JPH0146880B2 JP54107704A JP10770479A JPH0146880B2 JP H0146880 B2 JPH0146880 B2 JP H0146880B2 JP 54107704 A JP54107704 A JP 54107704A JP 10770479 A JP10770479 A JP 10770479A JP H0146880 B2 JPH0146880 B2 JP H0146880B2
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- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
- G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
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- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Description
本発明は音声信号のデイジタル通信、特に変換
コーデイングによる適応音声信号処理に関する。 電話その他の通信システムにおけるデイジタル
回線を通しての伝送のためには、一般に入力音声
信号のサンプリング・サンプルの量子化、量子化
されたサンプルを表わすデイジタル符号の集合の
発生が行なわれる。音声信号は高い相関性を有す
るから、通話信号の過去の値から予測できる信号
成分と予測できない成分を分離して符号化できれ
ば、信号の劣化を生ずることなく、デイジタルチ
ヤネルを有効に利用することができる。 変換コーデイングを利用したデイジタル通信方
式においては、音声信号はサンプルされ、サンプ
ルはブロツクに分割される。連続した音声サンプ
ルの各ブロツクは変換係数信号の集合に変換さ
れ、この係数信号がブロツクの周波数スペクトル
を表わすことになる。係数信号は個々に量子化さ
れ、これによつてデイジタル符号化された信号の
集合が形成されて、デイジタル回線を通して伝送
される。回線の受信端ではデイジタル符号化され
た信号が復号され、逆変換されて、元の音声信号
のサンプルのブロツクに対応するサンプルの系列
を得る。 従来技術の音声信号用の変換コーデイングの装
置はIEEEトランザクシヨン音響・音声・信号処
理第ASSP―25差第４号（1977年８月）のレナ
ー・ゼリンスキーおよびピータ・ノルの論文“通
話信号の適応変換コーデイング”に述べられてい
る。この論文では各変換係数信号が適応的に量子
化され、デイジタル伝送チヤネルを有効に利用す
るように伝送のビツト速度を減少させる変換コー
デイングの手法が示されている。入力音声信号セ
グメントのサンプルが離散コサイン変換によつて
周波数領域に写像される。最適伝送速度を与える
ために、セグメントの短時間スペクトルの推定値
が隣接した係数信号のスペクトルの大きさの平均
化によつて変換係数信号に応動して形成される。
次に変換係数信号の適応量子化のために均等な間
隔の周波数における予測されたスペクトル・レベ
ルを表わすスペクトル推定信号が使用される。変
換係数信号の適応量子化手法では、誘導されたス
ペクトルの推定値に従つて、各係数信号のビツト
の配置とステツプの大きさの割当てが最適化され
る。適応的に符号化された係数信号とスペクトル
の推定値を表わすデイジタル符号は多重化されて
伝送される。デイジタル符号の適応復号と符号化
されたサンプルの逆離散コサイン変換によつて音
声信号サンプルの系列の写しが得られることにな
る。 ゼリンスキ他の変換コーデイングの装置ではス
ペクトル成分の平均化によるスペクトル推定信号
の形成によつて粗い推定値しか得られず、これは
変換スペクトルにおける音声信号の詳細を表わす
ことにはならない。例えば16Kビツト１秒以下の
低速の伝送の場合には、この結果として全体の伝
送品質が劣化して、音声に関連したブツブツ言う
雑音が再生された音声信号中に現われることにな
る。全体の品質を向上するためには、低速のビツ
ト速度の場合のスペクトル推定値における変換ス
ペクトルの詳細な構造を表わす必要がある。 本発明においては必要となる詳細な構造を表わ
すために音声セグメント変換係数信号の声道誘導
フオルマントスペクトル推定値と音声セグメント
変換係数信号のピツチ励起係数信号とを利用する
ことによつて適応変換音声処理における上述した
音声信号の劣化を克明している。変換係数信号の
適応量子化によつて、関連するスペクトル周波数
に所要の詳細構造を含められるようにするために
セグメントの変換係数信号のビツト配置とステツ
プ・サイズの割当てのパラメータ信号はフオルマ
ントとピツチ励起スペクトルの推定値を組合せた
ものから得られることになる。これによつて伝送
ビツト周波数が減少した場合でも結果として得ら
れる音声信号伝送の品質は改善されたものとな
る。 本発明の有利な実施例においては、音声信号が
所定の周波数でサンプルされ、サンプルが音声サ
ンプルのブロツクに分割されるような音声処理装
置を指向している。離散周波数領域変換係数信号
の集合が音声信号のサンプルのブロツクから得ら
れる。各係数信号は所定の周波数に割当てられ
る。離散変換係数信号の集合に応動して、そのブ
ロツクに対する適応信号の集合が得られる。離散
変換係数信号は適応信号と組合わされて、ブロツ
クを表わす適応量子化された離散変換係数符号化
信号の集合を形成する。適応信号の形成ではブロ
ツクの係数信号のフオルマント・スペクトルを表
わす信号の集合の発生、ブロツクの係数信号のピ
ツチ励起スペクトルを表わす信号の集合の発生が
含まれる。ブロツク・フオルマント・スペクトル
信号の集合はブロツク・ピツチ励起スペクトル信
号の集合と組合わされてピツチ励起制御されたス
ペクトル・レベル信号を生ずる。適応信号はピツ
チ励起制御されたスペクトル・レベル信号に応動
して発生される。 ブロツク変換係数信号の自己相関を表わす信号
も発生される。ブロツク自己相関信号に応動し
て、フオルマント・スペクトル・レベル信号とピ
ツチ励起スペクトル信号は各々の変換係数信号周
波数で発生される。各変換係数信号の周波数フオ
ルマント・スペクトル・レベル信号は変換係数信
号のピツチ励起スペクトル・レベル信号と組合さ
れて、各々の離散変換係数信号についてピツチ制
御された励起スペクトル・レベル信号が発生され
る。 ピツチ励起スペクトル信号の発生にはブロツク
変換係数信号のピツチ励起を表わすインパルス列
信号の形成と、各々が変換係数信号周波数のピツ
チ励起レベルを表わす信号の集合の発生をともな
つている。 ブロツク変換係数信号の予測パラメータを表わ
す信号の集合はブロツクの自己相関信号に応動し
て発生され、各変換係数信号周波数のフオルマン
ト・スペクトル・レベル信号はブロツクの予測パ
ラメータ信号から形成される。 ピツチ励起を表わすインパルス列信号はこのブ
ロツク自己相関信号の最大値に対応する信号と、
該最大値が生ずる時間に対応するピツチ周期信号
を判定することによつて、ブロツク自己相関信号
に応動して発生される。ブロツク自己相関信号の
初期値と該最大値の比に対応するピツチ利得信号
も形成される。ピツチ励起を表わすインパルス列
信号はこのピツチ利得信号とこのピツチ周期信号
の両方から発生される。 適応量子化された変換係数符号信号はブロツク
自己相関信号の予測パラメータとピツチ周期およ
びピツチ利得信号と多重化される。多重化信号は
デイジタルチヤネルを通して伝送される。受信器
では送られた信号を多重分離し、送られて来た予
測パラメータ信号から形成されるピツチ励起制御
されたスペクトル・レベル信号判定されたピツチ
利得信号および判定されたピツチ周期信号に応動
して符号化された適応量子化変換係数コード信号
を適応的に復号する。適応的に復号された変換係
数に応動して、元の音声サンプルの写しに対応す
る音声サンプルの係列が発生される。 このピツチ励起制御されたスペクトル・レベル
信号に応動して各々の第１の信号周波数に対する
ビツト割当信号とステツプ・サイズ制御信号が発
生される。ビツト割当信号とステツプ・サイズ制
御信号は該第１の信号を適応的に量子化するよう
に動作する適応信号を形成する。各々の第１の信
号は所定の周波数における離散コサイン変換を表
わし、各々の適応的に量子化された離散変換コー
ド信号は適応的に量子化された離散コサイン変換
係数符号信号である。 本発明の有利な一実施例を以下一例として示す
が、これについて添付の図面を参照して説明す
る。 第１図は本発明の一実施例たる音声信号符号器
の一般的ブロツク図を示している。第１図を参照
すれば、音声信号ｓ（ｔ）はマイクロフオンある
いはその他の音声信号源から成る変換器１００か
ら得られる。音声信号ｓ（ｔ）はフイルタ兼サン
プラ回路１０１に与えられ、これは信号ｓ（ｔ）
を低域波してから、第１９図の波形１９０１で
示されるクロツク１４２からのサンプルクロツク
パルスCLSで制御される例えば8KHzの所定の周
波数で波された音声信号をサンプルする。サン
プラ１０１からの音声サンプルｓ（ｎ）はアナロ
グ・デイジタル変換器１０３に与えられ、これは
各々の音声信号サンプルｓ（ｎ）ごとにデイジタ
ル符号化された信号Ｘ（ｎ）を生ずる。バツフ
ア・レジスタ１０５はＸ（ｎ）の符号化された信
号Ａ／Ｄ変換器１０３から受信して、それに応動
して、時刻t0およびt11において、第１９図の波形
１９０３に示したクロツク１４０からのブロツク
クロツク・パルスCLBの制御下にＮ個の信号Ｘ
（０），Ｘ(1)，……，Ｘ（Ｎ―１）のブロツクを蓄
積する。 クロツク１４２およびバツフアレジスタ１０５
は第３図に詳しく示されている。第３図を参照す
れば、クロツク１４０は例えば１／（8KHz）の
所定の速度で短時間のCLSパルスを与えるパルス
発生器３１０を含んでいる。CLSパルスはカウン
タ３１２に与えられ、これはＮ個たとえば256個
のCLAアドレス符号と、Ｎ個ごとの例えば256ご
とのCLSパルスに対して１回のCLBクロツクパ
ルスを発生するように動作する。CLAアドレス
符号はバツフアレジスタ１０５中のアドレス入力
セレクタ３２０に与えられる。遅延３２６からの
各々の遅延されたCLSクロツクパルスに応動し
て、セレクタ３２０はラツチ３２２―０乃至３２
２―Ｎ―１のクロツク入力にパルスを順次に与
え、従つてＡ／Ｄ変換器１０３からの符号化され
た信号Ｘ（ｎ）はＮ＝256個の符号Ｘ（０），Ｘ(1)，
……，Ｘ（Ｎ−１）に分割される。従つてブロツ
クＸ（０）の第１の符号化された音声サンプル信
号Ｘ（０）はブロツクの第１のCLSパルスに応動
してラツチ３２２―０に蓄積される。第２の音声
サンプル信号Ｘ(1)はブロツクの第２のCLS信号に
応動してラツチ３２２―１に入れられ、最後の音
声サンプル信号Ｘ（ｎ―１）はブロツクの最後の
CLSパルスに応動してラツチ３２２―Ｎ―１に入
れられる。 ブロツクの最後のCLSパルスの後で、カウンタ
３１２からCLBパルスが得られる。CLBパルス
はラツチ３２２―０乃至３２２―Ｎ―１のＸ
（０），Ｘ(1)，……，Ｘ（Ｎ−１）信号をラツチ３
２４―０乃至３２４―Ｎ―１に夫々転送するよう
に動作する。ブロツク信号Ｘ（０），Ｘ(1)，……，
Ｘ（Ｎ−１）はそれぞれラツチ３２４―０乃至３
２４―Ｎ―１に次の256個のクロツクパルスの間
蓄積され、一方次のブロツク信号がその間にラツ
チ３２２―０乃至３２２―Ｎ―１に直列に入れら
れる。このようにして符号化した音声サンプル信
号の各ブロツクは256個のサンプル時間について、
バツフア・レジスタ１０５の出力から利用でき
る。 バツフア・レジスタ１０５からのＸ（０），Ｘ(1)
……，Ｘ（Ｎ―１）信号はブロツクの音声サンプ
ル符号をＫ＝０，１……，Ｎ―１としてｗ＝Kπ／2N の等間隔の周波数でＮ個の離散コサイン変換係数
信号XDCT（０），XDCT(1)……，XDCT（Ｎ―１）の集
合に変換するように動作する離散コサイン変換回
路１０７に並列に与えられる。この変換ではまず
音声信号サンプルのブロツクの2N点の高速フー
リエ変換を形成し、高速フーリエ変換係数 Re XFFT（０），Re XFFT(1)，……， Re XFFT（Ｎ―１）およびIm XFFT（０），Im
XFFT(1)，……，Im XFFT（Ｎ―１）が利用できる
ようになる。ここでReおよびImはそれぞれ各
XFFT（ｎ）の信号の実部と虚部を表わしている。
次に離散コサイン変換信号はＲ＝１，２，……，
Ｎ―１に対して および の式で与えられる。 離散コサイン変換回路１０７は第４図に詳細に
示されている。第４図の高速フーリエ変換回路４
０３は、たとえば、1971年６月28日にリチヤード
Ａ、スミスに与えられ、同人が所有している米国
特許第3588460号に示された回路から成る。第４
図においてはマルチプレクサ４０１はバツフア・
レジスタ１０５から音声サンプル信号の符号Ｘ
（０），Ｘ(1)，……，Ｘ（Ｎ―１）のブロツクを受
信する。FFT回路４０３はそれに与えられた信
号の2N点の解析を実行し、定数発生器４５０で
発生された０符号信号がマルチプレクサ４０１の
残りのＮ個の入力に供給される。信号Ｘ（０），Ｘ
(1)，……，Ｘ（Ｎ―１）をマルチプレクサ４０１
の入力で利用できるようにするCLBクロツク・
パルスの後縁において、パルス発生器４３０はS0
制御パルスを生じ、これがカウンタ４２０をその
０状態にリセツトする。このとき、フリツプフロ
ツプ４２７はセツトされ、そこから高レベルの
A1出力が得られることになる。 パルス発生器４３４はパルスS0の後縁でトリガ
され、このとき、S1制御パルスが発生する。発生
器４３４からのS1パルスはFFT回路４０３のク
ロツク入力に与えられる。マルチプレクサ４０１
はカウンタ４２０からの０状態出力符号によつて
アドレスを与えられ、従つてＸ（０）の音声信号
符号がFFT回路４０３の入力に与えられる。S1
パルスに応動して、Ｘ（０）信号はFFT回路４０
３に挿入され、ここにこれが一時的に蓄積され
る。制御信号S2はS1パルスの後縁に応動してパル
ス発生器４３６によつて発生され、カウンタ４２
０はS2パルスによつてその次の状態に増分され
る。このときＸ(1)の信号がマルチプレクサ４０１
を通してFFT回路の入力に与えられる。カウン
タ４２０の出力はまた比較器４２２に与えられ、
ここでこれは定数発生器４５０からの2N個の定
数信号と比較される。カウンタ４２０はその第１
の状態にあり、2Nよりは小さいから、比較器４
２２のJ1出力は高レベルであつて、パルス発生器
４３８がパルスS2の後縁でトリガされたときに
ANDゲート４４１は付勢される。このようにし
て、パルス発生器４３４および４３６からS1およ
びS2パルスの次の系列が得られる。S1およびS2パ
ルスに応動して、マルチプレクサ４０１を通して
FFT回路４０３に与えられ、カウンタ４２０は
その次の状態に増分される。 S1とS2パルスの系列はＮ個の０符号入力を含む
マルチプレクサ４０１のすべての入力がFFT回
路４０３に挿入されるまでくりかえされる。カウ
ンタ４２０がその2N＋１状態に増分されたとき
に、比較器４２２のJ2出力は高レベルとなつて
ANDゲート４４０はパルス発生器４３８の出力
によつて付勢される。フリツプフロツプ４２７か
らの高レベルのA1信号と付勢されたゲート４４
０の高レベル出力に応動して、ANDゲート４４
３は高レベルのSFFT信号を与え、これがFFT回路
４０３に与えられる。この高レベルのSFFTパルス
に応動して、FFT回路４０３は Re XFFT（０），Re XFFT(1)，……，Re XFFT（Ｎ
―１） および Im XFFT（０），Im XFFT(1)，…… Im XFFT（Ｎ
―１）の信号を発生し、これらの信号を蓄積す
る。計算が終了すると、FFT回路４０３はE1信
号を発生し、これがフリツプフロツプ４２７をリ
セツトし、パルス発生器４３０をトリガする。 発生器４３０からのパルスS0はカウンタ４２０
をリセツトし、Re XFFT(K)およびIm XFFT(K)の信
号（Ｋ＝０，１……，Ｎ―１）をラツチ４０７―
０乃至４０８―Ｎ―１に転送する準備をする。制
御パルスS1およびS2のくりかえし系列の各々の間
に、セレクタ４０５はカウンタ４２０の状態によ
つて指定されたラツチをアドレスする。S1パルス
は信号例えばRe XFFT(1)をFFT回路４０３から読
み出し、これはライン４０６に与えられる。S1パ
ルスはセレクタ４０５を通してアドレスされたラ
ツチ４０７―１のクロツク入力に与えられ、Re
XFFT(1)はこのラツチに挿入される。この後のS2パ
ルスはカウンタ４２０を増分し、これによつて次
のS1パルスはIm XFFT(1)を読み出し、この信号は
セレクタ４０５の制御下にラツチ４０８―１に挿
入される。 演算ユニツト４１９はラツチ４０７―０乃至４
０８―Ｎ―１からの信号を受信して式１および２
に従つて離散コサイン変換係数信号XDCT（０），
XDCT(1)，……XDCT（Ｎ―１）を発生する。Ｋ＝０
の場合を除いて信号Re XFFT(K)，Im XFFT(K)の
各々の対について、Re XFFT(K)には定数cosKπ／2N がIm XFFT(K)には定数sinKπ／2Nで乗ぜられる。Ｋ＝ １では乗算器４１０―１は信号 cosπ／2N・Re（XFFT(1)） を形成するように動作し、乗算器４１１―１は信
号 sinπ／2N・Im（XFFT(1)） を形成するように動作する。乗算器４１０―１お
よび４１１―１の出力は加算器４１２―１で加算
され、加算器４１２―１の出力は乗算器４１４―
１で定数
コーデイングによる適応音声信号処理に関する。 電話その他の通信システムにおけるデイジタル
回線を通しての伝送のためには、一般に入力音声
信号のサンプリング・サンプルの量子化、量子化
されたサンプルを表わすデイジタル符号の集合の
発生が行なわれる。音声信号は高い相関性を有す
るから、通話信号の過去の値から予測できる信号
成分と予測できない成分を分離して符号化できれ
ば、信号の劣化を生ずることなく、デイジタルチ
ヤネルを有効に利用することができる。 変換コーデイングを利用したデイジタル通信方
式においては、音声信号はサンプルされ、サンプ
ルはブロツクに分割される。連続した音声サンプ
ルの各ブロツクは変換係数信号の集合に変換さ
れ、この係数信号がブロツクの周波数スペクトル
を表わすことになる。係数信号は個々に量子化さ
れ、これによつてデイジタル符号化された信号の
集合が形成されて、デイジタル回線を通して伝送
される。回線の受信端ではデイジタル符号化され
た信号が復号され、逆変換されて、元の音声信号
のサンプルのブロツクに対応するサンプルの系列
を得る。 従来技術の音声信号用の変換コーデイングの装
置はIEEEトランザクシヨン音響・音声・信号処
理第ASSP―25差第４号（1977年８月）のレナ
ー・ゼリンスキーおよびピータ・ノルの論文“通
話信号の適応変換コーデイング”に述べられてい
る。この論文では各変換係数信号が適応的に量子
化され、デイジタル伝送チヤネルを有効に利用す
るように伝送のビツト速度を減少させる変換コー
デイングの手法が示されている。入力音声信号セ
グメントのサンプルが離散コサイン変換によつて
周波数領域に写像される。最適伝送速度を与える
ために、セグメントの短時間スペクトルの推定値
が隣接した係数信号のスペクトルの大きさの平均
化によつて変換係数信号に応動して形成される。
次に変換係数信号の適応量子化のために均等な間
隔の周波数における予測されたスペクトル・レベ
ルを表わすスペクトル推定信号が使用される。変
換係数信号の適応量子化手法では、誘導されたス
ペクトルの推定値に従つて、各係数信号のビツト
の配置とステツプの大きさの割当てが最適化され
る。適応的に符号化された係数信号とスペクトル
の推定値を表わすデイジタル符号は多重化されて
伝送される。デイジタル符号の適応復号と符号化
されたサンプルの逆離散コサイン変換によつて音
声信号サンプルの系列の写しが得られることにな
る。 ゼリンスキ他の変換コーデイングの装置ではス
ペクトル成分の平均化によるスペクトル推定信号
の形成によつて粗い推定値しか得られず、これは
変換スペクトルにおける音声信号の詳細を表わす
ことにはならない。例えば16Kビツト１秒以下の
低速の伝送の場合には、この結果として全体の伝
送品質が劣化して、音声に関連したブツブツ言う
雑音が再生された音声信号中に現われることにな
る。全体の品質を向上するためには、低速のビツ
ト速度の場合のスペクトル推定値における変換ス
ペクトルの詳細な構造を表わす必要がある。 本発明においては必要となる詳細な構造を表わ
すために音声セグメント変換係数信号の声道誘導
フオルマントスペクトル推定値と音声セグメント
変換係数信号のピツチ励起係数信号とを利用する
ことによつて適応変換音声処理における上述した
音声信号の劣化を克明している。変換係数信号の
適応量子化によつて、関連するスペクトル周波数
に所要の詳細構造を含められるようにするために
セグメントの変換係数信号のビツト配置とステツ
プ・サイズの割当てのパラメータ信号はフオルマ
ントとピツチ励起スペクトルの推定値を組合せた
ものから得られることになる。これによつて伝送
ビツト周波数が減少した場合でも結果として得ら
れる音声信号伝送の品質は改善されたものとな
る。 本発明の有利な実施例においては、音声信号が
所定の周波数でサンプルされ、サンプルが音声サ
ンプルのブロツクに分割されるような音声処理装
置を指向している。離散周波数領域変換係数信号
の集合が音声信号のサンプルのブロツクから得ら
れる。各係数信号は所定の周波数に割当てられ
る。離散変換係数信号の集合に応動して、そのブ
ロツクに対する適応信号の集合が得られる。離散
変換係数信号は適応信号と組合わされて、ブロツ
クを表わす適応量子化された離散変換係数符号化
信号の集合を形成する。適応信号の形成ではブロ
ツクの係数信号のフオルマント・スペクトルを表
わす信号の集合の発生、ブロツクの係数信号のピ
ツチ励起スペクトルを表わす信号の集合の発生が
含まれる。ブロツク・フオルマント・スペクトル
信号の集合はブロツク・ピツチ励起スペクトル信
号の集合と組合わされてピツチ励起制御されたス
ペクトル・レベル信号を生ずる。適応信号はピツ
チ励起制御されたスペクトル・レベル信号に応動
して発生される。 ブロツク変換係数信号の自己相関を表わす信号
も発生される。ブロツク自己相関信号に応動し
て、フオルマント・スペクトル・レベル信号とピ
ツチ励起スペクトル信号は各々の変換係数信号周
波数で発生される。各変換係数信号の周波数フオ
ルマント・スペクトル・レベル信号は変換係数信
号のピツチ励起スペクトル・レベル信号と組合さ
れて、各々の離散変換係数信号についてピツチ制
御された励起スペクトル・レベル信号が発生され
る。 ピツチ励起スペクトル信号の発生にはブロツク
変換係数信号のピツチ励起を表わすインパルス列
信号の形成と、各々が変換係数信号周波数のピツ
チ励起レベルを表わす信号の集合の発生をともな
つている。 ブロツク変換係数信号の予測パラメータを表わ
す信号の集合はブロツクの自己相関信号に応動し
て発生され、各変換係数信号周波数のフオルマン
ト・スペクトル・レベル信号はブロツクの予測パ
ラメータ信号から形成される。 ピツチ励起を表わすインパルス列信号はこのブ
ロツク自己相関信号の最大値に対応する信号と、
該最大値が生ずる時間に対応するピツチ周期信号
を判定することによつて、ブロツク自己相関信号
に応動して発生される。ブロツク自己相関信号の
初期値と該最大値の比に対応するピツチ利得信号
も形成される。ピツチ励起を表わすインパルス列
信号はこのピツチ利得信号とこのピツチ周期信号
の両方から発生される。 適応量子化された変換係数符号信号はブロツク
自己相関信号の予測パラメータとピツチ周期およ
びピツチ利得信号と多重化される。多重化信号は
デイジタルチヤネルを通して伝送される。受信器
では送られた信号を多重分離し、送られて来た予
測パラメータ信号から形成されるピツチ励起制御
されたスペクトル・レベル信号判定されたピツチ
利得信号および判定されたピツチ周期信号に応動
して符号化された適応量子化変換係数コード信号
を適応的に復号する。適応的に復号された変換係
数に応動して、元の音声サンプルの写しに対応す
る音声サンプルの係列が発生される。 このピツチ励起制御されたスペクトル・レベル
信号に応動して各々の第１の信号周波数に対する
ビツト割当信号とステツプ・サイズ制御信号が発
生される。ビツト割当信号とステツプ・サイズ制
御信号は該第１の信号を適応的に量子化するよう
に動作する適応信号を形成する。各々の第１の信
号は所定の周波数における離散コサイン変換を表
わし、各々の適応的に量子化された離散変換コー
ド信号は適応的に量子化された離散コサイン変換
係数符号信号である。 本発明の有利な一実施例を以下一例として示す
が、これについて添付の図面を参照して説明す
る。 第１図は本発明の一実施例たる音声信号符号器
の一般的ブロツク図を示している。第１図を参照
すれば、音声信号ｓ（ｔ）はマイクロフオンある
いはその他の音声信号源から成る変換器１００か
ら得られる。音声信号ｓ（ｔ）はフイルタ兼サン
プラ回路１０１に与えられ、これは信号ｓ（ｔ）
を低域波してから、第１９図の波形１９０１で
示されるクロツク１４２からのサンプルクロツク
パルスCLSで制御される例えば8KHzの所定の周
波数で波された音声信号をサンプルする。サン
プラ１０１からの音声サンプルｓ（ｎ）はアナロ
グ・デイジタル変換器１０３に与えられ、これは
各々の音声信号サンプルｓ（ｎ）ごとにデイジタ
ル符号化された信号Ｘ（ｎ）を生ずる。バツフ
ア・レジスタ１０５はＸ（ｎ）の符号化された信
号Ａ／Ｄ変換器１０３から受信して、それに応動
して、時刻t0およびt11において、第１９図の波形
１９０３に示したクロツク１４０からのブロツク
クロツク・パルスCLBの制御下にＮ個の信号Ｘ
（０），Ｘ(1)，……，Ｘ（Ｎ―１）のブロツクを蓄
積する。 クロツク１４２およびバツフアレジスタ１０５
は第３図に詳しく示されている。第３図を参照す
れば、クロツク１４０は例えば１／（8KHz）の
所定の速度で短時間のCLSパルスを与えるパルス
発生器３１０を含んでいる。CLSパルスはカウン
タ３１２に与えられ、これはＮ個たとえば256個
のCLAアドレス符号と、Ｎ個ごとの例えば256ご
とのCLSパルスに対して１回のCLBクロツクパ
ルスを発生するように動作する。CLAアドレス
符号はバツフアレジスタ１０５中のアドレス入力
セレクタ３２０に与えられる。遅延３２６からの
各々の遅延されたCLSクロツクパルスに応動し
て、セレクタ３２０はラツチ３２２―０乃至３２
２―Ｎ―１のクロツク入力にパルスを順次に与
え、従つてＡ／Ｄ変換器１０３からの符号化され
た信号Ｘ（ｎ）はＮ＝256個の符号Ｘ（０），Ｘ(1)，
……，Ｘ（Ｎ−１）に分割される。従つてブロツ
クＸ（０）の第１の符号化された音声サンプル信
号Ｘ（０）はブロツクの第１のCLSパルスに応動
してラツチ３２２―０に蓄積される。第２の音声
サンプル信号Ｘ(1)はブロツクの第２のCLS信号に
応動してラツチ３２２―１に入れられ、最後の音
声サンプル信号Ｘ（ｎ―１）はブロツクの最後の
CLSパルスに応動してラツチ３２２―Ｎ―１に入
れられる。 ブロツクの最後のCLSパルスの後で、カウンタ
３１２からCLBパルスが得られる。CLBパルス
はラツチ３２２―０乃至３２２―Ｎ―１のＸ
（０），Ｘ(1)，……，Ｘ（Ｎ−１）信号をラツチ３
２４―０乃至３２４―Ｎ―１に夫々転送するよう
に動作する。ブロツク信号Ｘ（０），Ｘ(1)，……，
Ｘ（Ｎ−１）はそれぞれラツチ３２４―０乃至３
２４―Ｎ―１に次の256個のクロツクパルスの間
蓄積され、一方次のブロツク信号がその間にラツ
チ３２２―０乃至３２２―Ｎ―１に直列に入れら
れる。このようにして符号化した音声サンプル信
号の各ブロツクは256個のサンプル時間について、
バツフア・レジスタ１０５の出力から利用でき
る。 バツフア・レジスタ１０５からのＸ（０），Ｘ(1)
……，Ｘ（Ｎ―１）信号はブロツクの音声サンプ
ル符号をＫ＝０，１……，Ｎ―１としてｗ＝Kπ／2N の等間隔の周波数でＮ個の離散コサイン変換係数
信号XDCT（０），XDCT(1)……，XDCT（Ｎ―１）の集
合に変換するように動作する離散コサイン変換回
路１０７に並列に与えられる。この変換ではまず
音声信号サンプルのブロツクの2N点の高速フー
リエ変換を形成し、高速フーリエ変換係数 Re XFFT（０），Re XFFT(1)，……， Re XFFT（Ｎ―１）およびIm XFFT（０），Im
XFFT(1)，……，Im XFFT（Ｎ―１）が利用できる
ようになる。ここでReおよびImはそれぞれ各
XFFT（ｎ）の信号の実部と虚部を表わしている。
次に離散コサイン変換信号はＲ＝１，２，……，
Ｎ―１に対して および の式で与えられる。 離散コサイン変換回路１０７は第４図に詳細に
示されている。第４図の高速フーリエ変換回路４
０３は、たとえば、1971年６月28日にリチヤード
Ａ、スミスに与えられ、同人が所有している米国
特許第3588460号に示された回路から成る。第４
図においてはマルチプレクサ４０１はバツフア・
レジスタ１０５から音声サンプル信号の符号Ｘ
（０），Ｘ(1)，……，Ｘ（Ｎ―１）のブロツクを受
信する。FFT回路４０３はそれに与えられた信
号の2N点の解析を実行し、定数発生器４５０で
発生された０符号信号がマルチプレクサ４０１の
残りのＮ個の入力に供給される。信号Ｘ（０），Ｘ
(1)，……，Ｘ（Ｎ―１）をマルチプレクサ４０１
の入力で利用できるようにするCLBクロツク・
パルスの後縁において、パルス発生器４３０はS0
制御パルスを生じ、これがカウンタ４２０をその
０状態にリセツトする。このとき、フリツプフロ
ツプ４２７はセツトされ、そこから高レベルの
A1出力が得られることになる。 パルス発生器４３４はパルスS0の後縁でトリガ
され、このとき、S1制御パルスが発生する。発生
器４３４からのS1パルスはFFT回路４０３のク
ロツク入力に与えられる。マルチプレクサ４０１
はカウンタ４２０からの０状態出力符号によつて
アドレスを与えられ、従つてＸ（０）の音声信号
符号がFFT回路４０３の入力に与えられる。S1
パルスに応動して、Ｘ（０）信号はFFT回路４０
３に挿入され、ここにこれが一時的に蓄積され
る。制御信号S2はS1パルスの後縁に応動してパル
ス発生器４３６によつて発生され、カウンタ４２
０はS2パルスによつてその次の状態に増分され
る。このときＸ(1)の信号がマルチプレクサ４０１
を通してFFT回路の入力に与えられる。カウン
タ４２０の出力はまた比較器４２２に与えられ、
ここでこれは定数発生器４５０からの2N個の定
数信号と比較される。カウンタ４２０はその第１
の状態にあり、2Nよりは小さいから、比較器４
２２のJ1出力は高レベルであつて、パルス発生器
４３８がパルスS2の後縁でトリガされたときに
ANDゲート４４１は付勢される。このようにし
て、パルス発生器４３４および４３６からS1およ
びS2パルスの次の系列が得られる。S1およびS2パ
ルスに応動して、マルチプレクサ４０１を通して
FFT回路４０３に与えられ、カウンタ４２０は
その次の状態に増分される。 S1とS2パルスの系列はＮ個の０符号入力を含む
マルチプレクサ４０１のすべての入力がFFT回
路４０３に挿入されるまでくりかえされる。カウ
ンタ４２０がその2N＋１状態に増分されたとき
に、比較器４２２のJ2出力は高レベルとなつて
ANDゲート４４０はパルス発生器４３８の出力
によつて付勢される。フリツプフロツプ４２７か
らの高レベルのA1信号と付勢されたゲート４４
０の高レベル出力に応動して、ANDゲート４４
３は高レベルのSFFT信号を与え、これがFFT回路
４０３に与えられる。この高レベルのSFFTパルス
に応動して、FFT回路４０３は Re XFFT（０），Re XFFT(1)，……，Re XFFT（Ｎ
―１） および Im XFFT（０），Im XFFT(1)，…… Im XFFT（Ｎ
―１）の信号を発生し、これらの信号を蓄積す
る。計算が終了すると、FFT回路４０３はE1信
号を発生し、これがフリツプフロツプ４２７をリ
セツトし、パルス発生器４３０をトリガする。 発生器４３０からのパルスS0はカウンタ４２０
をリセツトし、Re XFFT(K)およびIm XFFT(K)の信
号（Ｋ＝０，１……，Ｎ―１）をラツチ４０７―
０乃至４０８―Ｎ―１に転送する準備をする。制
御パルスS1およびS2のくりかえし系列の各々の間
に、セレクタ４０５はカウンタ４２０の状態によ
つて指定されたラツチをアドレスする。S1パルス
は信号例えばRe XFFT(1)をFFT回路４０３から読
み出し、これはライン４０６に与えられる。S1パ
ルスはセレクタ４０５を通してアドレスされたラ
ツチ４０７―１のクロツク入力に与えられ、Re
XFFT(1)はこのラツチに挿入される。この後のS2パ
ルスはカウンタ４２０を増分し、これによつて次
のS1パルスはIm XFFT(1)を読み出し、この信号は
セレクタ４０５の制御下にラツチ４０８―１に挿
入される。 演算ユニツト４１９はラツチ４０７―０乃至４
０８―Ｎ―１からの信号を受信して式１および２
に従つて離散コサイン変換係数信号XDCT（０），
XDCT(1)，……XDCT（Ｎ―１）を発生する。Ｋ＝０
の場合を除いて信号Re XFFT(K)，Im XFFT(K)の
各々の対について、Re XFFT(K)には定数cosKπ／2N がIm XFFT(K)には定数sinKπ／2Nで乗ぜられる。Ｋ＝ １では乗算器４１０―１は信号 cosπ／2N・Re（XFFT(1)） を形成するように動作し、乗算器４１１―１は信
号 sinπ／2N・Im（XFFT(1)） を形成するように動作する。乗算器４１０―１お
よび４１１―１の出力は加算器４１２―１で加算
され、加算器４１２―１の出力は乗算器４１４―
１で定数
【式】によつて乗算される。乗算
器４１４―１の出力が、XDCT(1)であり、これが周
波数ｗ＝π／2Nにおける変換係数である。 信号Im XFFT（Ｎ―１）がラツチ４０８―Ｎ―
１に与えられて、XDCT（Ｎ―１）の信号が乗算器
４１４―Ｎ―１の出力に現われた後で、カウンタ
４２０はS2パルスによつてその2N＋１状態に増
分される。比較器４２２は高レベルのJ2信号を生
じ、ANDゲート４４０はパルス発生器４３８の
パルス出力によつて付勢される。このときフリツ
プ―フロツプ４２７のA2出力は高レベルである
から、ANDゲート４４４もまた付勢されてEDCT
パルス（第１９図の波形１９０５）が時刻t1で得
られる。EDCTパルスはブロツク音声サンプルＸ
（０），Ｘ(1)，……，Ｘ（Ｎ―１）を離散コサイン
変換で変換係数信号に変換する操作の完了時に生
ずる。入力音声サンプル・ブロツクの離散コサイ
ン変換の代表的なスペクトルを第１６図の波形１
６０１に示す。 各々のDCT変換係数信号は音声信号の既知の
パラメータから予測できる成分と予測できない成
分とを含んでいる。予測できる成分は推定できる
から、変換係数信号そのものより本質的に低いビ
ツト周波数で伝送できる。予測できる成分はブロ
ツクのDCT変換係数からの予測パラメータ推定
によつて得られ、この推定値はブロツクのDCT
変換信号のフオルマント・スペクトルに対応す
る。予測できる成分はまたブロツクのピツチ周期
を表わす信号のピツチ励起推定によつて得られ、
ピツチ利得信号がピツチ励起波形を表わすことに
なる。これらのフオルマントおよびピツチ励起パ
ラメータはブロツクのDCTスペクトルの予測で
きる音声特性の正確な推定値を与えるものであ
る。 DCT変換係数信号の予測された成分、すなわ
ち予測パラメータ、ピツチ周期およびピツチ利得
制御は符号化され別個に送信される。従つて各々
の変換係数信号XDCT(K)の予測された成分はXDCT(K)
から分離されて、 XDCT(K)の予測されない成分の伝送速度は本質的
に減少される。こうして音声信号を伝送するため
の全体のビツト周波数が減少する。信号の予測さ
れた部分の推定値はブロツクのフオルマント情報
の他にピツチ励起情報を含むから、低ビツト周波
数で比較的高品質のデイジタル音声伝送装置が実
現されることになる。 第１図の回路においてはブロツクのXDCT（Ｒ）
の信号は遅延１０８を通して量子化装置１０９に
与えられる。この量子化装置によつて、各々の係
数信号の予測された成分が除去される。予測され
る成分は自己相関器１１３、そのブロツクの予測
パラメータを生ずるパーコル係数発生器１１５、
およびブロツクのピツチ励起パラメータ信号、ピ
ツチ周期およびピツチ利得信号を発生するピツチ
分析器１１７によつて発生される。この結果得ら
れた予測およびピツチ励起パラメータ信号は符号
器１２０において符号化され、マルチプレクサ１
１２において、量子化装置１０９からの適応量子
化されたDCT変換係数と共に多重化される。こ
の結果得られた多重化信号は次にデイジタル通信
チヤネル１４０に与えられる。 離散コサイン変換回路１０７からのDCT係数
信号に応動して自己相関信号を発生する自己相関
器１１３は第５図に詳しく示されている。自己相
関器は次のような信号を与える Ｒ（ｎ）＝１／2NX2 DCT（０）＋１／ＮN-1 〓K=1 X2 DCT(K)cos2π／2NKn (3) ｎ＝０，１，……，Ｎ―１ 第５図の回路は次式に従つて自己相関信号を生
ずるように動作する。 Ｒ（ｎ）＝１／2N2N-1 〓K=1 U2 DCT(K)ej2π／2NKn (4) ここで UDCT(K)＝XDCT(K)for Ｋ＝０，１，…，Ｎ―１ ０ for Ｋ＝Ｎ XDCT（2N−Ｋ）for Ｋ＝Ｎ＋１， Ｎ＋２，…，2N−１
(5) 第５図において、ブロツクの各信号XDCT（０），
XDCT(1)，……，XDCT（Ｎ―１）はそれぞれ乗算器
５０１―０、乃至５０１―Ｎ―１でそれ自身と乗
算される。この結果得られた２乗信号は2N点の
逆高速フーリエ変換のために式５によつて予め定
められた順序でマルチプレクサ５０３を経由して
IFFT回路５０５に与えられる。IFFT回路５０
５によつて、式４に従つて得られた逆変換された
信号はラツチ５０９―０乃至５０９―Ｎ―１に供
給され、従つてブロツクの自己相関信号Ｒ（０），
Ｒ(1)，……，Ｒ（Ｎ―１）はこれらのラツチに蓄
積される。 離散コサイン変換回路１０７からの信号EDCTの
後繊に応動して、パルス発生器５３０はカウンタ
５２０を０状態にリセツトするためのS3制御パル
スを発生する。フリツプ―フロツプ５２７はまた
信号EDCTによつてセツトされ、従つてここから高
レベルのA3信号が得られることになる。カウン
タ５２０の０状態の出力はマルチプレクサ５０３
に与えられ、マルチプレクサは乗算器５０１―０
からのX2 DCT（０）信号をIFFT回路５０５に与え
る。パルス発生器５３４はS3の後縁によつてトリ
ガされ、そこからのS4制御パルスX2 DCT（０）信号
をIFFT回路５０５に一時的に蓄積するように動
作する。 パルスS4の後縁でパルス発生器５３６によつて
発生されたS5制御パルスはカウンタ５２０をその
第１の状態に進める。カウンタ５２０の状態は比
較器５２１によつて定数2Nと比較される。カウ
ンタ５２０の状態は、2Nより小さいから、高レ
ベルのJ3信号が発生され、パルス発生器５３８か
らパルスが得られたときにANDゲート５４１が
付勢される。付勢されたゲート５４１の高レベル
出力に応動して、S4およびS5パルスの系列が発生
される。この系列によつて乗算器５０１―１の出
力はIFFT回路５０５に与えられてカウンタ５２
０を次の状態に増分する。 X2 DCT（Ｎ―１）の信号がIFFT回路５０５に与
えられた後で、式５に従つて、次のS4およびS5の
パルス系列に応動して定数のφ信号がそこに挿入
される。乗算器５０１―Ｎ―１はまた乗算器５０
３のＮ＋１入力にも接続されているから、乗算器
５０１―Ｎ―１からのX2 DCT（Ｎ―１）信号が
IFFT回路５０５に挿入される次の信号となる。
IFFT回路５０５は2N個の入力を必要とするので
ある。 次のS4およびS5パルスのＮ―２対に応動して乗
算器５０１―Ｎ―２乃至５０１―０の出力が式５
に従つて逆の順序でIFFT回路５０５に入れられ
る。カウンタ５２０が2N番目の状態になつたと
きにX2 DCT(1)信号がS4パルスの間に式５に従つて
IFFT回路５０５に挿入される。次のS5パルスは
カウンタ５２０はカウンタ５２０を2N＋１番目
の状態に進め、比較器５２１が高レベルのJ4信号
を与える。ANDゲート５４０は次にパルス発生
器５３８のパルス出力によつて付勢される。フリ
ツプ―フロツプ５２７からの高レベルのA3信号
および付勢されたゲート５４０の出力に応動し
て、ANDゲート５４３の出力には高レベルの
SIF1信号が現われる。SIF1信号はIFFT回路５０５
に与えられて、式４に従うＲ（ｎ）信号の発生を
開始する。 IFFT回路５０５でＲ（Ｎ―１）信号が形成さ
れた後でEIF1信号がIFFT回路によつて発生され
る。このEIF1信号はフリツプ―フロツプ５２７を
リセツトし、従つて高レベルのA4信号が得られ
る。EIF1はまたパルス発生器５３０をトリガす
る。パルス発生器５３０から得られたS3制御パル
スはカウンタ５２０を０状態にリセツトする。カ
ウンタ520からの０状態出力は線５１１にアドレ
スを与え、これが次にラツチ５０９―０を付勢す
る。S3パルスの後縁はパルス発生器５３４をトリ
ガし、発生器５３４からのS4制御パルスによつて
IFFT回路５０５からのＲ（０）信号が線５１１
を経由してラツチ５０９―０に挿入される。パル
スS4の後縁に応動してパルス発生器５３６によつ
て発生されたS5パルスは、カウンタ５２０を次の
状態に増分する。比較器５２１のJ3出力は高レベ
ルであるので、パルス発生器５３８がトリガされ
たときにANDゲート５４１が付勢される。この
ようにして、カウンタ５２０がその2N＋１状態
に増分されるまでS4およびS5パルスの系列がくり
かえされる。 Ｒ（０），Ｒ(1)，……，Ｒ（Ｎ―１）信号の系列
はS4およびS5のパルス系列のくりかえしにより、
ラツチ５０９―１乃至５０９―Ｎ―１に挿入され
る。2N＋１番目のS5パルスに応動して比較器５
２１から高レベルのJ4信号が得られた後で、
ANDゲート５４０が付勢され、時刻t2において、
ANDゲート５４４からEACパルス（第１９図の波
形１９０７）が得られる。EACパルスは自己相関
信号Ｒ（０），Ｒ(1)，……，Ｒ（Ｎ―１）が蓄積さ
れたから、そのブロツクの予測パラメータとその
ブロツクのピツチおよびピツチ制御信号を第１図
のパラメータ計算機１１５およびピツチ分析器１
１７で発生してもよいことを示す。 パラメータ計算機１１５ははじめのＰ個の（Ｎ
―１より小）の自己相関信号から音声サンプルの
各ブロツクのＰ個のパーコル係数W0，W1，…
…，WPを発生するように動作する。パーコル係
数は離散コサイン変換係数信号のブロツク音声セ
グメントのフオルマントに関する予測できる部分
を表わし、wnのパーコルパラメータは次式に従
つて得られる。 wn＝―〔Ｒ（ｍ）＋n-1 〓j=1 a(m-1) jRn-j〕／En-1 (6) ここで E0＝Ｒ（０） a(m) n＝wn′ a(m) j＝am-1 j＋wnam-1 n-j１ｊｍ−１ En＝（１−wn）2En-1 (7) パラメータ計算機１１５は処理装置１３０９が
読出し専用メモリ（ROM）1305に蓄積されたプ
ログラムに従つて式６に要求される計算を実行す
るように動作する処理装置で構成すればよい。パ
ーコルパラメータwnを発生するためのROH１３
０５に蓄積される命令は付録Ａにフオートランで
書かれている。処理装置１３０９はCSP社のマク
ロ演算処理システム１００あるいは当業者に知ら
れ他の処理装置で構成すればよい。制御器１３０
７は自己相関器１１３でEAC信号が生じたときに
wnのプログラムストア１３０５を処理装置１３
０９に接続するように動作する。プログラムスト
ア１３０５に永久に蓄積された命令に従つて第５
図のラツチ５０９―０乃至５０９―Ｐのはじめの
Ｐ個の自己相関信号は線1340と入出力インタフエ
ース１３１８を経由してランダム・アクセスのデ
ータメモリーに入れられる。次にW0，W1，…
…，WPのパーコル係数信号が中央処理装置１３
１２と演算処理装置１３１４で発生される。wn
出力はデータメモリー１３１６に入れられ、そこ
から入出力インタフエース１３１８を経由して
wnストア１３３３に転送される。処理装置１３
０９はまたwn信号がストア１３３３に利用でき
るようになつたときにELA信号（第１９図の波形
１９０９）を発生する。 ピツチ励起係数信号は自己相関１１３からのＲ
（０），Ｒ(1)，……，Ｒ（Ｎ―１）の自己相関信号
に応動してピツチ分析器１１７によつて発生され
る。二つのピツチ励起パラメータ信号が発生され
る。第１の信号は最大の自己相関信号Rnaxと初
期の自己相関信号Ｒ（０）の比を表わし、第２の
信号ＰはRnax信号が生ずる時刻に対応する。比
PG＝Rnax／Ｒ（０）（ピツチ利得）と信号Ｐ（ピツ
チ周期）は次にピツチ励起を表わすインパルス列
信号を形成するのに使用される。 ピツチ分析器１１７は第６図に詳しく示されて
いる。第６図を参照すれば、マルチプレクサ６０
１はカウンタ６２０の制御下に自己相関器１１３
からのＲ（０），Ｒ(1)，……，Ｒ（Ｎ―１）信号と
順次に与える。比較器６０７は入来Ｒ（ｎ）信号
がラツチ６０３に蓄積されている前の信号より大
きいかどうかを判定し、最大の自己相関信号をラ
ツチ６０３に入れ、対応する自己相関信号のイン
デツクスをラツチ６０５に与える。比PG＝
Rnax／Ｒ（０）は割算器６０９で作られる。 相関器１１３からのEAC信号に応動して、パル
ス発生器６３０はS6制御信号を発生し、これによ
つて定数発生器６５０からの定数Pnioがカウンタ
６２０に挿入される。Pnioは音声信号サンプリン
グにおいて期待される最短のピツチ周期に対応
し、たとえば8kHzのサンプリング周波数におい
て２０サンプルである。カウンタ６２０の出力は
マルチプレクサ６０１のアドレス入力に与えら
れ、従つて対応する相関信号は比較器６０７とラ
ツチ６０３の入力に与えられる。パルスS6はまた
ラツチ６０３を０にリセツトし、マルチプレクサ
６０１の出力はラツチ６０３中の０信号と比較さ
れることになる。もしマルチプレクサ６０１から
の信号が０より大であれば、比較器６０７のR1
出力は高レベルとなる。パルスS6の後縁に応動し
てパルス発生器６３４によつてパルスが発生した
ときに、ANDゲート６３５はS7信号を発生し、
これがマルチプレクサの出力をラツチ６０３に挿
入する。カウンタ６２０の状態もまたS7パルスに
よつてラツチ６０５に入れられる。パルス発生器
６３４からのパルスが終了すると、パルス発生器
６３４によつてS8制御パルスが発生される。S8パ
ルスはカウンタ６２０を次の状態に進め、従つて
次の自己相関信号がマルチプレクサ６０１の出力
から得られる。 比較器６２１はカウンタ６２０の状態を定数発
生器６５０から得られた定数Pnaxと比較する。
Pnaxの信号コードは音声信号のサンプリング周波
数で期待される最長のピツチ周期、例えば8KHz
のサンプリング周波数において100サンプルに対
応する。カウンタ６２０の出力がPnaxを越えるま
では比較器６２１のＩ、出力は高レベルにあつ
て、ANDゲート６４１はパルス発生器６３８の
出力によつて付勢される。ANDゲート６４１の
高レベルの出力に応動してパルス発生器６３４，
６３６および６３８は順次にトリガされる。この
ようにして、最大の検出された自己相関に対応す
るラツチ６０３の内容はマルチプレクサ６０１か
らの次に続く自己相関信号と比較される。二つの
自己相関信号の内の大きい方がラツチ６０３に蓄
積され、対応するインデツクスがラツチ６０５に
入る。比較器６２１からのI2信号が高レベルにな
つた後で、最大値の自己相関信号Rnaxはラツチ
６０３に入つており、対応するインデツクスＰは
ラツチ６０５に入つている。割算器６０９の出力
は信号PG＝Rnax／Ｒ（０）を生ずる。高レベルの
I2信号はANDゲート６４０に与えられ、従つて
このゲートはEPAパルス（第１９図の波形１９１
１）をパルス発生器６３８がS8パルスに応動して
パルスを生ずる時刻t3において発生する。 ELAとEPAの信号が生じた後で第１図の符号器１
２０が付勢される。パラメータ計算機１１５から
のW1，W2，……，Wp信号とピツチ分析器１１
７からのPG，Ｐ信号が符号器１２０で符号化さ
れ、次にマルチプレクサ１１２を経由して通信回
線１４０を通して伝送されることになる。符号器
１２０の出力からの符号化された信号はまた復号
器１２２に与えられ、これは符号器１２０からの
信号EC（第１９図の波形１９１３）に応動して符
号化されたwn，PGおよびＰの信号を復号するよ
うに動作する。これらの信号が復号されたとき
に、復号器１２２は時刻t6においてED信号（第１
９図の波形１９１５）を与え、これがLPC発生
器１２４とピツチ励起スペクトル・レベル発生器
１２８を起動する。LPC発生器１２４は復号器
１２２からの復号されたwn′信号に応動してこの
wn′信号を線形の予測係数anに変換する。an信号
はフオルマント・スペクトル・レベル発生器１２
６に与えられ、これはブロツクのan信号から各
離散コサイン変換係数周波数についてスペクトル
レベル信号σF(K)を生ずるように動作する。 第１３図の処理装置はまた復号されたwn′信号
を線形予測係数信号anに変換するのにも使用さ
れる。第１３図を参照すれば復号器１２２からの
ED信号は制御器１３０７を動作してLPCプログ
ラム・ストア１３０３を処理装置１３０３に接続
する。ストア１３０３は式６および７に従つて復
号されたwn′信号を線形の予測信号anに変換する
ための命令コードの集合を永久に蓄積した読出し
専用メモリーである。ストア１３０３中の命令コ
ードの集合はフオートランプ付録Ｂに示されてい
る。信号EDに応動してストア１３０３からの命
令コードは制御インタフエース１３１０を経由し
て中央処理装置１３１２転送され、復号器１２２
からの復号されたwn′信号が入出力インタフエー
ス１３１８を通してデータメモリー１３１６に挿
入されるようにする。次にan信号が中央処理装
置１３１２および演算処理装置１３１４で発生さ
れる。この結果として得られるan信号はデータ
メモリー１３１６に入れられ、ここから入出力イ
ンタフエース１３１８を経由してLPCストア１
３３２に転送される。すべてのan信号がストア
１３３２に転送されたときに、ELPC信号（第１９
図の波形１９１７）が中央処理装置１３１２で発
生され、この信号が時刻t7において入出力インタ
フエース１３１８を通してフオルマントスペクト
ルレベル発生器１２６に与えられる。 発生器１２４からのLPC信号はブロツクの音
声信号の予測された成分を表わすものであるが、
遅延１０８からの離散コサイン変換係数信号の伝
送速度を最小化するためには周波数領域に変換す
る必要がある。この変換はフオルマント・スペク
トル・レベル発生器１２６で実行され、これは発
生器１２４からのブロツクの線形予測係数に応動
して一連のフオルマント予測レベル信号σF（０），
σF(1)，……，σF（Ｎ―１）を発生する。各々のコ
サイン変換係数周波数についてひとつのフオルマ
ント・スペクトル・レベル信号が発生される。第
１６図の波形１６０３は波形１６０１に示された
離散コサイン変換スペクトルから得られたフオル
マントスペクトルを表わしている。フオルマン
ト・スペクトル・レベル発生器１２６は第９図に
詳細に示されており、この回路は離散コサイン変
換係数XDCT（０），XDCT(1)，……，XDCT（Ｎ―１）
のフオルマント予測値を表わすスペクトル・レベ
ルの集合 を与えるようになつている。 第９図において、LPC信号a0，a1，……，aPは
LPC発生器１２４からマルチプレクサ９０１に
与えられる。発生器１２４からのELPC信号はパル
ス発生器９３０をトリガしてS9制御信号を発生
し、またフリツプ―フロツプ９２７をセツトする
ので高レベルのA7信号が得られる。パルスS9は
カウンタ９２０をその０状態にリセツトする。カ
ウンタ９２０の０状態出力はマルチプレクサ９０
１に与えられ、従つてa0信号がFFT回路９０３
の入力に現われる。パルスS9の後縁でパルス発生
器９３４によつて発生される制御パルスS110によ
つてa0信号がFFT回路に挿入される。S10パルス
はまたパルス発生器９３６をトリガするのでS11
制御パルスが発生する。 S11パルスはカウンタ９２０を増分し、次のan
信号はマルチプレクサ９０１を通してFFT回路
９０３に与えられる。比較器９２１はカウンタ９
２０の状態を2Nの符号と比較するが、カウンタ
９２０の状態が2N以下であるから、高レベルの
J7信号を与える。ANDゲート９４１は高レベル
のJ7信号およびパルス発生器９３８からのパルス
によつて付勢され、従つてS10およびS11パルスの
次の系列が発生される。 S10およびS11パルスの系列はくりかえされ、a0
乃至aPの線形予測係数信号が順次にFFT回路９
０３に入れられる。FFT回路ではスペクトル・
レベル系列σF（０），σF(1)，……，σF（Ｎ―１）を
生ずるのに2N点の解析が行なわれるから、FFT
回路には2N個の入力が必要である。FFT回路に
はaP信号が入れられるから、カウンタ９２０がそ
の2N＋１状態に達するまで一連の０信号が挿入
される。このとき比較器９２１が高レベルのJ8出
力を与える。J8出力とパルス発生器９３８からパ
ルスに応動してANDゲート９４０が付勢される。
ANDゲート９４３の一方の入力には高レベルの
A7信号が与えられているから、ゲート９４３が
付勢されてSF2信号を発生する。SF2信号は回路９
０３においてFFT動作を開始するので、一連の
信号Re X′FFT（０），InX′FFT（０），Re X′FFT(1)
，
Im X′FFT(1)，……，Re X′FFT（Ｎ―１）、Im′FFT
（Ｎ―１）が発生される。 FFT回路動作の完了によつてE2パルスがFFT
回路９０３によつて発生され、このE2パルスが
フリツプ―フロツプ９２７をリセツトし、パルス
発生器９３０をトリガする。パルス発生器９３０
からのS9信号がカウンタ９２０を０状態にリセツ
トする。これによつてセレクタ９０５はラツチ９
０７―０に接続される。S9の後縁でパルス発生器
９３４によつて発生されるS10パルスの応動して、
ラツチ９０７―０が付勢されて従つてFFT回路
９０３の第１の出力、すなわちRe X′FFT（０）が
ラツチに挿入される。パルス発生器９３６からの
パルスS11は次にカウンタ９２０を歩進し、比較
器９２１が高レベルのJ7信号を与えるので、S10，
S11パルスの系列がくりかえされる。次のS10パル
スによつてIm X′FFT（０）信号がFFT回路９０３
からラツチ９０８―０に挿入される。S10および
S11パルスの系列はカウンタ９２０が2N＋１の状
態に達して、ラツチ９０８―Ｎ―１が
Im′ X′FFT（Ｎ―１）の信号を受信するまでくり
かえされる。 第９図の各ラツチ出力は、それに与えられた信
号を２乗するように動作する乗算器に与えられ
る。たとえばRe′FFT（０）の信号が乗算器９１０
―０の両方の入力に与えられて、従つて加算器９
１２―０には〔Re X′FFT（０）〕2が与えられる。加
算器９１２―０は和 〔Re X′FFT（０）〕2＋〔Im X′FFT（０）〕2 を形成するように動作し、演算回路９１４―０が
加算器９１２―０の平方根の逆数を与える。同様
にして信号σF(1)，σF(2)，……，σF（Ｎ―１）が発
生される。カウンタ９２０が2N＋１の状態に増
分されたときに、比較器９２１のJ8出力が高レベ
ルとなる。フリツプ―フロツプ９２７からの高レ
ベルのA8信号と、ANDゲート９４０に与えられ
た高レベルのJ8信号に応動して、パルス発生器９
３８からのパルスがANDゲート９４４を動作し
て、時刻t8においてEF信号（第１９図の波形１９
１９）を発生する。EF信号はσF（０），σF(1)，…
…，σP（Ｎ―１）の信号が利用できることを示す。 ピツチ励起スペクトル・レベル発生器１２８は
復号器１２２からの復号されたP′およびP′G信号
を受信し、それに応動してインパルス列信号を発
生する。インパルス列はｋ＝０，１……，
Ｎ−１−Ｐ／２／Ｐとし、ｋはｎ＜Ｎ―１であるよ うなｎ＝KP＋Ｐ／２に対して Ｚ（ｎ）＝（P′G）k (9) となる。他のｎの値についてはＺ（ｎ）＝０であ
る。このインパルス列信号は第１８図に示されて
いる。次にＺ（ｎ）インパルス列が次式に従つて
ピツチ励起レベル信号の列σP(k)に変換される。 ここでｋ＝０，１、……，Ｎ―１である。この
ようにして、各々の離散コサイン変換係数信号周
波数についてピツチ励起スペクトルレベル信号が
得られる。σP(k)信号はそのブロツクのDCT係数
周波数におけるピツチ励起スペクトルレベルを表
わす。これらのスペクトルレベルσP(k)はP′および
P′Gから予測できるもので、その伝送速度を減少
するためにDCT係数から除いてもよい。 フオルマント・スペクトル・レベルσF(k)はピツ
チ励起スペクトル・レベルσP(k)によつて修正さ
れ、適応信号を発生し、この適応信号はそのブロ
ツクについてのDCT係数信号の穴長性を減少す
るのに使用される。 ピツチ励起レベル発生器を第７図および第８図
に詳細に示している。第７図を参照すれば、これ
はインパルス列信号Ｚ（ｎ）の発生に用いられる
装置を示している。パルス発生器７３０は信号
P′およびP′Gが利用できるようになつた後、復号
器１２２からの信号E0（時刻t6における第１９図
の波形１９１５）によつてトリガされる。発生器
７３０からの制御パルスS12はレジスタ７０３に
初期に１の信号を入れ、レジスタ７０７および７
１５―０乃至７１５―Ｎ―１を０にリセツトす
る。２分回路７１８はP′／２信号を発生し、これ
は加算器７０９の出力に現われる。パルス発生器
７３４によつて制御パルスS13が発生したときに
は、セレクタ７１３はレジスタ７１５―１乃至７
１５―Ｎ―１の内の加算器７０９からのP′／２の
アドレス符号に対応するレジスタ７１５―P′／２
を付勢する。このようにしてレジスタ７１５―
P′／２の中にレジスタ７０３からの１信号が挿入
され、第１８図に示した第１のインパルスＺ
（P′／２）を与える。 パルスS13が終了すると、パルス発生器７３６
によつて制御パルスS14が生ずる。パルスS14に応
動して、加算器７０５の出力はレジスタ７０７に
入れられ、乗算器７０１の出力はレジスタ７０３
に入れられる。加算器７０９はP′／２＋P′の信号
を生じ、これは比較器７１１によつてＮ―１の符
号と比較される。加算器７０９の出力がＮ―１よ
り小さいか等しい間は比較器７１１からの高レベ
ルのN1信号はANDゲート７４１を付勢し、従つ
てS13とS14のパルス系列がくりかえされる。発生
器７３４からの次のS13パルスに応動して、レジ
スタ７０３からの出力であるP′Gは加算器７０９
の出力のアドレスによつてレジスタ７１５―P′／
２＋P′に入れられる。従つて第１８図のＺ（P′／２＋ P′）＝P′Gとして振幅P′GのインパルスはP′／２＋
P′に蓄積される。次のS14パルスはレジスタ７０
３をP′G 2に、レジスタ７０７をP′／２＋2P′に進
める。 S13とS14のパルスの次の系列は信号P′G 2をレジ
スタ７１５―P′／２＋2P′に与え、レジスタ７０
３および７０７をそれぞれP′G 3およびP′／２＋
3P′に進める。S13とS14のパルスの系列は継続し、
従つて式９のインパルス関数がレジスタ７１５―
０乃至７１５―Ｎ―１に蓄積される。加算器７０
９の出力がＮ―１を越えたときに、高レベルの
N2信号が比較器７３８から得られる。パルス発
生器７３８からのパルスおよび高レベルのN2信
号に応動して、ANDゲート７４０はEIP信号を発
生する。このEIPパルス信号はＺ（ｎ）インパルス
列の形式を完了したことを示す。 ANDゲート７４０からのEIPパルスはＺ（ｎ）
インパルス列信号からのピツチ励起スペクトル値
信号σP（０），σP(1)，……，σP（Ｎ―１）を形成す
るに適した第８図の回路に与えられる。EIPパル
スに応動して、パルス発生器８３０はS15制御パ
ルスを発生し、これがカウンタ８２０をその０状
態にリセツトする。カウンタ８３０からの０状態
コードはマルチプレクサ８０１をアドレスして、
第７図の回路からのＺ（０）信号が2N点のFFT
回路８０３の入力に与えられる。パルス発生器８
３４はS15パルスによつてトリガされ、そこから
のS16パルスによつてＺ（０）信号はFFT回路８
０３に入れられる。次にパルス発生器８３８から
のS17パルスはカウンタ８２０を増分し、Ｚ(1)信
号はマルチプレクサ８０１を経由してFFT回路
８０３に与えられる。 カウンタ８２０の出力は比較器８２１で2N符
号と比較され、カウンタ８２０が2N＋１状態に
増分されると、そこから高レベルのN3信号が得
られる。ANDゲート８４１はパルス発生器８３
８からのパルスによつて付勢されて、S16，S17の
パルスの系列がくりかえされる。このようにして
Ｚ（０），Ｚ(1)，……，Ｚ（Ｎ―１）の信号の集合
はFFT回路８０３に入れられる。Ｚ（Ｎ―１）の
信号がFFT回路に入れられた後で、Ｎ個の０信
号が2N点の操作のために挿入される。カウンタ
８２０がその2N＋１状態に進んだ後で、比較器
８２１からは高レベルのN4信号が得られる。こ
の高レベルのN4信号とパルス発生器からの次の
パルスに応動して、ANDゲート８４０が付勢さ
れる。フリツプ―フロツプ８２７からのA9信号
は高レベルにあるから、ANDゲート８４３はSFP
信号を生じ、これによつてFFT回路８０３で変
換信号Re X″FFT（０），Im X″FFT（０），Re X″FFT
(1)，Im X″FFT１，……，Re X″FFT（Ｎ―１），Im
X″FFT（Ｎ―１）の形成が開始される。 FFT回路８０３において信号InXFFT″（Ｎ―
１）の形成が完了すると、FFT回路からのE3パ
ルスがフリツプフロツプ８２７をリセツトし、パ
ルス発生器８３０をトリガする。発生器８３０か
らのS15パルスはカウンタ８２０を０状態にリセ
ツトする。パルス発生器８３４からの次のS16パ
ルスがセレクタ８０５および付勢されたFFT回
路８０３を経由してラツチ８０７―０を付勢し、
これによつてFFT回路８０３からのRe″FFT（０）
信号がラツチ８０７―０に転送される。パルス発
生器８３６からのパルスS17はカウンタ８２０を
次の状態に進め、セレクタ８０５はラツチ８０８
―０をアドレスする。比較器８２１からの高レベ
ルのN3信号と発生器８３８からのパルスはAND
ゲート８４１を付勢し、従つてS16およびS17のパ
ルス系列がくりかえされる。 次のS16パルスに応動して、信号InX″FFT（０）
はFFT回路８０３からラツチ８０８―０に転送
され、次のS17パルスによつてカウンタ８２０は
次の状態に進む。S16とS17のパルスのくり返しに
よつて、ReX″FFT(k)とInX″FFT(k)信号（ｋ＝０，
１，……，Ｎ―１）は順次に第８図に示すラツチ
８０７―０乃至８０８―Ｎ―１に入れられる。 InX″FFT（Ｎ―１）信号がラツチ８０８―Ｎ―１
に入れられた後で、スペクトル値信号σP（０），σP
(1)，……，σP（Ｎ―１）がそれぞれ平方根回路８
１４―０乃至８１４―Ｎ―１の出力に現われる。
信号σP（０）は乗算器８１０―０で信号ReX″FFT
（０）を２乗し、乗算器８１１―０で信号InX″FFT
（０）を２乗することによつて形成される。乗算
器８１０―０および８１１―０の出力は加算器８
１２―０によつて加算され、加算器８１２―０の
和出力の平方根が平方根回路８１４―０から得ら
れる。同様にして、信号σP(1)乃至σP（Ｎ―１）が
第８図で形成される。 S17パルスはカウンタ８２０を2N＋１状態にま
で進め、これによつて比較器８２１は高レベルの
N4信号を生ずる。S17パルスはまたパルス発生器
８３８をトリガする。高レベルのN4信号と発生
器８３８からのパルスに応動してANDゲート８
４０が付勢される。フリツプ―フロツプ８２７か
らのA10信号は高レベルにあるから、ANDゲー
ト８４４はEP信号を生じ（時刻t7における第１９
図の波形１９２１）を生じ、これはσP（０），σP
(1)，……，σP（Ｎ―１）のスペクトル・レベル・
信号が利用できることを示す。各々のσP(k)には
DCT係数周波数のインデスクｋが付けられてい
る。 フオルマント・スペクトル・レベル発生器１２
６からのσF（０），σF(1)，……，σF（Ｎ―１）信号
およびピツチスペクトル・レベル発生器１２８か
らのσP（０），σP(1)，……，σP（Ｎ―１）信号は正
規化回路１３０に与えられ、この中でジヨイン
ト・スペクトル・レベル信号σj（０），σj(1)，…
…，σj（Ｎ―１）が形成される。 σj(k)＝σF(k)σP(k) ｋ＝０，１，……，Ｎ―１ 第１６図の波形１６０５はジヨイント・スペク
トル・レベル信号スペクトルを表わしている。波
形１６０５で示されるようにピツチ・スペクト
ル・レベル成分が波形１６０３のフオルマント・
スペクトル・レベル・スペクトルを修正する。主
観的には重要な詳細構造がこのようにしてDCT
信号スペクトルのスペクトル推定値に加算され
て、DCT係数ブロツクの伝送される音声信号セ
グメントの精度を改善する。ジヨイント・スペク
トル・レベル信号σj(k)は第１６図の波形１６０１
に示す離散コサイン変換スペクトルに正規化され
る。正規化に使用される係数はまず最大の電力が
得られるDCT係数の電力スペクトルの間隔を判
定することによつて発生される。このDCTスペ
クトルの間隔の電力（Pc）とσj(k)スペクトルの同
一の間隔の電力が次に判定される。Pσj／Pcの比
の平方根に対比する正規化係数信号が発生され
て、各々のσj(k)信号に与えられる。 最大のDCT係数信号XDCT（n*）naxとそれに対比
する周波数点ｋを選択することによつて、離散コ
サイン変換係数の最大電力の周波数領域が判定さ
れる。この領域はDCT係数周波数の数Ｎを復号
されたピツチ信号P′で除してその下限および上限
は IE＝n*−Ｎ／P′ Is＝n*＋Ｎ／P′ (11) で計算される。DCTスペクトルのIEとISの間の電
力は次に Pc＝IS 〓n=IE X2DCT（ｎ）． (12) で決定される。同様にしてIEとISの間の領域のジ
ヨイントスペクトル値の電力Pσjは Pσj＝IS 〓n=IE σ2 j（ｎ） (13) となる。各々のスペクトル値信号の正規化係数
は、従つて である。PN信号はジヨイント・スペクトル・レ
ベル信号σj(k)を正規化するのに使用され、また符
号化されて、マルチプレクサ１１２および通信回
線１４０を経由して第２図の回路に対して送出さ
れる。各々の正規化されたジヨイントスペクトル
値信号は Ｖ（ｎ）＝PNσj（ｎ） (15) となる。 信号対量子化雑音比がスペクトル全体を通して
所定の量低値を越えているようにするために、
各々のDCT係数周波数における量子化誤差の大
きさを調整することも望ましい。このような調整
のためには次式に従う修正正規化ジヨイント・ス
ペクトル値信号V′（ｎ）の集合を発生する必要が
ある。 V′（ｎ）＝Ｖ（ｎ）σF Y（ｎ）Ko ｎ＝０，１，……，Ｎ―１ (16) ここでＹおよびKoは所定の常数である。
V′（ｎ）信号はまた量子化装置１０９における
DCT係数信号の量子化におけるビツトの割当を
制御するために適応計算機１３２によつて利用さ
れる。 正規化装置１３０は第１０図および第１１図に
詳細に示されている。第１０図のブロツク図は式
11に従つて上限および下限の信号を与えるのに使
用される。第１１図の回路は、それぞれ式15およ
び16によつてＶ（ｎ）およびV′（ｎ）信号を発生
するのに使用される。第１０図を参照すれば、マ
ルチプレクサ１００１はカウンタ１０２０の制御
下にDCT係数信号XDCT（０），XDCT(1)，……，
XDCT（Ｎ―１）の係列を与える。比較器１００７
はラツチ１００３の信号を到来信号XDCT（ｎ）と
比較する。大きい方の信号がラツチ１００３に入
れられ、大きい方の信号のインデクスがラツチ１
００５に入れられる。このようにして、最大の
XDCT（ｎ）信号が選択されて、この最大のXDCT
（ｎ）信号の周波数インデクスｎがラツチ１００
５に入れられる。 時刻t1において生ずる離散コサイン変換回路１
０７からのEDCTパルス（第１９図の波形１９０
５）に応動して、パルス発生器１０３０は制御パ
ルスS18を発生し、これがカウンタ１０２０を０
状態にリセツトし、ラツチ１００３をクリアす
る。カウンタ１０２０の出力はDCT回路１０７
からのXDCT（０）信号をラツチ１００３と比較器
１００７の両方に与える。比較器１００７はもし
XDCT（０）がラツチ１００３の中の信号より大で
あれば、ANDゲート１０３５に対して高レベル
のR5信号を与える。パルス発生器１０３４から
のパルス（S18パルスによつてトリガされる。）に
応動して、ANDゲート１０３５はS19パルスを発
生する。XDCT（０）信号はこうしてラツチ１００
３に与えられ、ｎ＝０の周波数インデクスがラツ
チ１００５に入れられる。次にS20制御パルスが
パルス発生器１０３６によつて発生されて、この
S20パルスがカウンタ１０２０を次の状態に進め
る。カウンタ１０２０の状態は比較器１０２１に
よつてＮと比較され、カウンタ１０２０の状態は
Ｎより小さいから、高レベルのN5信号が得られ
る。この高レベルのN5信号と発生器１０３８か
らのパルスがANDゲート１０４１を付勢し、発
生器１０３４、１０３６、１０３８からのパルス
の系列がくりかえされる。 XDCT(1)信号が比較器１００７に与えられると、
ここでこれはラツチ１００３中のXDCT（０）信号
と比較される。もしXDCT（０）XDCT(1)であれば、
比較器１００７のR5出力は低レベルであり、
XDCT（０）信号がラツチ１００３中に残る。しか
し、もしXDCT（０）＜XDCT(1)であれば信号R5が高
レベルとなり、ｎ＝１の周波数インデクスの符号
がANDゲート１０３５からのパルスS19によつて
ラツチ１００５に入れられ、XDCT(1)信号がラツチ
１００３に入れられる。カウンタ１０２０が第Ｎ
番目の状態となるまで、パルス発生器１０３４，
１０３６，１０３８からのパルスの各系列によつ
て到来信号XDCT（ｎ）は先に最大値であると判定
されてラツチ１００３に蓄積されている信号と比
較される。カウンタ１０２０が第Ｎ番目の状態と
なつたときに、最大のXDCT（ｎ）信号はラツチ１
００３にあり対応する周波数インデクスがラツチ
１００５にあることになる。 比較器１００７で最大のXDCT（ｎ）信号を判定
している間に、割算器１００９はR6＝Ｎ／Ｐの領域 信号を発生している。信号R6は加算器１０１１
の一方の入力と減算器１０１３の一方の入力に与
えられる。加算器１０１１および減算器１０１３
は式11に従つてISおよびIE信号を形成するように
動作する。加算器１０１１の出力は比較器１０１
５で最大のスペクトル周波数インデクスであるＮ
―１と比較され、一方減算器１０１３の出力は比
較器１０１７で最大のスペクトル周波数インデク
スである０と比較される。もし加算器１０１１か
らのISがＮ―１より大であれば、マルチプレクサ
１０１９が付勢されてIS＝Ｎ―１出力を生ずる。
同様に減算器１０１３の出力が０以下であれば、
マルチプレクサ１０１８が付勢されてIE＝０信号
を生ずる。 カウンタ１０２０が第Ｎ番目に進むと比較器１
０２１からは高レベルのN6が得られる。ここで
ANDゲート１０４０は高レベルのN6信号とパル
ス発生器１０３８からのパルスによつて付勢され
る。ゲート１０４０の出力はフリツプフロツプ１
０４４を１状態にセツトする。フリツプフロツプ
１０４４から得られた高レベルのE5信号は第１
１図のANDゲート１１２５に与えられる。フオ
ルマント・スペクトル・レベル発生器１２６の出
力に信号σF（０），σF(1)，……，σF（Ｎ―１）が利
用できるようになつたときに、回路１２６からの
EF信号（第１９図の波形１９１９）が先にDCT
回路１０７からのEDCT信号によつてリセツトされ
ていたフリツプフロツプ１１２３をリセツトす
る。同様に、ピツチ励起スペクトル・レベル発生
器１２８の出力において信号σP（０），σP(1)，…
…，σP（Ｎ―１）が利用できるようになつたとき
に、そこからのEP信号（第１９図の波形１９２
１）がフリツプフロツプ１１２４をセツトする。 ANDゲート１１２５は第１９図の時刻t8にお
いて生ずる、フリツプフロツプ１０４４，１１２
３，１１２４の“１”出力からの高レベル信号の
一致によつて付勢される。ANDゲート１１２５
からの高レベル信号に応動して、パルス発生器１
１３０はS21パルスを生ずる。S21パルスは第１０
図のマルチプレクサ１０１９からのIE信号をカウ
ンタ１１２０にロードし、累算器１１１１，１１
１３をリセツトし、パルス発生器１１３４をトリ
ガするように動作する。このとき、カウンタ１１
２０のIEアドレス出力はマルチプレクサ１１０３
および１１０５に与えられる。従つてXDCT（IE）
信号は乗算器１１０７の入力に与えられ、ここで
信号X2 DCT（IE）が形成される。マルチプレクサ１
１０３は乗算器１１０１―０の出力を乗算器１１
０９の入力に接続し、ここで信号σj 2（IE）＝〔σF
（IE）・σP（IE）〕2が形成される。パルス発生器１１
３４からの制御パルスS22に応動して累算器１１
１１は信号X2 DCT（IE）を蓄積し、累算器１１１３
は信号σj 2（IE）を蓄積する。 カウンタ１１２０がIS＋１の状態に進むまで
は、比較器１１２１によつて高レベルのN7信号
が発生され、ANDゲート１１４１の動作に応動
してS22およびS23パルスの系列がくりかえされ
る。前述のようにS22とS23のパルスの各々の系列
によつて累算器１１１１には次のX2 DCT（ｎ）信号
が加算され、累算器１１１３には次のσ2 j（ｎ）信
号が加算される。カウンタ１１２０がIS＋１状態
になつた後で、累算器１１１１は信号PCを累算
器１１１３は信号Pσjをそれぞれ式12，13に従つ
て含むことになる。割算器１１１４は比Pσj／PC
と、平方根回路１１１５から得られた正規化信号
PN（式14）を形成するように動作する。信号PNは
乗算器１１１６―０乃至１１１６―Ｎ―１の各々
の一方の入力に与えられ、この乗算器は正規化さ
れたジヨイント・スペクトル・レベル信号を形成
するのに使用される。例えば乗算器１１１６―０
は信号Ｖ（０）＝σj（０）・PNを発生する。乗算器１
１１６―Ｎ―１は信号Ｖ（Ｎ―１）＝σj（Ｎ―１）・
PNを発生する。同様に乗算器１１１６―１乃至
１１１６Ｎ―２（図示せず）は式15に従つて正規
化されたスペクトル・レベル信号Ｖ(1)＝σj(1)・PN
乃至Ｖ（Ｎ―２）＝σj（（Ｎ―２）・PNを発生する。
符号化されたPN信号はマルチプレクサ１１２に
与えられる。 式16のV′（ｎ）信号はそれぞれ指数回路１１１
８―０乃至１１１８―Ｎ―１と乗算器１１１９―
０乃至１１１９―Ｎ―１の組合せによつて発生さ
れる。例えば、スペクトル・レベル信号σj（０）
は指数回路１１１８―０では乗され、これに対す
る定数γは定数発生器１１５０から与えられる。
この結果生じた出力σj〓（０）は乗算器１１１９
―０で乗算器１１１６―０からの信号Ｖ（０）と
乗算され、さらに定数発生器１０５０からの定数
K0と乗ぜられて、V′（０）信号を形成する。V′(1)
乃至V′（Ｎ―１）の信号も同様にして発生され
る。 フオルマント・スペクトル・レベル信号とピツ
チ励起スペクトル・レベル信号が組合されて、正
規化回路１３０によつて離散コサイン変換係数ス
ペクトルの最大電力間隔の電力PNに対して正規
化された後で、時刻t9において、ANDゲート１
１４０によつてEn信号（第１９図の波形１９２
３）が形成される。このとき、乗算器１１１６―
０乃至１１１６―Ｎ―１および乗算器１１１９―
０乃至１１１９―Ｎ―１のＶ（ｎ）およびV′（ｎ）
出力は適応計算機１３２に与えられる。適応計算
機は遅延１０８からの各々のDCT係数信号XDCT
（ｎ）に対してステツプ・サイズ制御信号とビツ
ト割当て制御信号を発生する。 変換係数周波数インデスクｎに対するステツ
プ・サイズ制御信号は量子化装置１０９によつて
利用されてXDCT（ｎ）信号の大きさを変更し、こ
れによつてXDCT（ｎ）信号からフオルマントおよ
びピツチの予測できる成分が分離される。ビツト
割当制御信号は各々の変換係数周波数インデスク
ｎに対するビツトの数bnを決定する。各ブロツ
クに対するビツトの総数は決つているが、DCT
係数信号XDCT（ｎ）に対するビツトの割当は可変
であり、スペクトルにおけるXDCT（ｎ）係数信号
の伝送品質における重要性の関数となつている。
信号V′（ｎ）は量子化雑音制御のためのパラメー
タγおよびknによつて調整されたフオルマント
およびピツチ励起音声モデルにもとづくブロツク
の音声セグメントのスペクトルの推定値を与え
る。第１図の回路においては、V′（ｎ）が比較的
高い変換係数周波数に割当てられるビツトの数は
V′（ｎ）が比較的低い変換係数周波数に割当てら
れるビツトの数より大きい。従つて高い音声信号
エネルギーを持つスペクトル領域は音声エネルギ
ーが低い領域より高精度に符号化されることにな
る。第１７図の波形１７０１は第１６図の波形１
６０５に示すジヨイント・スペクトル・レベル・
スペクトルに対して発生されたビツト割当を示
す。 適応計算機１３２は第１３図の処理装置で構成
でき、ここで制御器１３０７は処理装置１３０９
に対して適応プログラム・ストア１３０６を接続
するために正規化回路１３０からの信号En（第１
９図の波形１９２３）によつて付勢される。プロ
グラム・ストア１３０６は波形１７０１のビツト
割当信号bnを発生するのに丈要な命令コードを
蓄積し、量子化回路１０９で使用するＶ（ｎ）信
号を蓄積する。適応プログラムの命令コードをフ
オートランで付録Ｃに示した。 信号Enに応動して、処理装置１３０９は中央
処理装置１３１２の制御下に入出力インタフエー
ス１３１８を経由して信号Ｖ（ｎ）およびV′（ｎ）
をデータメモリー１３１６に転送するように動作
する。 ビツト割当てプロセスは第１４図のフロー・チ
ヤートで示されている。第１４図を参照すれば、
信号Enはブロツク１４０１で示すように処理装
置１３０９を動作して次式に従つて各変換係数信
号に対する初期ビツト割当てを行なう。 b(1) o＝log2V′（ｎ）＋Ｄ ここで、 Ｄ＝Ｍ／Ｎ−１／ＮN-1 〓n=0 log2V′（ｎ） ここでＭはブロツク中のビツトの総数であり、
Ｎは変換係数信号の総数である。初期ビツト割当
てが完了した後で、−0.5以下であるbn(1)はブロツ
ク１４０３に示すように０にセツトされ、第２の
ビツト割当が b(2) o＝b(1) o−△1 に従つて行なわれる。ここで△1はブロツク１４
０５で示すように N-1 〓n=0 b(2) o＝Ｍ (17) であるような定数である。5.5より大であるb(2) o割
当符号は5.0に減少され（ブロツク１４０７）、次
式に従つて第３のビツト割当が行なわれる。 b(3) o＝b(2) o＋Δ2 (18) こゝでΔ2は N-1 〓n=0 b(3) o＝Ｍ であるような定数である。ブロツク１４０９から
のbn(3)の割当信号は、一番近い整数に丸められて
ブロツク１４１１で示すようにbn(4)ビツト割当信
号を生じ、次式に従つてbn(4)信号の一時的な和が
形成される（ブロツク１４１３） M^＝N-1 〓n=0 b(4) o (19) 次に判定ボツクス１４１５に入り、一時的な和
Ｍとブロツク巾のビツトの総数（Ｍ）とが比較さ
れる。もしM^＞Ｍであれば、最小の丸め誤差の
bn(4)信号が１ビツトだけ減ぜられ（ブロツク１４
１７）この結果生じた一時的和M^がＭと比較され
る（ブロツク１４１９）。ブロツク１４１７のビ
ツトの減少動作はＭ＝Ｍとなるまでくりかえされ
る。 ブロツク１４１５においてM^＜Ｍであるときに
はブロツク１４２１における最大の丸め誤差を持
つbn(4)に１ビツトが加えられる。ブロツク１４２
１からのM^は判定ボツクス１４２３でＭと比較さ
れ、ブロツク１４２１におけるビツトの追加はM^
＝Ｍとなるまで繰返される。M^＝Ｍとなつたと
き、データメモリー１３１６からの最終ビツト割
当信号は入出力インタフエース１３１８を通して
ストア１３３５に転送される。データメモリー１
３１６からのＶ（ｎ）のデータコードは入出力イ
ンタフエース１３１８を通してストア１３３４に
も転送される。
波数ｗ＝π／2Nにおける変換係数である。 信号Im XFFT（Ｎ―１）がラツチ４０８―Ｎ―
１に与えられて、XDCT（Ｎ―１）の信号が乗算器
４１４―Ｎ―１の出力に現われた後で、カウンタ
４２０はS2パルスによつてその2N＋１状態に増
分される。比較器４２２は高レベルのJ2信号を生
じ、ANDゲート４４０はパルス発生器４３８の
パルス出力によつて付勢される。このときフリツ
プ―フロツプ４２７のA2出力は高レベルである
から、ANDゲート４４４もまた付勢されてEDCT
パルス（第１９図の波形１９０５）が時刻t1で得
られる。EDCTパルスはブロツク音声サンプルＸ
（０），Ｘ(1)，……，Ｘ（Ｎ―１）を離散コサイン
変換で変換係数信号に変換する操作の完了時に生
ずる。入力音声サンプル・ブロツクの離散コサイ
ン変換の代表的なスペクトルを第１６図の波形１
６０１に示す。 各々のDCT変換係数信号は音声信号の既知の
パラメータから予測できる成分と予測できない成
分とを含んでいる。予測できる成分は推定できる
から、変換係数信号そのものより本質的に低いビ
ツト周波数で伝送できる。予測できる成分はブロ
ツクのDCT変換係数からの予測パラメータ推定
によつて得られ、この推定値はブロツクのDCT
変換信号のフオルマント・スペクトルに対応す
る。予測できる成分はまたブロツクのピツチ周期
を表わす信号のピツチ励起推定によつて得られ、
ピツチ利得信号がピツチ励起波形を表わすことに
なる。これらのフオルマントおよびピツチ励起パ
ラメータはブロツクのDCTスペクトルの予測で
きる音声特性の正確な推定値を与えるものであ
る。 DCT変換係数信号の予測された成分、すなわ
ち予測パラメータ、ピツチ周期およびピツチ利得
制御は符号化され別個に送信される。従つて各々
の変換係数信号XDCT(K)の予測された成分はXDCT(K)
から分離されて、 XDCT(K)の予測されない成分の伝送速度は本質的
に減少される。こうして音声信号を伝送するため
の全体のビツト周波数が減少する。信号の予測さ
れた部分の推定値はブロツクのフオルマント情報
の他にピツチ励起情報を含むから、低ビツト周波
数で比較的高品質のデイジタル音声伝送装置が実
現されることになる。 第１図の回路においてはブロツクのXDCT（Ｒ）
の信号は遅延１０８を通して量子化装置１０９に
与えられる。この量子化装置によつて、各々の係
数信号の予測された成分が除去される。予測され
る成分は自己相関器１１３、そのブロツクの予測
パラメータを生ずるパーコル係数発生器１１５、
およびブロツクのピツチ励起パラメータ信号、ピ
ツチ周期およびピツチ利得信号を発生するピツチ
分析器１１７によつて発生される。この結果得ら
れた予測およびピツチ励起パラメータ信号は符号
器１２０において符号化され、マルチプレクサ１
１２において、量子化装置１０９からの適応量子
化されたDCT変換係数と共に多重化される。こ
の結果得られた多重化信号は次にデイジタル通信
チヤネル１４０に与えられる。 離散コサイン変換回路１０７からのDCT係数
信号に応動して自己相関信号を発生する自己相関
器１１３は第５図に詳しく示されている。自己相
関器は次のような信号を与える Ｒ（ｎ）＝１／2NX2 DCT（０）＋１／ＮN-1 〓K=1 X2 DCT(K)cos2π／2NKn (3) ｎ＝０，１，……，Ｎ―１ 第５図の回路は次式に従つて自己相関信号を生
ずるように動作する。 Ｒ（ｎ）＝１／2N2N-1 〓K=1 U2 DCT(K)ej2π／2NKn (4) ここで UDCT(K)＝XDCT(K)for Ｋ＝０，１，…，Ｎ―１ ０ for Ｋ＝Ｎ XDCT（2N−Ｋ）for Ｋ＝Ｎ＋１， Ｎ＋２，…，2N−１
(5) 第５図において、ブロツクの各信号XDCT（０），
XDCT(1)，……，XDCT（Ｎ―１）はそれぞれ乗算器
５０１―０、乃至５０１―Ｎ―１でそれ自身と乗
算される。この結果得られた２乗信号は2N点の
逆高速フーリエ変換のために式５によつて予め定
められた順序でマルチプレクサ５０３を経由して
IFFT回路５０５に与えられる。IFFT回路５０
５によつて、式４に従つて得られた逆変換された
信号はラツチ５０９―０乃至５０９―Ｎ―１に供
給され、従つてブロツクの自己相関信号Ｒ（０），
Ｒ(1)，……，Ｒ（Ｎ―１）はこれらのラツチに蓄
積される。 離散コサイン変換回路１０７からの信号EDCTの
後繊に応動して、パルス発生器５３０はカウンタ
５２０を０状態にリセツトするためのS3制御パル
スを発生する。フリツプ―フロツプ５２７はまた
信号EDCTによつてセツトされ、従つてここから高
レベルのA3信号が得られることになる。カウン
タ５２０の０状態の出力はマルチプレクサ５０３
に与えられ、マルチプレクサは乗算器５０１―０
からのX2 DCT（０）信号をIFFT回路５０５に与え
る。パルス発生器５３４はS3の後縁によつてトリ
ガされ、そこからのS4制御パルスX2 DCT（０）信号
をIFFT回路５０５に一時的に蓄積するように動
作する。 パルスS4の後縁でパルス発生器５３６によつて
発生されたS5制御パルスはカウンタ５２０をその
第１の状態に進める。カウンタ５２０の状態は比
較器５２１によつて定数2Nと比較される。カウ
ンタ５２０の状態は、2Nより小さいから、高レ
ベルのJ3信号が発生され、パルス発生器５３８か
らパルスが得られたときにANDゲート５４１が
付勢される。付勢されたゲート５４１の高レベル
出力に応動して、S4およびS5パルスの系列が発生
される。この系列によつて乗算器５０１―１の出
力はIFFT回路５０５に与えられてカウンタ５２
０を次の状態に増分する。 X2 DCT（Ｎ―１）の信号がIFFT回路５０５に与
えられた後で、式５に従つて、次のS4およびS5の
パルス系列に応動して定数のφ信号がそこに挿入
される。乗算器５０１―Ｎ―１はまた乗算器５０
３のＮ＋１入力にも接続されているから、乗算器
５０１―Ｎ―１からのX2 DCT（Ｎ―１）信号が
IFFT回路５０５に挿入される次の信号となる。
IFFT回路５０５は2N個の入力を必要とするので
ある。 次のS4およびS5パルスのＮ―２対に応動して乗
算器５０１―Ｎ―２乃至５０１―０の出力が式５
に従つて逆の順序でIFFT回路５０５に入れられ
る。カウンタ５２０が2N番目の状態になつたと
きにX2 DCT(1)信号がS4パルスの間に式５に従つて
IFFT回路５０５に挿入される。次のS5パルスは
カウンタ５２０はカウンタ５２０を2N＋１番目
の状態に進め、比較器５２１が高レベルのJ4信号
を与える。ANDゲート５４０は次にパルス発生
器５３８のパルス出力によつて付勢される。フリ
ツプ―フロツプ５２７からの高レベルのA3信号
および付勢されたゲート５４０の出力に応動し
て、ANDゲート５４３の出力には高レベルの
SIF1信号が現われる。SIF1信号はIFFT回路５０５
に与えられて、式４に従うＲ（ｎ）信号の発生を
開始する。 IFFT回路５０５でＲ（Ｎ―１）信号が形成さ
れた後でEIF1信号がIFFT回路によつて発生され
る。このEIF1信号はフリツプ―フロツプ５２７を
リセツトし、従つて高レベルのA4信号が得られ
る。EIF1はまたパルス発生器５３０をトリガす
る。パルス発生器５３０から得られたS3制御パル
スはカウンタ５２０を０状態にリセツトする。カ
ウンタ520からの０状態出力は線５１１にアドレ
スを与え、これが次にラツチ５０９―０を付勢す
る。S3パルスの後縁はパルス発生器５３４をトリ
ガし、発生器５３４からのS4制御パルスによつて
IFFT回路５０５からのＲ（０）信号が線５１１
を経由してラツチ５０９―０に挿入される。パル
スS4の後縁に応動してパルス発生器５３６によつ
て発生されたS5パルスは、カウンタ５２０を次の
状態に増分する。比較器５２１のJ3出力は高レベ
ルであるので、パルス発生器５３８がトリガされ
たときにANDゲート５４１が付勢される。この
ようにして、カウンタ５２０がその2N＋１状態
に増分されるまでS4およびS5パルスの系列がくり
かえされる。 Ｒ（０），Ｒ(1)，……，Ｒ（Ｎ―１）信号の系列
はS4およびS5のパルス系列のくりかえしにより、
ラツチ５０９―１乃至５０９―Ｎ―１に挿入され
る。2N＋１番目のS5パルスに応動して比較器５
２１から高レベルのJ4信号が得られた後で、
ANDゲート５４０が付勢され、時刻t2において、
ANDゲート５４４からEACパルス（第１９図の波
形１９０７）が得られる。EACパルスは自己相関
信号Ｒ（０），Ｒ(1)，……，Ｒ（Ｎ―１）が蓄積さ
れたから、そのブロツクの予測パラメータとその
ブロツクのピツチおよびピツチ制御信号を第１図
のパラメータ計算機１１５およびピツチ分析器１
１７で発生してもよいことを示す。 パラメータ計算機１１５ははじめのＰ個の（Ｎ
―１より小）の自己相関信号から音声サンプルの
各ブロツクのＰ個のパーコル係数W0，W1，…
…，WPを発生するように動作する。パーコル係
数は離散コサイン変換係数信号のブロツク音声セ
グメントのフオルマントに関する予測できる部分
を表わし、wnのパーコルパラメータは次式に従
つて得られる。 wn＝―〔Ｒ（ｍ）＋n-1 〓j=1 a(m-1) jRn-j〕／En-1 (6) ここで E0＝Ｒ（０） a(m) n＝wn′ a(m) j＝am-1 j＋wnam-1 n-j１ｊｍ−１ En＝（１−wn）2En-1 (7) パラメータ計算機１１５は処理装置１３０９が
読出し専用メモリ（ROM）1305に蓄積されたプ
ログラムに従つて式６に要求される計算を実行す
るように動作する処理装置で構成すればよい。パ
ーコルパラメータwnを発生するためのROH１３
０５に蓄積される命令は付録Ａにフオートランで
書かれている。処理装置１３０９はCSP社のマク
ロ演算処理システム１００あるいは当業者に知ら
れ他の処理装置で構成すればよい。制御器１３０
７は自己相関器１１３でEAC信号が生じたときに
wnのプログラムストア１３０５を処理装置１３
０９に接続するように動作する。プログラムスト
ア１３０５に永久に蓄積された命令に従つて第５
図のラツチ５０９―０乃至５０９―Ｐのはじめの
Ｐ個の自己相関信号は線1340と入出力インタフエ
ース１３１８を経由してランダム・アクセスのデ
ータメモリーに入れられる。次にW0，W1，…
…，WPのパーコル係数信号が中央処理装置１３
１２と演算処理装置１３１４で発生される。wn
出力はデータメモリー１３１６に入れられ、そこ
から入出力インタフエース１３１８を経由して
wnストア１３３３に転送される。処理装置１３
０９はまたwn信号がストア１３３３に利用でき
るようになつたときにELA信号（第１９図の波形
１９０９）を発生する。 ピツチ励起係数信号は自己相関１１３からのＲ
（０），Ｒ(1)，……，Ｒ（Ｎ―１）の自己相関信号
に応動してピツチ分析器１１７によつて発生され
る。二つのピツチ励起パラメータ信号が発生され
る。第１の信号は最大の自己相関信号Rnaxと初
期の自己相関信号Ｒ（０）の比を表わし、第２の
信号ＰはRnax信号が生ずる時刻に対応する。比
PG＝Rnax／Ｒ（０）（ピツチ利得）と信号Ｐ（ピツ
チ周期）は次にピツチ励起を表わすインパルス列
信号を形成するのに使用される。 ピツチ分析器１１７は第６図に詳しく示されて
いる。第６図を参照すれば、マルチプレクサ６０
１はカウンタ６２０の制御下に自己相関器１１３
からのＲ（０），Ｒ(1)，……，Ｒ（Ｎ―１）信号と
順次に与える。比較器６０７は入来Ｒ（ｎ）信号
がラツチ６０３に蓄積されている前の信号より大
きいかどうかを判定し、最大の自己相関信号をラ
ツチ６０３に入れ、対応する自己相関信号のイン
デツクスをラツチ６０５に与える。比PG＝
Rnax／Ｒ（０）は割算器６０９で作られる。 相関器１１３からのEAC信号に応動して、パル
ス発生器６３０はS6制御信号を発生し、これによ
つて定数発生器６５０からの定数Pnioがカウンタ
６２０に挿入される。Pnioは音声信号サンプリン
グにおいて期待される最短のピツチ周期に対応
し、たとえば8kHzのサンプリング周波数におい
て２０サンプルである。カウンタ６２０の出力は
マルチプレクサ６０１のアドレス入力に与えら
れ、従つて対応する相関信号は比較器６０７とラ
ツチ６０３の入力に与えられる。パルスS6はまた
ラツチ６０３を０にリセツトし、マルチプレクサ
６０１の出力はラツチ６０３中の０信号と比較さ
れることになる。もしマルチプレクサ６０１から
の信号が０より大であれば、比較器６０７のR1
出力は高レベルとなる。パルスS6の後縁に応動し
てパルス発生器６３４によつてパルスが発生した
ときに、ANDゲート６３５はS7信号を発生し、
これがマルチプレクサの出力をラツチ６０３に挿
入する。カウンタ６２０の状態もまたS7パルスに
よつてラツチ６０５に入れられる。パルス発生器
６３４からのパルスが終了すると、パルス発生器
６３４によつてS8制御パルスが発生される。S8パ
ルスはカウンタ６２０を次の状態に進め、従つて
次の自己相関信号がマルチプレクサ６０１の出力
から得られる。 比較器６２１はカウンタ６２０の状態を定数発
生器６５０から得られた定数Pnaxと比較する。
Pnaxの信号コードは音声信号のサンプリング周波
数で期待される最長のピツチ周期、例えば8KHz
のサンプリング周波数において100サンプルに対
応する。カウンタ６２０の出力がPnaxを越えるま
では比較器６２１のＩ、出力は高レベルにあつ
て、ANDゲート６４１はパルス発生器６３８の
出力によつて付勢される。ANDゲート６４１の
高レベルの出力に応動してパルス発生器６３４，
６３６および６３８は順次にトリガされる。この
ようにして、最大の検出された自己相関に対応す
るラツチ６０３の内容はマルチプレクサ６０１か
らの次に続く自己相関信号と比較される。二つの
自己相関信号の内の大きい方がラツチ６０３に蓄
積され、対応するインデツクスがラツチ６０５に
入る。比較器６２１からのI2信号が高レベルにな
つた後で、最大値の自己相関信号Rnaxはラツチ
６０３に入つており、対応するインデツクスＰは
ラツチ６０５に入つている。割算器６０９の出力
は信号PG＝Rnax／Ｒ（０）を生ずる。高レベルの
I2信号はANDゲート６４０に与えられ、従つて
このゲートはEPAパルス（第１９図の波形１９１
１）をパルス発生器６３８がS8パルスに応動して
パルスを生ずる時刻t3において発生する。 ELAとEPAの信号が生じた後で第１図の符号器１
２０が付勢される。パラメータ計算機１１５から
のW1，W2，……，Wp信号とピツチ分析器１１
７からのPG，Ｐ信号が符号器１２０で符号化さ
れ、次にマルチプレクサ１１２を経由して通信回
線１４０を通して伝送されることになる。符号器
１２０の出力からの符号化された信号はまた復号
器１２２に与えられ、これは符号器１２０からの
信号EC（第１９図の波形１９１３）に応動して符
号化されたwn，PGおよびＰの信号を復号するよ
うに動作する。これらの信号が復号されたとき
に、復号器１２２は時刻t6においてED信号（第１
９図の波形１９１５）を与え、これがLPC発生
器１２４とピツチ励起スペクトル・レベル発生器
１２８を起動する。LPC発生器１２４は復号器
１２２からの復号されたwn′信号に応動してこの
wn′信号を線形の予測係数anに変換する。an信号
はフオルマント・スペクトル・レベル発生器１２
６に与えられ、これはブロツクのan信号から各
離散コサイン変換係数周波数についてスペクトル
レベル信号σF(K)を生ずるように動作する。 第１３図の処理装置はまた復号されたwn′信号
を線形予測係数信号anに変換するのにも使用さ
れる。第１３図を参照すれば復号器１２２からの
ED信号は制御器１３０７を動作してLPCプログ
ラム・ストア１３０３を処理装置１３０３に接続
する。ストア１３０３は式６および７に従つて復
号されたwn′信号を線形の予測信号anに変換する
ための命令コードの集合を永久に蓄積した読出し
専用メモリーである。ストア１３０３中の命令コ
ードの集合はフオートランプ付録Ｂに示されてい
る。信号EDに応動してストア１３０３からの命
令コードは制御インタフエース１３１０を経由し
て中央処理装置１３１２転送され、復号器１２２
からの復号されたwn′信号が入出力インタフエー
ス１３１８を通してデータメモリー１３１６に挿
入されるようにする。次にan信号が中央処理装
置１３１２および演算処理装置１３１４で発生さ
れる。この結果として得られるan信号はデータ
メモリー１３１６に入れられ、ここから入出力イ
ンタフエース１３１８を経由してLPCストア１
３３２に転送される。すべてのan信号がストア
１３３２に転送されたときに、ELPC信号（第１９
図の波形１９１７）が中央処理装置１３１２で発
生され、この信号が時刻t7において入出力インタ
フエース１３１８を通してフオルマントスペクト
ルレベル発生器１２６に与えられる。 発生器１２４からのLPC信号はブロツクの音
声信号の予測された成分を表わすものであるが、
遅延１０８からの離散コサイン変換係数信号の伝
送速度を最小化するためには周波数領域に変換す
る必要がある。この変換はフオルマント・スペク
トル・レベル発生器１２６で実行され、これは発
生器１２４からのブロツクの線形予測係数に応動
して一連のフオルマント予測レベル信号σF（０），
σF(1)，……，σF（Ｎ―１）を発生する。各々のコ
サイン変換係数周波数についてひとつのフオルマ
ント・スペクトル・レベル信号が発生される。第
１６図の波形１６０３は波形１６０１に示された
離散コサイン変換スペクトルから得られたフオル
マントスペクトルを表わしている。フオルマン
ト・スペクトル・レベル発生器１２６は第９図に
詳細に示されており、この回路は離散コサイン変
換係数XDCT（０），XDCT(1)，……，XDCT（Ｎ―１）
のフオルマント予測値を表わすスペクトル・レベ
ルの集合 を与えるようになつている。 第９図において、LPC信号a0，a1，……，aPは
LPC発生器１２４からマルチプレクサ９０１に
与えられる。発生器１２４からのELPC信号はパル
ス発生器９３０をトリガしてS9制御信号を発生
し、またフリツプ―フロツプ９２７をセツトする
ので高レベルのA7信号が得られる。パルスS9は
カウンタ９２０をその０状態にリセツトする。カ
ウンタ９２０の０状態出力はマルチプレクサ９０
１に与えられ、従つてa0信号がFFT回路９０３
の入力に現われる。パルスS9の後縁でパルス発生
器９３４によつて発生される制御パルスS110によ
つてa0信号がFFT回路に挿入される。S10パルス
はまたパルス発生器９３６をトリガするのでS11
制御パルスが発生する。 S11パルスはカウンタ９２０を増分し、次のan
信号はマルチプレクサ９０１を通してFFT回路
９０３に与えられる。比較器９２１はカウンタ９
２０の状態を2Nの符号と比較するが、カウンタ
９２０の状態が2N以下であるから、高レベルの
J7信号を与える。ANDゲート９４１は高レベル
のJ7信号およびパルス発生器９３８からのパルス
によつて付勢され、従つてS10およびS11パルスの
次の系列が発生される。 S10およびS11パルスの系列はくりかえされ、a0
乃至aPの線形予測係数信号が順次にFFT回路９
０３に入れられる。FFT回路ではスペクトル・
レベル系列σF（０），σF(1)，……，σF（Ｎ―１）を
生ずるのに2N点の解析が行なわれるから、FFT
回路には2N個の入力が必要である。FFT回路に
はaP信号が入れられるから、カウンタ９２０がそ
の2N＋１状態に達するまで一連の０信号が挿入
される。このとき比較器９２１が高レベルのJ8出
力を与える。J8出力とパルス発生器９３８からパ
ルスに応動してANDゲート９４０が付勢される。
ANDゲート９４３の一方の入力には高レベルの
A7信号が与えられているから、ゲート９４３が
付勢されてSF2信号を発生する。SF2信号は回路９
０３においてFFT動作を開始するので、一連の
信号Re X′FFT（０），InX′FFT（０），Re X′FFT(1)
，
Im X′FFT(1)，……，Re X′FFT（Ｎ―１）、Im′FFT
（Ｎ―１）が発生される。 FFT回路動作の完了によつてE2パルスがFFT
回路９０３によつて発生され、このE2パルスが
フリツプ―フロツプ９２７をリセツトし、パルス
発生器９３０をトリガする。パルス発生器９３０
からのS9信号がカウンタ９２０を０状態にリセツ
トする。これによつてセレクタ９０５はラツチ９
０７―０に接続される。S9の後縁でパルス発生器
９３４によつて発生されるS10パルスの応動して、
ラツチ９０７―０が付勢されて従つてFFT回路
９０３の第１の出力、すなわちRe X′FFT（０）が
ラツチに挿入される。パルス発生器９３６からの
パルスS11は次にカウンタ９２０を歩進し、比較
器９２１が高レベルのJ7信号を与えるので、S10，
S11パルスの系列がくりかえされる。次のS10パル
スによつてIm X′FFT（０）信号がFFT回路９０３
からラツチ９０８―０に挿入される。S10および
S11パルスの系列はカウンタ９２０が2N＋１の状
態に達して、ラツチ９０８―Ｎ―１が
Im′ X′FFT（Ｎ―１）の信号を受信するまでくり
かえされる。 第９図の各ラツチ出力は、それに与えられた信
号を２乗するように動作する乗算器に与えられ
る。たとえばRe′FFT（０）の信号が乗算器９１０
―０の両方の入力に与えられて、従つて加算器９
１２―０には〔Re X′FFT（０）〕2が与えられる。加
算器９１２―０は和 〔Re X′FFT（０）〕2＋〔Im X′FFT（０）〕2 を形成するように動作し、演算回路９１４―０が
加算器９１２―０の平方根の逆数を与える。同様
にして信号σF(1)，σF(2)，……，σF（Ｎ―１）が発
生される。カウンタ９２０が2N＋１の状態に増
分されたときに、比較器９２１のJ8出力が高レベ
ルとなる。フリツプ―フロツプ９２７からの高レ
ベルのA8信号と、ANDゲート９４０に与えられ
た高レベルのJ8信号に応動して、パルス発生器９
３８からのパルスがANDゲート９４４を動作し
て、時刻t8においてEF信号（第１９図の波形１９
１９）を発生する。EF信号はσF（０），σF(1)，…
…，σP（Ｎ―１）の信号が利用できることを示す。 ピツチ励起スペクトル・レベル発生器１２８は
復号器１２２からの復号されたP′およびP′G信号
を受信し、それに応動してインパルス列信号を発
生する。インパルス列はｋ＝０，１……，
Ｎ−１−Ｐ／２／Ｐとし、ｋはｎ＜Ｎ―１であるよ うなｎ＝KP＋Ｐ／２に対して Ｚ（ｎ）＝（P′G）k (9) となる。他のｎの値についてはＺ（ｎ）＝０であ
る。このインパルス列信号は第１８図に示されて
いる。次にＺ（ｎ）インパルス列が次式に従つて
ピツチ励起レベル信号の列σP(k)に変換される。 ここでｋ＝０，１、……，Ｎ―１である。この
ようにして、各々の離散コサイン変換係数信号周
波数についてピツチ励起スペクトルレベル信号が
得られる。σP(k)信号はそのブロツクのDCT係数
周波数におけるピツチ励起スペクトルレベルを表
わす。これらのスペクトルレベルσP(k)はP′および
P′Gから予測できるもので、その伝送速度を減少
するためにDCT係数から除いてもよい。 フオルマント・スペクトル・レベルσF(k)はピツ
チ励起スペクトル・レベルσP(k)によつて修正さ
れ、適応信号を発生し、この適応信号はそのブロ
ツクについてのDCT係数信号の穴長性を減少す
るのに使用される。 ピツチ励起レベル発生器を第７図および第８図
に詳細に示している。第７図を参照すれば、これ
はインパルス列信号Ｚ（ｎ）の発生に用いられる
装置を示している。パルス発生器７３０は信号
P′およびP′Gが利用できるようになつた後、復号
器１２２からの信号E0（時刻t6における第１９図
の波形１９１５）によつてトリガされる。発生器
７３０からの制御パルスS12はレジスタ７０３に
初期に１の信号を入れ、レジスタ７０７および７
１５―０乃至７１５―Ｎ―１を０にリセツトす
る。２分回路７１８はP′／２信号を発生し、これ
は加算器７０９の出力に現われる。パルス発生器
７３４によつて制御パルスS13が発生したときに
は、セレクタ７１３はレジスタ７１５―１乃至７
１５―Ｎ―１の内の加算器７０９からのP′／２の
アドレス符号に対応するレジスタ７１５―P′／２
を付勢する。このようにしてレジスタ７１５―
P′／２の中にレジスタ７０３からの１信号が挿入
され、第１８図に示した第１のインパルスＺ
（P′／２）を与える。 パルスS13が終了すると、パルス発生器７３６
によつて制御パルスS14が生ずる。パルスS14に応
動して、加算器７０５の出力はレジスタ７０７に
入れられ、乗算器７０１の出力はレジスタ７０３
に入れられる。加算器７０９はP′／２＋P′の信号
を生じ、これは比較器７１１によつてＮ―１の符
号と比較される。加算器７０９の出力がＮ―１よ
り小さいか等しい間は比較器７１１からの高レベ
ルのN1信号はANDゲート７４１を付勢し、従つ
てS13とS14のパルス系列がくりかえされる。発生
器７３４からの次のS13パルスに応動して、レジ
スタ７０３からの出力であるP′Gは加算器７０９
の出力のアドレスによつてレジスタ７１５―P′／
２＋P′に入れられる。従つて第１８図のＺ（P′／２＋ P′）＝P′Gとして振幅P′GのインパルスはP′／２＋
P′に蓄積される。次のS14パルスはレジスタ７０
３をP′G 2に、レジスタ７０７をP′／２＋2P′に進
める。 S13とS14のパルスの次の系列は信号P′G 2をレジ
スタ７１５―P′／２＋2P′に与え、レジスタ７０
３および７０７をそれぞれP′G 3およびP′／２＋
3P′に進める。S13とS14のパルスの系列は継続し、
従つて式９のインパルス関数がレジスタ７１５―
０乃至７１５―Ｎ―１に蓄積される。加算器７０
９の出力がＮ―１を越えたときに、高レベルの
N2信号が比較器７３８から得られる。パルス発
生器７３８からのパルスおよび高レベルのN2信
号に応動して、ANDゲート７４０はEIP信号を発
生する。このEIPパルス信号はＺ（ｎ）インパルス
列の形式を完了したことを示す。 ANDゲート７４０からのEIPパルスはＺ（ｎ）
インパルス列信号からのピツチ励起スペクトル値
信号σP（０），σP(1)，……，σP（Ｎ―１）を形成す
るに適した第８図の回路に与えられる。EIPパル
スに応動して、パルス発生器８３０はS15制御パ
ルスを発生し、これがカウンタ８２０をその０状
態にリセツトする。カウンタ８３０からの０状態
コードはマルチプレクサ８０１をアドレスして、
第７図の回路からのＺ（０）信号が2N点のFFT
回路８０３の入力に与えられる。パルス発生器８
３４はS15パルスによつてトリガされ、そこから
のS16パルスによつてＺ（０）信号はFFT回路８
０３に入れられる。次にパルス発生器８３８から
のS17パルスはカウンタ８２０を増分し、Ｚ(1)信
号はマルチプレクサ８０１を経由してFFT回路
８０３に与えられる。 カウンタ８２０の出力は比較器８２１で2N符
号と比較され、カウンタ８２０が2N＋１状態に
増分されると、そこから高レベルのN3信号が得
られる。ANDゲート８４１はパルス発生器８３
８からのパルスによつて付勢されて、S16，S17の
パルスの系列がくりかえされる。このようにして
Ｚ（０），Ｚ(1)，……，Ｚ（Ｎ―１）の信号の集合
はFFT回路８０３に入れられる。Ｚ（Ｎ―１）の
信号がFFT回路に入れられた後で、Ｎ個の０信
号が2N点の操作のために挿入される。カウンタ
８２０がその2N＋１状態に進んだ後で、比較器
８２１からは高レベルのN4信号が得られる。こ
の高レベルのN4信号とパルス発生器からの次の
パルスに応動して、ANDゲート８４０が付勢さ
れる。フリツプ―フロツプ８２７からのA9信号
は高レベルにあるから、ANDゲート８４３はSFP
信号を生じ、これによつてFFT回路８０３で変
換信号Re X″FFT（０），Im X″FFT（０），Re X″FFT
(1)，Im X″FFT１，……，Re X″FFT（Ｎ―１），Im
X″FFT（Ｎ―１）の形成が開始される。 FFT回路８０３において信号InXFFT″（Ｎ―
１）の形成が完了すると、FFT回路からのE3パ
ルスがフリツプフロツプ８２７をリセツトし、パ
ルス発生器８３０をトリガする。発生器８３０か
らのS15パルスはカウンタ８２０を０状態にリセ
ツトする。パルス発生器８３４からの次のS16パ
ルスがセレクタ８０５および付勢されたFFT回
路８０３を経由してラツチ８０７―０を付勢し、
これによつてFFT回路８０３からのRe″FFT（０）
信号がラツチ８０７―０に転送される。パルス発
生器８３６からのパルスS17はカウンタ８２０を
次の状態に進め、セレクタ８０５はラツチ８０８
―０をアドレスする。比較器８２１からの高レベ
ルのN3信号と発生器８３８からのパルスはAND
ゲート８４１を付勢し、従つてS16およびS17のパ
ルス系列がくりかえされる。 次のS16パルスに応動して、信号InX″FFT（０）
はFFT回路８０３からラツチ８０８―０に転送
され、次のS17パルスによつてカウンタ８２０は
次の状態に進む。S16とS17のパルスのくり返しに
よつて、ReX″FFT(k)とInX″FFT(k)信号（ｋ＝０，
１，……，Ｎ―１）は順次に第８図に示すラツチ
８０７―０乃至８０８―Ｎ―１に入れられる。 InX″FFT（Ｎ―１）信号がラツチ８０８―Ｎ―１
に入れられた後で、スペクトル値信号σP（０），σP
(1)，……，σP（Ｎ―１）がそれぞれ平方根回路８
１４―０乃至８１４―Ｎ―１の出力に現われる。
信号σP（０）は乗算器８１０―０で信号ReX″FFT
（０）を２乗し、乗算器８１１―０で信号InX″FFT
（０）を２乗することによつて形成される。乗算
器８１０―０および８１１―０の出力は加算器８
１２―０によつて加算され、加算器８１２―０の
和出力の平方根が平方根回路８１４―０から得ら
れる。同様にして、信号σP(1)乃至σP（Ｎ―１）が
第８図で形成される。 S17パルスはカウンタ８２０を2N＋１状態にま
で進め、これによつて比較器８２１は高レベルの
N4信号を生ずる。S17パルスはまたパルス発生器
８３８をトリガする。高レベルのN4信号と発生
器８３８からのパルスに応動してANDゲート８
４０が付勢される。フリツプ―フロツプ８２７か
らのA10信号は高レベルにあるから、ANDゲー
ト８４４はEP信号を生じ（時刻t7における第１９
図の波形１９２１）を生じ、これはσP（０），σP
(1)，……，σP（Ｎ―１）のスペクトル・レベル・
信号が利用できることを示す。各々のσP(k)には
DCT係数周波数のインデスクｋが付けられてい
る。 フオルマント・スペクトル・レベル発生器１２
６からのσF（０），σF(1)，……，σF（Ｎ―１）信号
およびピツチスペクトル・レベル発生器１２８か
らのσP（０），σP(1)，……，σP（Ｎ―１）信号は正
規化回路１３０に与えられ、この中でジヨイン
ト・スペクトル・レベル信号σj（０），σj(1)，…
…，σj（Ｎ―１）が形成される。 σj(k)＝σF(k)σP(k) ｋ＝０，１，……，Ｎ―１ 第１６図の波形１６０５はジヨイント・スペク
トル・レベル信号スペクトルを表わしている。波
形１６０５で示されるようにピツチ・スペクト
ル・レベル成分が波形１６０３のフオルマント・
スペクトル・レベル・スペクトルを修正する。主
観的には重要な詳細構造がこのようにしてDCT
信号スペクトルのスペクトル推定値に加算され
て、DCT係数ブロツクの伝送される音声信号セ
グメントの精度を改善する。ジヨイント・スペク
トル・レベル信号σj(k)は第１６図の波形１６０１
に示す離散コサイン変換スペクトルに正規化され
る。正規化に使用される係数はまず最大の電力が
得られるDCT係数の電力スペクトルの間隔を判
定することによつて発生される。このDCTスペ
クトルの間隔の電力（Pc）とσj(k)スペクトルの同
一の間隔の電力が次に判定される。Pσj／Pcの比
の平方根に対比する正規化係数信号が発生され
て、各々のσj(k)信号に与えられる。 最大のDCT係数信号XDCT（n*）naxとそれに対比
する周波数点ｋを選択することによつて、離散コ
サイン変換係数の最大電力の周波数領域が判定さ
れる。この領域はDCT係数周波数の数Ｎを復号
されたピツチ信号P′で除してその下限および上限
は IE＝n*−Ｎ／P′ Is＝n*＋Ｎ／P′ (11) で計算される。DCTスペクトルのIEとISの間の電
力は次に Pc＝IS 〓n=IE X2DCT（ｎ）． (12) で決定される。同様にしてIEとISの間の領域のジ
ヨイントスペクトル値の電力Pσjは Pσj＝IS 〓n=IE σ2 j（ｎ） (13) となる。各々のスペクトル値信号の正規化係数
は、従つて である。PN信号はジヨイント・スペクトル・レ
ベル信号σj(k)を正規化するのに使用され、また符
号化されて、マルチプレクサ１１２および通信回
線１４０を経由して第２図の回路に対して送出さ
れる。各々の正規化されたジヨイントスペクトル
値信号は Ｖ（ｎ）＝PNσj（ｎ） (15) となる。 信号対量子化雑音比がスペクトル全体を通して
所定の量低値を越えているようにするために、
各々のDCT係数周波数における量子化誤差の大
きさを調整することも望ましい。このような調整
のためには次式に従う修正正規化ジヨイント・ス
ペクトル値信号V′（ｎ）の集合を発生する必要が
ある。 V′（ｎ）＝Ｖ（ｎ）σF Y（ｎ）Ko ｎ＝０，１，……，Ｎ―１ (16) ここでＹおよびKoは所定の常数である。
V′（ｎ）信号はまた量子化装置１０９における
DCT係数信号の量子化におけるビツトの割当を
制御するために適応計算機１３２によつて利用さ
れる。 正規化装置１３０は第１０図および第１１図に
詳細に示されている。第１０図のブロツク図は式
11に従つて上限および下限の信号を与えるのに使
用される。第１１図の回路は、それぞれ式15およ
び16によつてＶ（ｎ）およびV′（ｎ）信号を発生
するのに使用される。第１０図を参照すれば、マ
ルチプレクサ１００１はカウンタ１０２０の制御
下にDCT係数信号XDCT（０），XDCT(1)，……，
XDCT（Ｎ―１）の係列を与える。比較器１００７
はラツチ１００３の信号を到来信号XDCT（ｎ）と
比較する。大きい方の信号がラツチ１００３に入
れられ、大きい方の信号のインデクスがラツチ１
００５に入れられる。このようにして、最大の
XDCT（ｎ）信号が選択されて、この最大のXDCT
（ｎ）信号の周波数インデクスｎがラツチ１００
５に入れられる。 時刻t1において生ずる離散コサイン変換回路１
０７からのEDCTパルス（第１９図の波形１９０
５）に応動して、パルス発生器１０３０は制御パ
ルスS18を発生し、これがカウンタ１０２０を０
状態にリセツトし、ラツチ１００３をクリアす
る。カウンタ１０２０の出力はDCT回路１０７
からのXDCT（０）信号をラツチ１００３と比較器
１００７の両方に与える。比較器１００７はもし
XDCT（０）がラツチ１００３の中の信号より大で
あれば、ANDゲート１０３５に対して高レベル
のR5信号を与える。パルス発生器１０３４から
のパルス（S18パルスによつてトリガされる。）に
応動して、ANDゲート１０３５はS19パルスを発
生する。XDCT（０）信号はこうしてラツチ１００
３に与えられ、ｎ＝０の周波数インデクスがラツ
チ１００５に入れられる。次にS20制御パルスが
パルス発生器１０３６によつて発生されて、この
S20パルスがカウンタ１０２０を次の状態に進め
る。カウンタ１０２０の状態は比較器１０２１に
よつてＮと比較され、カウンタ１０２０の状態は
Ｎより小さいから、高レベルのN5信号が得られ
る。この高レベルのN5信号と発生器１０３８か
らのパルスがANDゲート１０４１を付勢し、発
生器１０３４、１０３６、１０３８からのパルス
の系列がくりかえされる。 XDCT(1)信号が比較器１００７に与えられると、
ここでこれはラツチ１００３中のXDCT（０）信号
と比較される。もしXDCT（０）XDCT(1)であれば、
比較器１００７のR5出力は低レベルであり、
XDCT（０）信号がラツチ１００３中に残る。しか
し、もしXDCT（０）＜XDCT(1)であれば信号R5が高
レベルとなり、ｎ＝１の周波数インデクスの符号
がANDゲート１０３５からのパルスS19によつて
ラツチ１００５に入れられ、XDCT(1)信号がラツチ
１００３に入れられる。カウンタ１０２０が第Ｎ
番目の状態となるまで、パルス発生器１０３４，
１０３６，１０３８からのパルスの各系列によつ
て到来信号XDCT（ｎ）は先に最大値であると判定
されてラツチ１００３に蓄積されている信号と比
較される。カウンタ１０２０が第Ｎ番目の状態と
なつたときに、最大のXDCT（ｎ）信号はラツチ１
００３にあり対応する周波数インデクスがラツチ
１００５にあることになる。 比較器１００７で最大のXDCT（ｎ）信号を判定
している間に、割算器１００９はR6＝Ｎ／Ｐの領域 信号を発生している。信号R6は加算器１０１１
の一方の入力と減算器１０１３の一方の入力に与
えられる。加算器１０１１および減算器１０１３
は式11に従つてISおよびIE信号を形成するように
動作する。加算器１０１１の出力は比較器１０１
５で最大のスペクトル周波数インデクスであるＮ
―１と比較され、一方減算器１０１３の出力は比
較器１０１７で最大のスペクトル周波数インデク
スである０と比較される。もし加算器１０１１か
らのISがＮ―１より大であれば、マルチプレクサ
１０１９が付勢されてIS＝Ｎ―１出力を生ずる。
同様に減算器１０１３の出力が０以下であれば、
マルチプレクサ１０１８が付勢されてIE＝０信号
を生ずる。 カウンタ１０２０が第Ｎ番目に進むと比較器１
０２１からは高レベルのN6が得られる。ここで
ANDゲート１０４０は高レベルのN6信号とパル
ス発生器１０３８からのパルスによつて付勢され
る。ゲート１０４０の出力はフリツプフロツプ１
０４４を１状態にセツトする。フリツプフロツプ
１０４４から得られた高レベルのE5信号は第１
１図のANDゲート１１２５に与えられる。フオ
ルマント・スペクトル・レベル発生器１２６の出
力に信号σF（０），σF(1)，……，σF（Ｎ―１）が利
用できるようになつたときに、回路１２６からの
EF信号（第１９図の波形１９１９）が先にDCT
回路１０７からのEDCT信号によつてリセツトされ
ていたフリツプフロツプ１１２３をリセツトす
る。同様に、ピツチ励起スペクトル・レベル発生
器１２８の出力において信号σP（０），σP(1)，…
…，σP（Ｎ―１）が利用できるようになつたとき
に、そこからのEP信号（第１９図の波形１９２
１）がフリツプフロツプ１１２４をセツトする。 ANDゲート１１２５は第１９図の時刻t8にお
いて生ずる、フリツプフロツプ１０４４，１１２
３，１１２４の“１”出力からの高レベル信号の
一致によつて付勢される。ANDゲート１１２５
からの高レベル信号に応動して、パルス発生器１
１３０はS21パルスを生ずる。S21パルスは第１０
図のマルチプレクサ１０１９からのIE信号をカウ
ンタ１１２０にロードし、累算器１１１１，１１
１３をリセツトし、パルス発生器１１３４をトリ
ガするように動作する。このとき、カウンタ１１
２０のIEアドレス出力はマルチプレクサ１１０３
および１１０５に与えられる。従つてXDCT（IE）
信号は乗算器１１０７の入力に与えられ、ここで
信号X2 DCT（IE）が形成される。マルチプレクサ１
１０３は乗算器１１０１―０の出力を乗算器１１
０９の入力に接続し、ここで信号σj 2（IE）＝〔σF
（IE）・σP（IE）〕2が形成される。パルス発生器１１
３４からの制御パルスS22に応動して累算器１１
１１は信号X2 DCT（IE）を蓄積し、累算器１１１３
は信号σj 2（IE）を蓄積する。 カウンタ１１２０がIS＋１の状態に進むまで
は、比較器１１２１によつて高レベルのN7信号
が発生され、ANDゲート１１４１の動作に応動
してS22およびS23パルスの系列がくりかえされ
る。前述のようにS22とS23のパルスの各々の系列
によつて累算器１１１１には次のX2 DCT（ｎ）信号
が加算され、累算器１１１３には次のσ2 j（ｎ）信
号が加算される。カウンタ１１２０がIS＋１状態
になつた後で、累算器１１１１は信号PCを累算
器１１１３は信号Pσjをそれぞれ式12，13に従つ
て含むことになる。割算器１１１４は比Pσj／PC
と、平方根回路１１１５から得られた正規化信号
PN（式14）を形成するように動作する。信号PNは
乗算器１１１６―０乃至１１１６―Ｎ―１の各々
の一方の入力に与えられ、この乗算器は正規化さ
れたジヨイント・スペクトル・レベル信号を形成
するのに使用される。例えば乗算器１１１６―０
は信号Ｖ（０）＝σj（０）・PNを発生する。乗算器１
１１６―Ｎ―１は信号Ｖ（Ｎ―１）＝σj（Ｎ―１）・
PNを発生する。同様に乗算器１１１６―１乃至
１１１６Ｎ―２（図示せず）は式15に従つて正規
化されたスペクトル・レベル信号Ｖ(1)＝σj(1)・PN
乃至Ｖ（Ｎ―２）＝σj（（Ｎ―２）・PNを発生する。
符号化されたPN信号はマルチプレクサ１１２に
与えられる。 式16のV′（ｎ）信号はそれぞれ指数回路１１１
８―０乃至１１１８―Ｎ―１と乗算器１１１９―
０乃至１１１９―Ｎ―１の組合せによつて発生さ
れる。例えば、スペクトル・レベル信号σj（０）
は指数回路１１１８―０では乗され、これに対す
る定数γは定数発生器１１５０から与えられる。
この結果生じた出力σj〓（０）は乗算器１１１９
―０で乗算器１１１６―０からの信号Ｖ（０）と
乗算され、さらに定数発生器１０５０からの定数
K0と乗ぜられて、V′（０）信号を形成する。V′(1)
乃至V′（Ｎ―１）の信号も同様にして発生され
る。 フオルマント・スペクトル・レベル信号とピツ
チ励起スペクトル・レベル信号が組合されて、正
規化回路１３０によつて離散コサイン変換係数ス
ペクトルの最大電力間隔の電力PNに対して正規
化された後で、時刻t9において、ANDゲート１
１４０によつてEn信号（第１９図の波形１９２
３）が形成される。このとき、乗算器１１１６―
０乃至１１１６―Ｎ―１および乗算器１１１９―
０乃至１１１９―Ｎ―１のＶ（ｎ）およびV′（ｎ）
出力は適応計算機１３２に与えられる。適応計算
機は遅延１０８からの各々のDCT係数信号XDCT
（ｎ）に対してステツプ・サイズ制御信号とビツ
ト割当て制御信号を発生する。 変換係数周波数インデスクｎに対するステツ
プ・サイズ制御信号は量子化装置１０９によつて
利用されてXDCT（ｎ）信号の大きさを変更し、こ
れによつてXDCT（ｎ）信号からフオルマントおよ
びピツチの予測できる成分が分離される。ビツト
割当制御信号は各々の変換係数周波数インデスク
ｎに対するビツトの数bnを決定する。各ブロツ
クに対するビツトの総数は決つているが、DCT
係数信号XDCT（ｎ）に対するビツトの割当は可変
であり、スペクトルにおけるXDCT（ｎ）係数信号
の伝送品質における重要性の関数となつている。
信号V′（ｎ）は量子化雑音制御のためのパラメー
タγおよびknによつて調整されたフオルマント
およびピツチ励起音声モデルにもとづくブロツク
の音声セグメントのスペクトルの推定値を与え
る。第１図の回路においては、V′（ｎ）が比較的
高い変換係数周波数に割当てられるビツトの数は
V′（ｎ）が比較的低い変換係数周波数に割当てら
れるビツトの数より大きい。従つて高い音声信号
エネルギーを持つスペクトル領域は音声エネルギ
ーが低い領域より高精度に符号化されることにな
る。第１７図の波形１７０１は第１６図の波形１
６０５に示すジヨイント・スペクトル・レベル・
スペクトルに対して発生されたビツト割当を示
す。 適応計算機１３２は第１３図の処理装置で構成
でき、ここで制御器１３０７は処理装置１３０９
に対して適応プログラム・ストア１３０６を接続
するために正規化回路１３０からの信号En（第１
９図の波形１９２３）によつて付勢される。プロ
グラム・ストア１３０６は波形１７０１のビツト
割当信号bnを発生するのに丈要な命令コードを
蓄積し、量子化回路１０９で使用するＶ（ｎ）信
号を蓄積する。適応プログラムの命令コードをフ
オートランで付録Ｃに示した。 信号Enに応動して、処理装置１３０９は中央
処理装置１３１２の制御下に入出力インタフエー
ス１３１８を経由して信号Ｖ（ｎ）およびV′（ｎ）
をデータメモリー１３１６に転送するように動作
する。 ビツト割当てプロセスは第１４図のフロー・チ
ヤートで示されている。第１４図を参照すれば、
信号Enはブロツク１４０１で示すように処理装
置１３０９を動作して次式に従つて各変換係数信
号に対する初期ビツト割当てを行なう。 b(1) o＝log2V′（ｎ）＋Ｄ ここで、 Ｄ＝Ｍ／Ｎ−１／ＮN-1 〓n=0 log2V′（ｎ） ここでＭはブロツク中のビツトの総数であり、
Ｎは変換係数信号の総数である。初期ビツト割当
てが完了した後で、−0.5以下であるbn(1)はブロツ
ク１４０３に示すように０にセツトされ、第２の
ビツト割当が b(2) o＝b(1) o−△1 に従つて行なわれる。ここで△1はブロツク１４
０５で示すように N-1 〓n=0 b(2) o＝Ｍ (17) であるような定数である。5.5より大であるb(2) o割
当符号は5.0に減少され（ブロツク１４０７）、次
式に従つて第３のビツト割当が行なわれる。 b(3) o＝b(2) o＋Δ2 (18) こゝでΔ2は N-1 〓n=0 b(3) o＝Ｍ であるような定数である。ブロツク１４０９から
のbn(3)の割当信号は、一番近い整数に丸められて
ブロツク１４１１で示すようにbn(4)ビツト割当信
号を生じ、次式に従つてbn(4)信号の一時的な和が
形成される（ブロツク１４１３） M^＝N-1 〓n=0 b(4) o (19) 次に判定ボツクス１４１５に入り、一時的な和
Ｍとブロツク巾のビツトの総数（Ｍ）とが比較さ
れる。もしM^＞Ｍであれば、最小の丸め誤差の
bn(4)信号が１ビツトだけ減ぜられ（ブロツク１４
１７）この結果生じた一時的和M^がＭと比較され
る（ブロツク１４１９）。ブロツク１４１７のビ
ツトの減少動作はＭ＝Ｍとなるまでくりかえされ
る。 ブロツク１４１５においてM^＜Ｍであるときに
はブロツク１４２１における最大の丸め誤差を持
つbn(4)に１ビツトが加えられる。ブロツク１４２
１からのM^は判定ボツクス１４２３でＭと比較さ
れ、ブロツク１４２１におけるビツトの追加はM^
＝Ｍとなるまで繰返される。M^＝Ｍとなつたと
き、データメモリー１３１６からの最終ビツト割
当信号は入出力インタフエース１３１８を通して
ストア１３３５に転送される。データメモリー１
３１６からのＶ（ｎ）のデータコードは入出力イ
ンタフエース１３１８を通してストア１３３４に
も転送される。
【表】
第１表はＮ＝８の離散コサイン変換係数信号が
あり、各ブロツクについてビツトの総数はＭ＝20
である場合のビツト割当の例を示す。第１表の第
１行と第２行はそれぞれV′（ｎ）とlog2V′（ｎ）
の信号の値を示している。第３行は第１４図のブ
ロツク１４０１に従う初期のbn(1)ビツト割当を示
している。b7 (1)の割当は−1.55である。ブロツク
１４０３に従つてb7 (1)の割当は第４行に示すよう
に０にセツトされる。第４行のすべての他のビツ
ト割当は−0.5より大であるから変更されない。 第５行はb7 (1)＝−1.55のビツト割当の削除を考
慮したブロツク１４０５で減少されたビツト割当
bn(2)を示す。第６行のビツト割当はブロツク１４
０７でb1 (2)が5.87から50に変更された点を除いて
第５行と同一である。第７行のビツト割当bn(3)は
ブロツク１４０９に従うビツト割当b1 (2)の変化を
考慮して増加されている。しかしb7 (2)の割当は０
のまゝである。 第８行はブロツク１４１１によるbn(3)のビツト
割当の丸めの結果を示している。第９行は丸め誤
差bn(3)−bn(4)を示している。第８行のビツト割当
の和はM^＝21であるから、第９行目の最小の丸め
誤差（最も負）を持つb2 (4)の割当から１ビツトが
減算される。（ブロツク１４１７）。この結果第10
行目のビツト割当の和はM^＝Ｍ＝20となり、その
ブロツクの最終ビツト割当（第10行目）がストア
１３３５に蓄積されて量子化回路１０９で使用さ
れる。第10行目のビツト割当は第１行目の
V′（ｎ）の関数である。従つてV′(1)＝100に対し
てb1は５であるが、V′(4)＝２に対してb4は０であ
る。上述の例では簡単化のため8DCT係数の信号
を利用している。実際には、各ブロツクについて
大きい係数の集合、例えば２５６の集合を用い
る。しかし第１４図に示したビツト割当の方法は
同じである。 適応計算機１３２からのＶ（ｎ）信号は量子化
回路１０９の割算器１１０―１乃至１１０―Ｎ―
１に与えられ、こゝで遅延１０８からの各々の
XDCT（ｎ）信号は対応するＶ（ｎ）信号によつて割
算される。例えばXDCT（０）信号は割算器１１０
―０で計算機１３２からの信号Ｖ（０）によつて
割算され、信号XDCT（０）／Ｖ（０）を生ずる。同
様にして割算器１１０―１乃至１１０―Ｎ―１は
夫々信号XDCT(1)／Ｖ(1)，XDCT(2)／Ｖ(2)，……，
VDCT（Ｎ―１）／Ｖ（Ｎ―１）を生ずる。割算器１
１０―０の出力は量子化回路１１１―０に与えら
れ、これは計算機１３２からの符号化されたビツ
ト割当信号b0に応動して動作し、信号XDCT
（０）／Ｖ（０）を量子化して信号XDCT（０）／Ｖ
（０）のb0ビツトを表わすデイジタル符号Ｑ（０）
を生ずる。量子化回路１１１―１乃至１１１―Ｎ
―１は同様にXDCT(1)／Ｖ(1)乃至XDCT（Ｎ―１）／
Ｖ（Ｎ―１）の信号に対してデイジタル符号Ｑ(1)，
Ｑ(2)，……，Ｑ（Ｎ―１）を生ずる。信号XDCT
（ｎ）／Ｖ（ｎ）に対するデイジタル符号Ｑ（ｎ）
のビツトの数は計算機１３２からのbn割当信号
によつて決定される。量子化回路１０９からのＮ
個の出力符号Ｑ（０），Ｑ(1)，……，Ｑ（Ｎ―１）
は符号器１２０から得られたVm、ＰおよびPG信
号および符号器１４４から得られたPN信号と共
にマルチプレクサ１１２に与えられる。マルチプ
レクサ１１２は当業者には周知のようにその入力
におけるデイジタル符号化された信号を通信回線
１４０に対して順次に与える。 第２図は本発明の一実施例たる音声信号復号器
の一般的ブロツク図を示している。第２図の復号
器は適応的に量子化された離散コサイン変換係数
コードＱ（ｎ）、予測パラメータ符号Wmおよび符
号化されたＰ，PGおよびPNを受信して、ブロツ
クに対応する音声信号（ｔ）を生ずるように動
作する。Ｑ（ｎ）信号符号はデマルチプレクサ２
０１によつてWm符号およびＰ，PG，PN符号信
号と分離され、デマルチプレクサは信号Ｑ（ｎ）
を遅延２０２を通してDCT係数復号器２０３に
与える。デマルチプレクサ２０１からのWm，
Ｐ，PGおよびPN信号は適応回路２３４の復号器
２２２に与えられ、この回路はDCT係数復号器
２０３に対して適応信号Vr（ｎ）とbn′を与える。
適応回路２３４は第１図の適応回路１３４と似て
いるが、自己相関器１１３、パラメータ計算機１
１５、ピツチ分析器１１７、符号器１２０に対応
する回路は異つている。 復号器２２２は回線１４０から誘導された信号
Wm″をLPC計算機２２４に供給するが、これは
LPC計算機１２４と本質的に似ている。LPC計
算機２２４によつて発生されたam′線形予測係数
はフオルマント・スペクトル・レベル発生器２２
６によつて利用され、そのブロツクのフオルマン
ト・スペクトル・レベル信号σ′F（０），σ′F(1)，
…
…，σ′F（Ｎ―１）を生ずる。回路２２６は第９図
に詳細に示された回路１２６と本質的に同様であ
る。これらのσF(K)のスペクトルは第１６図の波形
１６０７に図示されている。復号器２２２からの
P″およびPG″信号に応動して、ピツチ・スペクト
ル・レベル発生器２２８はピツチ励起スペクトル
信号σ′P（０），σ′P(1)，……，σ′P（Ｎ―１）を
生ず
る。回路２２８は第８図に詳しく図示した回路１
２８と本質的に同一である。 正規化回路２３０は信号σ′F(K)とσ′P(K)を組合せ
て、この結果を第１１図に関連して先に述べたよ
うに復号器２２２からの復号された信号PN″に対
して正規化するように動作する。第２０図は正規
化回路２３０の詳細なブロツク図を示す。第２０
図を参照すれば、乗算器２００１―０乃至２００
１―Ｎ―１の各々は信号 σ′J(K)＝σ′P(K)σ′F(K) Ｋ＝０，１，……，Ｎ―１ を形成するように動作する。乗算器２００１―０
は発生器２２８からのσ′P（０）ピツチ励起スペク
トル・レベル信号と発生器２２６からのσ′F（０）
フオルマントスペクトルレベル信号を受信して、
ジヨイント・スペクトル・レベル信号σ′J（０）＝
σ′P（０）σ′F（０）を与える。同様にして信号σ′
J
(1)，σ′J(2)，……，σ′J（Ｎ―１）はそれぞれ乗算
器
２００１―１乃至２００１―Ｎ―１から得られ
る。復号器２２２からの復号された正規化係数
PN″は各乗算器２０１６―０乃至２０１６―Ｎ―
１に与えられる。乗算器２００１―０からのσ′J
（０）信号およびPN″信号に応動して、乗算器２
０１６―０はステツプサイズ制御信号Vr（０）を
形成する。同様に次式に従つて乗算器２０１６―
１乃至２０１６―Ｎ―１ではVr(1)，Vr(2)、…
…，Vr（Ｎ―１）信号が形成される。 Vr（ｎ）＝σ′J（ｎ）PN″ ｎ＝０，１，……，Ｎ―１ 次式 V′r（ｎ）＝Vr（ｎ）σ′F（ｎ）rKn ｎ＝０，１，……，Ｎ―１ に従うV′r（ｎ）信号は指数回路２０１８―０乃
至２０１８―Ｎ―１および乗算回路２０１９―０
乃至２０１９―Ｎ―１の組合せによつて発生され
る。例えば、スペクトル・レベル信号σ′J（０）は
指数回路２０１８―０によつてｒ乗され、定数ｒ
は定数発生器２０５０か与えられる。σ′J（０）の
ｒ乗は乗算器２０１６―からの信号Vr（０）およ
び定数発生器２０５０からの定数K0と乗算器２
０１９―０によつて乗ぜられ、V′r（０）信号が
形成される。V′r(1)乃至V′r（Ｎ―１）の信号は同
様にして発生される。このジヨイント・スペクト
ル・レベル信号σ′J（ｎ）のスペクトルは第１６図
の波形１６０９に図示されている。正規化回路２
３０の出力Vr（ｎ）およびV′r（ｎ）は適応計算機
２３２に与えられるが、これは適応計算機１３２
と本質的に同様のものである。ブロツクビツト割
当コードbn′およびVr（ｎ）はそれぞれ線２４２
および２４４を経由して適応計算機からDCT係
数復号器２０３に与えられる。 DCT係数復号器２０３は遅延２０２を経由し
て適応の形式でＱ（ｎ）信号をデマルチプレクサ
２０１から受信する。遅延２０２からの符号Ｑ
（０），Ｑ(1)，……，Ｑ（Ｎ―１）の単一のビツト
の流れにおいては、連続したコードの間には識別
された境界はない。適応計算機２３２からのビツ
ト割当コードbn′が遅延２０２からのビツトの流
れを、各々がＱ（ｎ）符号に対応する分離した信
号に分割するのに利用される。第１図の音声符号
器のbnコードに対応するビツト割当コードbn′は
第１８図の波形１８０３で示されている。ビツト
割当コードbo′は２である。従つてDCT係数復号
器２０３に与えられるビツトの流れの内のはじめ
の２ビツトは符号信号Ｑ（０）として分離される。
波形１７０３からのb1′は１であるから、ビツト
流の次のビツトは符号信号Ｑ(1)として分離され
る。bn′の符号が０であるときには対応するＱ
（ｎ）信号は０であつて、ビツトは分離されない。 Ｑ（０），Ｑ(1)，……，Ｑ（Ｎ―１）の符号信号
が分離された後で、各符号は当業者には周知の方
法で復号される。各符号Ｑ（ｎ）は適応計算機２
３２から得られるピツチ励起制御スペクトル・レ
ベルを表わす係数Vr（ｎ）によつて乗ぜられる。
このようにして、各Ｑ（ｎ）信号は離散コサイン
変換係数信号YDCT（ｎ）＝Ｑ（ｎ）・Ｖ（ｎ）に変換
される。各YDCT（ｎ）信号は第１図のDCT回路１
０７で発生されるXDCT（ｎ）信号に対応する。
YDCT（ｎ）の予測できない成分はＱ（ｎ）符号信号
によつて与えられ、YDCT（ｎ）の予測できる成分
はbn′および別に伝送されるWm，Ｐ，PGおよび
PN信号によつて供給される。DCT係数復号器２
０３の出力で利用できるブロツクのYDCT（ｎ）信
号はYDCT（ｎ）信号の逆離散コサイン変換によつ
て信号サンプルの写しに変換される。 第１５図はDCT係数復号器を詳細に示してい
る。第１５図を参照すれば、遅延２０２からのＱ
（ｎ）信号符号の直列ビツトの流れは復号器１５
０５―０乃至１５０５―Ｎ―１のデータ入力に与
えられる。適応計算機２３２からのビツト割当符
号bn′はアドレス符号の係列を形成するように動
作するアドレス論理１５０１に供給される。アド
レス論理１５０１はビツト割当符号によつて制御
される計数装置によつてアドレス符号の係列を発
生し、同一のアドレスｎはbn′回供給される。論
理１５０１からのアドレス符号はセレクタ１５０
３のアドレス入力に与えられる。クロツク２４０
からのCLSクロツクパルスは、これによつて復号
回路１５０５―０乃至１５０５―Ｎ―１に選択的
に与えられ、Ｑ（ｎ）ビツトはアドレス論理１５
０１によつてアドレスされる復号器に挿入され
る。例えばbo′信号はセレクタ１５０３を動作し
て、Ｑ（０）ビツトがＱ（ｎ）の直列ビツト流に存
在する間に復号器１５０５を付勢する。Ｑ（０）
ビツトが復号器１５０５―０に挿入された後で、
セレクタ１５０３は復号器１５０５―１（図示せ
ず）を動作して、アドレス論理１５０１に与えら
れたb1′割当符号に応動するようにする。これに
よつてＱ(1)ビツトは復号器１５０５―１に挿入さ
れる。同様にしてＱ(2)乃至Ｑ（Ｎ―１）の符号ビ
ツトは夫々復号器１５０５―２乃至１５０５―Ｎ
―１に与えられる。 復号器１５０５―０乃至１５０５―Ｎ―１の出
力は夫々乗算器１５０７―０乃至１５０７―Ｎ―
１の入力に接続されている。各乗算器は復号器１
５０５―ｎからの符号と適応計算機２３２からの
Vr（ｎ）符号に応動して積Ｑ（ｎ）・Vr（ｎ）を形
成するように動作する。乗算器１５０７―０では
積符号YDCT（０）＝Ｑ（０）・Vr（０）が形成され、
乗算器１５０７―Ｎ―１では積符号YDCT（Ｎ―１）
＝Ｑ（Ｎ―１）・Vr（Ｎ―１）が形成される。同様
に、符号YDCT(1)，YDCT(2)，……，YDCT（Ｎ―２）
は夫々乗算器１５０７―１乃至１５０７―Ｎ―２
で形成される。乗算器１５０７―０乃至１５０７
―Ｎ―１の出力ですべての積符号YDCT（ｎ）が利
用できるようになつたときに、クロツク２４０か
らのクロツクパルスCLB′がラツチ１５０９―０
乃至１５０９―Ｎ―１を付勢し、離散コサイン変
換係数信号YDCT（０），YDCT(1)，……，YDCT（Ｎ―
１）が逆DCT回路２０７に供給される。 逆DCT回路２０７は第１図のバツフアレジス
タ１０５によつて与えられるＸ（０），Ｘ(1)，…
…，Ｘ（Ｎ―１）信号に対応する信号サンプル符
号Ｙ（０），Ｙ(1)，……，Ｙ（Ｎ―１）を次式に従
つて形成するようになつている。 第１２図の回路においては、信号Ｙ（ｎ）は次
式に従う2N点の逆高速フーリエ変換法によつて
与えられる。 Ｙ（ｎ）＝１／2N2N-1 〓K=0 Ｗ(K)ej2π／2Nnk (21) WR（０）＝２√YDCT（０） Ｋ＝０のとき (22) Wr（０）＝２√YDCT（０）cin0＝０ WR(K)＝√2YDCT(K)cosKπ／2N Ｋ＝１，２，……，Ｎ―１のとき (23) WI(K)＝√2YDCT(K)cinKπ／2N WR（Ｎ）＝WI（Ｎ）＝０ Ｋ＝Ｎのとき (24) WR(K)＝WR（2N−Ｋ） Ｋ＝Ｎ＋１，Ｎ＋２，……，2N―１のとき
(25) WI(K)＝WI（2N−Ｋ） 添字Ｒは信号Ｗ(k)の実部を示し、添字Ｉは信号
Ｗ(k)の虚部を表わす。 第１２図を参照すれば、乗算器１２０１―０は
信号YDCT（０）と定数発生器１２５０からの信号
２√とに応動して式（22）に従つて信号WR
（０）を生ずるように動作する。信号WR（０）は
線１２０４―０を経由してマルチプレクサ１２０
９に与えられる。WI（０）に対応する０信号はリ
ード１２０５を経由してマルチプレクサ１２０９
に与えられる。同様にして、信号WR(1)とWI(1)は
それぞれ乗算器１２０１―１で発生される。これ
らの信号はリード１２０４―１および１２０５―
１を通してマルチプレクサに与えられ、またリー
ド１２０４―２Ｎ―１および１２０５―２Ｎ―１
を経由して第１２図に示すようにWR（2N―１）
を与える。マルチプレクサ１２０１―Ｎ―１の出
力は線１２０４―Ｎ―１を通してWR（Ｎ―１）信
号として、また線１２０４―Ｎ＋１を通してWR
（Ｎ＋１）信号としてマルチプレクサ１２０９に
与えられる。マルチプレクサ１２０２―Ｎ―１の
出力は式25に従つて線１２０５―Ｎ―１を通して
W1（Ｎ―１）信号として、また線１２０５―Ｎ＋
１を通してW1（Ｎ＋１）信号としてマルチプレク
サ１２０９に与えられる。式24に従つて線１２０
４―Ｎおよび１２０５―Ｎを通して０信号がマル
チプレクサに与えられる。4N個のWR(K)とWI(K)
の信号がカウンタ１２２０の制御下にIFFT回路
１２１０に順次に与えられる。IFFT回路１２１
０は式21に従つてｎ＝０，１、……，Ｎ―１とし
てブロツクのＹ（ｎ）信号を形成するように動作
する。 DCT係数復号器２０３からYDCT（０），YDCT(1)，
……，YDCT（Ｎ―１）信号が利用できるようにな
つたとき、CLB′信号に応動して、フリツプ―フ
ロツプ１２２７は高レベルのA20信号を生じ、パ
ルス発生器１２３０がS30の制御パルスを与え、
このパルスがカウンタ１２２０を０状態にリセツ
トする。次にマルチプレクサ１２０９は線１２０
４―０をIFFT回路１２１０の入力に接続する。
パルスS30が終了すると、パルスS31がパルス発生
器１２３４から発生し、このS31パルスがWR（０）
信号をIFFT回路１２１０に挿入する。パルスS32
はS31の後縁で発生器１２３６によつて発生され、
次にカウンタ１２２０をその第１の状態に進め
る。S31とS32のパルスの系列は比較器１２２１に
応動してくりかえれ、カウンタ１２２０の状態が
4Nより小さいか、等しい間は、高レベルのJ20信
号を与える。次のS31パルスが信号WI（０）を
IFFT回路１２１０に与え、次のS32パルスがカウ
ンタ１２２０を歩進する。このようにして、信号
WR（０），WI（０），WR(1)，WI(1)，……，WR（Ｎ
―１），WI（Ｎ―１）は次次にIFFT回路に正順に
入れられる。カウンタ１２２０が第2N番と第
（2N＋１）番の状態にあるときにはWR（Ｎ）＝０
とWI（Ｎ）＝０の信号がIFFT回路１２２０に入れ
られる。状態2N＋２と4Nの間では系列WR（Ｎ―
１），WI（Ｎ―１），WR（Ｎ―２），WI（Ｎ―２），
……，WR(1)，WI(1)がIFFT回路に逆順に入れら
れる。 S32パルスによつてカウンタ１２２０が4N＋１
状態に増分したときには、比較器１２２１からの
信号J21は高レベルとなる。ANDゲート１２４０
は付勢されて、ANDゲート１２４３からS14パル
スが得られる。パルスSI4に応動して、IFFT回路
１２１０は式21に従つて信号Ｙ（ｎ）を形成する
ようになる。信号Ｙ（Ｎ―１）の形式の後、
IFFT回路からE20パルスが得られ、このE20パル
スはフリツプ―フロツプ１２２７をリセツトし、
パルス発生器１２３０を動作してこれが次のS30
パルスを生ずるようにする。S30パルスは再びカ
ウンタ１２２０を０状態にリセツトし、IFFT回
路１２１０からラツチ１２１５―０乃至１２１５
―Ｎ―１に対して信号Ｙ（０），Ｙ(1)，……，Ｙ
（Ｎ―１）が転送される準備をする。カウンタ１
２２０からの０状態アドレスはパルス発生器１２
３４からの次のS31パルスがラツチ１２１５―０
にセレクタ１２１３を通してクロツクを与え、
IFFT回路１２１０を動作してIFFT回路からＹ
（０）信号がラツチ１２１５―０に入れられるよ
うにする。次にS32パルスがパルス発生器１２３
６によつて発生され、カウンタ１２２０は次の状
態に増分される。カウンタの状態０とＮ―１の間
では、セレクタ１２１３の制御下に信号Ｙ(1)，Ｙ
(2)，……，Ｙ（Ｎ―１）は順次にラツチ１２１５
―Ｎ乃至１２１５―Ｎ―１に転送される。 カウンタ１２２０が4N＋１の状態に達すると、
パルス発生器１２３８からのパルスと高レベルの
J21およびA21信号に応動してANDゲート１２４
０と１２４４が付勢され、これによつてゲート１
２４４によつてEIDCTパルスが発生する。EIDCTパ
ルスはＹ（０），Ｙ(1)，……，Ｙ（Ｎ―１）信号を
バツフア・レジスタ２０８に転送するように動作
する。これは当業者には周知のようにＹ（０），Ｙ
(1)，……，Ｙ（Ｎ―１）信号を一時的に蓄積し、
これをシステムのクロツク周波数の速度、たとえ
ば１／（8KHz）で直列の系列とするように動作
する。バツフアレジスタ２０８からＹ（ｎ）信号
はＤ／Ａ変換器２０９によつてアナログ音声サン
プル信号（ｎ）に変換される。ブロツクの音声
信号セグメントを表わすアナログサンプル信号
（ｎ）は、フイルタ２１１によつて低減波され、
当業者には周知の信号の写しを形成する。
（ｔ）信号はトランスデユーサ２１５によつて音
声波形に変換される。 第３図乃至第１２図、第１５図、第２０図のゲ
ート・カウンタ・マルチプレクサ、比較器、符号
器、復号器、加算器、減算器、累算器は当業者に
は周知であり、1976年のテキサス・インストルメ
ント社刊の設計技術者のためのTTLデータブツ
クの中に示されている回路で構成できる。第４
図、第５図、第８図、第９図、第１１図、第１２
図、第１５図および第２０図に示されている乗算
回路はTRW社製のMP12AJでよい。平方根回路
８１４―０乃至８１４―Ｎ―１，９１４―０乃至
９１４―Ｎ―１、指数回路１１１８―０乃至１１
１８―Ｎ―１および２０１８―０乃至２０１８―
Ｎ―１の各々はテキサス・インストルメント社の
74LS471のようなプログラム可能なROMを当業
者には周知のルツク・アツプ表として用いること
によつて実現できる。高速フーリエ変換回路８０
３，９０３および逆高速フーリエ変換回路５０５
および１２１０は前述のスミスの特許に示された
回路で構成してよい。 以上本発明について、その一実施例を参照して
説明して来た。本発明の精神と範囲を逸脱するこ
となく、これに対して種々の変形や変更を行なう
ことが当業者には可能である。例えば、この実施
例は離散コサイン変換装置を用いているが、離散
フーリエ変換のような他の周波数領域における離
散的変換を用いても良いことが理解されるであろ
う。
あり、各ブロツクについてビツトの総数はＭ＝20
である場合のビツト割当の例を示す。第１表の第
１行と第２行はそれぞれV′（ｎ）とlog2V′（ｎ）
の信号の値を示している。第３行は第１４図のブ
ロツク１４０１に従う初期のbn(1)ビツト割当を示
している。b7 (1)の割当は−1.55である。ブロツク
１４０３に従つてb7 (1)の割当は第４行に示すよう
に０にセツトされる。第４行のすべての他のビツ
ト割当は−0.5より大であるから変更されない。 第５行はb7 (1)＝−1.55のビツト割当の削除を考
慮したブロツク１４０５で減少されたビツト割当
bn(2)を示す。第６行のビツト割当はブロツク１４
０７でb1 (2)が5.87から50に変更された点を除いて
第５行と同一である。第７行のビツト割当bn(3)は
ブロツク１４０９に従うビツト割当b1 (2)の変化を
考慮して増加されている。しかしb7 (2)の割当は０
のまゝである。 第８行はブロツク１４１１によるbn(3)のビツト
割当の丸めの結果を示している。第９行は丸め誤
差bn(3)−bn(4)を示している。第８行のビツト割当
の和はM^＝21であるから、第９行目の最小の丸め
誤差（最も負）を持つb2 (4)の割当から１ビツトが
減算される。（ブロツク１４１７）。この結果第10
行目のビツト割当の和はM^＝Ｍ＝20となり、その
ブロツクの最終ビツト割当（第10行目）がストア
１３３５に蓄積されて量子化回路１０９で使用さ
れる。第10行目のビツト割当は第１行目の
V′（ｎ）の関数である。従つてV′(1)＝100に対し
てb1は５であるが、V′(4)＝２に対してb4は０であ
る。上述の例では簡単化のため8DCT係数の信号
を利用している。実際には、各ブロツクについて
大きい係数の集合、例えば２５６の集合を用い
る。しかし第１４図に示したビツト割当の方法は
同じである。 適応計算機１３２からのＶ（ｎ）信号は量子化
回路１０９の割算器１１０―１乃至１１０―Ｎ―
１に与えられ、こゝで遅延１０８からの各々の
XDCT（ｎ）信号は対応するＶ（ｎ）信号によつて割
算される。例えばXDCT（０）信号は割算器１１０
―０で計算機１３２からの信号Ｖ（０）によつて
割算され、信号XDCT（０）／Ｖ（０）を生ずる。同
様にして割算器１１０―１乃至１１０―Ｎ―１は
夫々信号XDCT(1)／Ｖ(1)，XDCT(2)／Ｖ(2)，……，
VDCT（Ｎ―１）／Ｖ（Ｎ―１）を生ずる。割算器１
１０―０の出力は量子化回路１１１―０に与えら
れ、これは計算機１３２からの符号化されたビツ
ト割当信号b0に応動して動作し、信号XDCT
（０）／Ｖ（０）を量子化して信号XDCT（０）／Ｖ
（０）のb0ビツトを表わすデイジタル符号Ｑ（０）
を生ずる。量子化回路１１１―１乃至１１１―Ｎ
―１は同様にXDCT(1)／Ｖ(1)乃至XDCT（Ｎ―１）／
Ｖ（Ｎ―１）の信号に対してデイジタル符号Ｑ(1)，
Ｑ(2)，……，Ｑ（Ｎ―１）を生ずる。信号XDCT
（ｎ）／Ｖ（ｎ）に対するデイジタル符号Ｑ（ｎ）
のビツトの数は計算機１３２からのbn割当信号
によつて決定される。量子化回路１０９からのＮ
個の出力符号Ｑ（０），Ｑ(1)，……，Ｑ（Ｎ―１）
は符号器１２０から得られたVm、ＰおよびPG信
号および符号器１４４から得られたPN信号と共
にマルチプレクサ１１２に与えられる。マルチプ
レクサ１１２は当業者には周知のようにその入力
におけるデイジタル符号化された信号を通信回線
１４０に対して順次に与える。 第２図は本発明の一実施例たる音声信号復号器
の一般的ブロツク図を示している。第２図の復号
器は適応的に量子化された離散コサイン変換係数
コードＱ（ｎ）、予測パラメータ符号Wmおよび符
号化されたＰ，PGおよびPNを受信して、ブロツ
クに対応する音声信号（ｔ）を生ずるように動
作する。Ｑ（ｎ）信号符号はデマルチプレクサ２
０１によつてWm符号およびＰ，PG，PN符号信
号と分離され、デマルチプレクサは信号Ｑ（ｎ）
を遅延２０２を通してDCT係数復号器２０３に
与える。デマルチプレクサ２０１からのWm，
Ｐ，PGおよびPN信号は適応回路２３４の復号器
２２２に与えられ、この回路はDCT係数復号器
２０３に対して適応信号Vr（ｎ）とbn′を与える。
適応回路２３４は第１図の適応回路１３４と似て
いるが、自己相関器１１３、パラメータ計算機１
１５、ピツチ分析器１１７、符号器１２０に対応
する回路は異つている。 復号器２２２は回線１４０から誘導された信号
Wm″をLPC計算機２２４に供給するが、これは
LPC計算機１２４と本質的に似ている。LPC計
算機２２４によつて発生されたam′線形予測係数
はフオルマント・スペクトル・レベル発生器２２
６によつて利用され、そのブロツクのフオルマン
ト・スペクトル・レベル信号σ′F（０），σ′F(1)，
…
…，σ′F（Ｎ―１）を生ずる。回路２２６は第９図
に詳細に示された回路１２６と本質的に同様であ
る。これらのσF(K)のスペクトルは第１６図の波形
１６０７に図示されている。復号器２２２からの
P″およびPG″信号に応動して、ピツチ・スペクト
ル・レベル発生器２２８はピツチ励起スペクトル
信号σ′P（０），σ′P(1)，……，σ′P（Ｎ―１）を
生ず
る。回路２２８は第８図に詳しく図示した回路１
２８と本質的に同一である。 正規化回路２３０は信号σ′F(K)とσ′P(K)を組合せ
て、この結果を第１１図に関連して先に述べたよ
うに復号器２２２からの復号された信号PN″に対
して正規化するように動作する。第２０図は正規
化回路２３０の詳細なブロツク図を示す。第２０
図を参照すれば、乗算器２００１―０乃至２００
１―Ｎ―１の各々は信号 σ′J(K)＝σ′P(K)σ′F(K) Ｋ＝０，１，……，Ｎ―１ を形成するように動作する。乗算器２００１―０
は発生器２２８からのσ′P（０）ピツチ励起スペク
トル・レベル信号と発生器２２６からのσ′F（０）
フオルマントスペクトルレベル信号を受信して、
ジヨイント・スペクトル・レベル信号σ′J（０）＝
σ′P（０）σ′F（０）を与える。同様にして信号σ′
J
(1)，σ′J(2)，……，σ′J（Ｎ―１）はそれぞれ乗算
器
２００１―１乃至２００１―Ｎ―１から得られ
る。復号器２２２からの復号された正規化係数
PN″は各乗算器２０１６―０乃至２０１６―Ｎ―
１に与えられる。乗算器２００１―０からのσ′J
（０）信号およびPN″信号に応動して、乗算器２
０１６―０はステツプサイズ制御信号Vr（０）を
形成する。同様に次式に従つて乗算器２０１６―
１乃至２０１６―Ｎ―１ではVr(1)，Vr(2)、…
…，Vr（Ｎ―１）信号が形成される。 Vr（ｎ）＝σ′J（ｎ）PN″ ｎ＝０，１，……，Ｎ―１ 次式 V′r（ｎ）＝Vr（ｎ）σ′F（ｎ）rKn ｎ＝０，１，……，Ｎ―１ に従うV′r（ｎ）信号は指数回路２０１８―０乃
至２０１８―Ｎ―１および乗算回路２０１９―０
乃至２０１９―Ｎ―１の組合せによつて発生され
る。例えば、スペクトル・レベル信号σ′J（０）は
指数回路２０１８―０によつてｒ乗され、定数ｒ
は定数発生器２０５０か与えられる。σ′J（０）の
ｒ乗は乗算器２０１６―からの信号Vr（０）およ
び定数発生器２０５０からの定数K0と乗算器２
０１９―０によつて乗ぜられ、V′r（０）信号が
形成される。V′r(1)乃至V′r（Ｎ―１）の信号は同
様にして発生される。このジヨイント・スペクト
ル・レベル信号σ′J（ｎ）のスペクトルは第１６図
の波形１６０９に図示されている。正規化回路２
３０の出力Vr（ｎ）およびV′r（ｎ）は適応計算機
２３２に与えられるが、これは適応計算機１３２
と本質的に同様のものである。ブロツクビツト割
当コードbn′およびVr（ｎ）はそれぞれ線２４２
および２４４を経由して適応計算機からDCT係
数復号器２０３に与えられる。 DCT係数復号器２０３は遅延２０２を経由し
て適応の形式でＱ（ｎ）信号をデマルチプレクサ
２０１から受信する。遅延２０２からの符号Ｑ
（０），Ｑ(1)，……，Ｑ（Ｎ―１）の単一のビツト
の流れにおいては、連続したコードの間には識別
された境界はない。適応計算機２３２からのビツ
ト割当コードbn′が遅延２０２からのビツトの流
れを、各々がＱ（ｎ）符号に対応する分離した信
号に分割するのに利用される。第１図の音声符号
器のbnコードに対応するビツト割当コードbn′は
第１８図の波形１８０３で示されている。ビツト
割当コードbo′は２である。従つてDCT係数復号
器２０３に与えられるビツトの流れの内のはじめ
の２ビツトは符号信号Ｑ（０）として分離される。
波形１７０３からのb1′は１であるから、ビツト
流の次のビツトは符号信号Ｑ(1)として分離され
る。bn′の符号が０であるときには対応するＱ
（ｎ）信号は０であつて、ビツトは分離されない。 Ｑ（０），Ｑ(1)，……，Ｑ（Ｎ―１）の符号信号
が分離された後で、各符号は当業者には周知の方
法で復号される。各符号Ｑ（ｎ）は適応計算機２
３２から得られるピツチ励起制御スペクトル・レ
ベルを表わす係数Vr（ｎ）によつて乗ぜられる。
このようにして、各Ｑ（ｎ）信号は離散コサイン
変換係数信号YDCT（ｎ）＝Ｑ（ｎ）・Ｖ（ｎ）に変換
される。各YDCT（ｎ）信号は第１図のDCT回路１
０７で発生されるXDCT（ｎ）信号に対応する。
YDCT（ｎ）の予測できない成分はＱ（ｎ）符号信号
によつて与えられ、YDCT（ｎ）の予測できる成分
はbn′および別に伝送されるWm，Ｐ，PGおよび
PN信号によつて供給される。DCT係数復号器２
０３の出力で利用できるブロツクのYDCT（ｎ）信
号はYDCT（ｎ）信号の逆離散コサイン変換によつ
て信号サンプルの写しに変換される。 第１５図はDCT係数復号器を詳細に示してい
る。第１５図を参照すれば、遅延２０２からのＱ
（ｎ）信号符号の直列ビツトの流れは復号器１５
０５―０乃至１５０５―Ｎ―１のデータ入力に与
えられる。適応計算機２３２からのビツト割当符
号bn′はアドレス符号の係列を形成するように動
作するアドレス論理１５０１に供給される。アド
レス論理１５０１はビツト割当符号によつて制御
される計数装置によつてアドレス符号の係列を発
生し、同一のアドレスｎはbn′回供給される。論
理１５０１からのアドレス符号はセレクタ１５０
３のアドレス入力に与えられる。クロツク２４０
からのCLSクロツクパルスは、これによつて復号
回路１５０５―０乃至１５０５―Ｎ―１に選択的
に与えられ、Ｑ（ｎ）ビツトはアドレス論理１５
０１によつてアドレスされる復号器に挿入され
る。例えばbo′信号はセレクタ１５０３を動作し
て、Ｑ（０）ビツトがＱ（ｎ）の直列ビツト流に存
在する間に復号器１５０５を付勢する。Ｑ（０）
ビツトが復号器１５０５―０に挿入された後で、
セレクタ１５０３は復号器１５０５―１（図示せ
ず）を動作して、アドレス論理１５０１に与えら
れたb1′割当符号に応動するようにする。これに
よつてＱ(1)ビツトは復号器１５０５―１に挿入さ
れる。同様にしてＱ(2)乃至Ｑ（Ｎ―１）の符号ビ
ツトは夫々復号器１５０５―２乃至１５０５―Ｎ
―１に与えられる。 復号器１５０５―０乃至１５０５―Ｎ―１の出
力は夫々乗算器１５０７―０乃至１５０７―Ｎ―
１の入力に接続されている。各乗算器は復号器１
５０５―ｎからの符号と適応計算機２３２からの
Vr（ｎ）符号に応動して積Ｑ（ｎ）・Vr（ｎ）を形
成するように動作する。乗算器１５０７―０では
積符号YDCT（０）＝Ｑ（０）・Vr（０）が形成され、
乗算器１５０７―Ｎ―１では積符号YDCT（Ｎ―１）
＝Ｑ（Ｎ―１）・Vr（Ｎ―１）が形成される。同様
に、符号YDCT(1)，YDCT(2)，……，YDCT（Ｎ―２）
は夫々乗算器１５０７―１乃至１５０７―Ｎ―２
で形成される。乗算器１５０７―０乃至１５０７
―Ｎ―１の出力ですべての積符号YDCT（ｎ）が利
用できるようになつたときに、クロツク２４０か
らのクロツクパルスCLB′がラツチ１５０９―０
乃至１５０９―Ｎ―１を付勢し、離散コサイン変
換係数信号YDCT（０），YDCT(1)，……，YDCT（Ｎ―
１）が逆DCT回路２０７に供給される。 逆DCT回路２０７は第１図のバツフアレジス
タ１０５によつて与えられるＸ（０），Ｘ(1)，…
…，Ｘ（Ｎ―１）信号に対応する信号サンプル符
号Ｙ（０），Ｙ(1)，……，Ｙ（Ｎ―１）を次式に従
つて形成するようになつている。 第１２図の回路においては、信号Ｙ（ｎ）は次
式に従う2N点の逆高速フーリエ変換法によつて
与えられる。 Ｙ（ｎ）＝１／2N2N-1 〓K=0 Ｗ(K)ej2π／2Nnk (21) WR（０）＝２√YDCT（０） Ｋ＝０のとき (22) Wr（０）＝２√YDCT（０）cin0＝０ WR(K)＝√2YDCT(K)cosKπ／2N Ｋ＝１，２，……，Ｎ―１のとき (23) WI(K)＝√2YDCT(K)cinKπ／2N WR（Ｎ）＝WI（Ｎ）＝０ Ｋ＝Ｎのとき (24) WR(K)＝WR（2N−Ｋ） Ｋ＝Ｎ＋１，Ｎ＋２，……，2N―１のとき
(25) WI(K)＝WI（2N−Ｋ） 添字Ｒは信号Ｗ(k)の実部を示し、添字Ｉは信号
Ｗ(k)の虚部を表わす。 第１２図を参照すれば、乗算器１２０１―０は
信号YDCT（０）と定数発生器１２５０からの信号
２√とに応動して式（22）に従つて信号WR
（０）を生ずるように動作する。信号WR（０）は
線１２０４―０を経由してマルチプレクサ１２０
９に与えられる。WI（０）に対応する０信号はリ
ード１２０５を経由してマルチプレクサ１２０９
に与えられる。同様にして、信号WR(1)とWI(1)は
それぞれ乗算器１２０１―１で発生される。これ
らの信号はリード１２０４―１および１２０５―
１を通してマルチプレクサに与えられ、またリー
ド１２０４―２Ｎ―１および１２０５―２Ｎ―１
を経由して第１２図に示すようにWR（2N―１）
を与える。マルチプレクサ１２０１―Ｎ―１の出
力は線１２０４―Ｎ―１を通してWR（Ｎ―１）信
号として、また線１２０４―Ｎ＋１を通してWR
（Ｎ＋１）信号としてマルチプレクサ１２０９に
与えられる。マルチプレクサ１２０２―Ｎ―１の
出力は式25に従つて線１２０５―Ｎ―１を通して
W1（Ｎ―１）信号として、また線１２０５―Ｎ＋
１を通してW1（Ｎ＋１）信号としてマルチプレク
サ１２０９に与えられる。式24に従つて線１２０
４―Ｎおよび１２０５―Ｎを通して０信号がマル
チプレクサに与えられる。4N個のWR(K)とWI(K)
の信号がカウンタ１２２０の制御下にIFFT回路
１２１０に順次に与えられる。IFFT回路１２１
０は式21に従つてｎ＝０，１、……，Ｎ―１とし
てブロツクのＹ（ｎ）信号を形成するように動作
する。 DCT係数復号器２０３からYDCT（０），YDCT(1)，
……，YDCT（Ｎ―１）信号が利用できるようにな
つたとき、CLB′信号に応動して、フリツプ―フ
ロツプ１２２７は高レベルのA20信号を生じ、パ
ルス発生器１２３０がS30の制御パルスを与え、
このパルスがカウンタ１２２０を０状態にリセツ
トする。次にマルチプレクサ１２０９は線１２０
４―０をIFFT回路１２１０の入力に接続する。
パルスS30が終了すると、パルスS31がパルス発生
器１２３４から発生し、このS31パルスがWR（０）
信号をIFFT回路１２１０に挿入する。パルスS32
はS31の後縁で発生器１２３６によつて発生され、
次にカウンタ１２２０をその第１の状態に進め
る。S31とS32のパルスの系列は比較器１２２１に
応動してくりかえれ、カウンタ１２２０の状態が
4Nより小さいか、等しい間は、高レベルのJ20信
号を与える。次のS31パルスが信号WI（０）を
IFFT回路１２１０に与え、次のS32パルスがカウ
ンタ１２２０を歩進する。このようにして、信号
WR（０），WI（０），WR(1)，WI(1)，……，WR（Ｎ
―１），WI（Ｎ―１）は次次にIFFT回路に正順に
入れられる。カウンタ１２２０が第2N番と第
（2N＋１）番の状態にあるときにはWR（Ｎ）＝０
とWI（Ｎ）＝０の信号がIFFT回路１２２０に入れ
られる。状態2N＋２と4Nの間では系列WR（Ｎ―
１），WI（Ｎ―１），WR（Ｎ―２），WI（Ｎ―２），
……，WR(1)，WI(1)がIFFT回路に逆順に入れら
れる。 S32パルスによつてカウンタ１２２０が4N＋１
状態に増分したときには、比較器１２２１からの
信号J21は高レベルとなる。ANDゲート１２４０
は付勢されて、ANDゲート１２４３からS14パル
スが得られる。パルスSI4に応動して、IFFT回路
１２１０は式21に従つて信号Ｙ（ｎ）を形成する
ようになる。信号Ｙ（Ｎ―１）の形式の後、
IFFT回路からE20パルスが得られ、このE20パル
スはフリツプ―フロツプ１２２７をリセツトし、
パルス発生器１２３０を動作してこれが次のS30
パルスを生ずるようにする。S30パルスは再びカ
ウンタ１２２０を０状態にリセツトし、IFFT回
路１２１０からラツチ１２１５―０乃至１２１５
―Ｎ―１に対して信号Ｙ（０），Ｙ(1)，……，Ｙ
（Ｎ―１）が転送される準備をする。カウンタ１
２２０からの０状態アドレスはパルス発生器１２
３４からの次のS31パルスがラツチ１２１５―０
にセレクタ１２１３を通してクロツクを与え、
IFFT回路１２１０を動作してIFFT回路からＹ
（０）信号がラツチ１２１５―０に入れられるよ
うにする。次にS32パルスがパルス発生器１２３
６によつて発生され、カウンタ１２２０は次の状
態に増分される。カウンタの状態０とＮ―１の間
では、セレクタ１２１３の制御下に信号Ｙ(1)，Ｙ
(2)，……，Ｙ（Ｎ―１）は順次にラツチ１２１５
―Ｎ乃至１２１５―Ｎ―１に転送される。 カウンタ１２２０が4N＋１の状態に達すると、
パルス発生器１２３８からのパルスと高レベルの
J21およびA21信号に応動してANDゲート１２４
０と１２４４が付勢され、これによつてゲート１
２４４によつてEIDCTパルスが発生する。EIDCTパ
ルスはＹ（０），Ｙ(1)，……，Ｙ（Ｎ―１）信号を
バツフア・レジスタ２０８に転送するように動作
する。これは当業者には周知のようにＹ（０），Ｙ
(1)，……，Ｙ（Ｎ―１）信号を一時的に蓄積し、
これをシステムのクロツク周波数の速度、たとえ
ば１／（8KHz）で直列の系列とするように動作
する。バツフアレジスタ２０８からＹ（ｎ）信号
はＤ／Ａ変換器２０９によつてアナログ音声サン
プル信号（ｎ）に変換される。ブロツクの音声
信号セグメントを表わすアナログサンプル信号
（ｎ）は、フイルタ２１１によつて低減波され、
当業者には周知の信号の写しを形成する。
（ｔ）信号はトランスデユーサ２１５によつて音
声波形に変換される。 第３図乃至第１２図、第１５図、第２０図のゲ
ート・カウンタ・マルチプレクサ、比較器、符号
器、復号器、加算器、減算器、累算器は当業者に
は周知であり、1976年のテキサス・インストルメ
ント社刊の設計技術者のためのTTLデータブツ
クの中に示されている回路で構成できる。第４
図、第５図、第８図、第９図、第１１図、第１２
図、第１５図および第２０図に示されている乗算
回路はTRW社製のMP12AJでよい。平方根回路
８１４―０乃至８１４―Ｎ―１，９１４―０乃至
９１４―Ｎ―１、指数回路１１１８―０乃至１１
１８―Ｎ―１および２０１８―０乃至２０１８―
Ｎ―１の各々はテキサス・インストルメント社の
74LS471のようなプログラム可能なROMを当業
者には周知のルツク・アツプ表として用いること
によつて実現できる。高速フーリエ変換回路８０
３，９０３および逆高速フーリエ変換回路５０５
および１２１０は前述のスミスの特許に示された
回路で構成してよい。 以上本発明について、その一実施例を参照して
説明して来た。本発明の精神と範囲を逸脱するこ
となく、これに対して種々の変形や変更を行なう
ことが当業者には可能である。例えば、この実施
例は離散コサイン変換装置を用いているが、離散
フーリエ変換のような他の周波数領域における離
散的変換を用いても良いことが理解されるであろ
う。
【表】
【表】
【表】
【表】
【表】
【表】
【表】
【表】
第１図は本発明の一実施例たる音声信号符号器
の一般的ブロツク図、第２図は本発明の一実施例
たる音声信号復号器の一般的ブロツク図、第３図
は第１図および第２図に使用されるクロツクと第
１図のバツフア・レジスタの詳細なブロツク図、
第４図は第１図の回路に有用な離散コサイン変換
回路の詳細なブロツク図、第５図は第１図の回路
に有用な自己相関回路の詳細なブロツク図、第６
図は第１図の回路に有用なピツチ分析器の詳細な
ブロツク図、第７図および第８図は第１図および
第２図の回路に使用されるピツチ・スペクトル・
レベル発生器の詳細なブロツク図、第９図は第１
図および第２図の回路に使用されるフオルマン
ト・スペクトル・レベル発生器の詳細なブロツク
図、第１０図および第１１図は第１図の回路に使
用される正規化回路の詳細なブロツク図、第１２
図は第２図の回路に使用される逆離散コサイン変
換回路の詳細なブロツク図、第１３図は第１図お
よび第２図の回路に有用なデイジタル処理装置の
ブロツク図、第１４図は第１図および第２図の回
路のビツト割当動作を示すフローチヤート、第１
５図は第２図の回路で使用されるDCT復号器の
詳細なブロツク図、第１６図、第１７図、第１８
図および第１９図は第１図および第２図の回路の
動作を説明するのに有用な波形図、第２０図は第
２図の回路に使用される正規化回路の詳細なブロ
ツク図である。
の一般的ブロツク図、第２図は本発明の一実施例
たる音声信号復号器の一般的ブロツク図、第３図
は第１図および第２図に使用されるクロツクと第
１図のバツフア・レジスタの詳細なブロツク図、
第４図は第１図の回路に有用な離散コサイン変換
回路の詳細なブロツク図、第５図は第１図の回路
に有用な自己相関回路の詳細なブロツク図、第６
図は第１図の回路に有用なピツチ分析器の詳細な
ブロツク図、第７図および第８図は第１図および
第２図の回路に使用されるピツチ・スペクトル・
レベル発生器の詳細なブロツク図、第９図は第１
図および第２図の回路に使用されるフオルマン
ト・スペクトル・レベル発生器の詳細なブロツク
図、第１０図および第１１図は第１図の回路に使
用される正規化回路の詳細なブロツク図、第１２
図は第２図の回路に使用される逆離散コサイン変
換回路の詳細なブロツク図、第１３図は第１図お
よび第２図の回路に有用なデイジタル処理装置の
ブロツク図、第１４図は第１図および第２図の回
路のビツト割当動作を示すフローチヤート、第１
５図は第２図の回路で使用されるDCT復号器の
詳細なブロツク図、第１６図、第１７図、第１８
図および第１９図は第１図および第２図の回路の
動作を説明するのに有用な波形図、第２０図は第
２図の回路に使用される正規化回路の詳細なブロ
ツク図である。
【表】
段
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 所定の周波数で音声信号をサンプリングする
手段、 該音声信号サンプルをブロツクに区分する手
段、 該音声サンプルの各ブロツクに応答してそのお
のおのが所定の周波数における音声サンプルのブ
ロツクの離散周波数領域変換係数を表わす第１の
信号の集合を発生する手段、 適応信号の集合を発生する手段、および 該離散周波数領域変換の第１の信号の集合と該
適応信号の集合の両者に応答して該ブロツクに対
し適応的量子化離散変換係数符号化信号の集合を
生成する手段とからなる音声信号処理回路におい
て、 該適応信号の集合を発生する手段が、 該ブロツクの離散周波数領域変換係数を表わす
該第１の信号の集合に応答して該ブロツクの線形
予測パラメータを表わす信号の集合を発生する手
段、 該ブロツクの離散周波数領域変換係数を表わす
該第１の信号の集合に応答して該ブロツクのピツ
チ励起を表わす信号の集合を発生する手段、 該ブロツクの該第１の信号の集合に応答して形
成された該ブロツクの線形予測パラメータを表わ
す信号の集合を該ブロツクのフオルマント・スペ
クトルを表わす第２の信号の集合に変換する手
段、 該ブロツクの該第１の信号の集合に応答して形
成された該ブロツクのピツチ励起を表わす信号の
集合を該ブロツクのピツチ励起のスペクトルを表
わす第３の信号の集合に変換する手段、 該ブロツクの該フオルマント・スペクトルを表
わす該第２の信号の集合を該ブロツクの該ピツチ
励起スペクトルを表わす該第３の信号の集合で修
正しピツチ励起制御スペクトル・レベル信号の集
合を形成する手段、および 該ピツチ励起制御スペクトル・レベル信号の該
集合に応答して該滴応信号の集合を生成する手段
とを含み、 該適応信号の集合を発生する手段は該ピツチ励
起制御スペクトル・レベル信号の集合に応動し
て、第１の信号周波数のおのおのに征対するビツ
ト割当信号とステツプサイズ制御信号を発生する
ように構成されており、該ビツト割当信号とステ
ツプサイズ制御信号は該ブロツクに対し該適応量
子化離散変換係数符号信号の集合を発生する手段
に与えられることを特徴とする音声処理回路。 ２ 特許請求の範囲第１項に記載の音声信号処理
回路において、該ブロツクの該第１の信号の集合
に応動する手段が、該ブロツクの該第１の信号の
集合の目己相関を表わす信号を形成するようにな
つており、該ブロツクの線形予測パラメータを表
わす信号を該第２の信号に変換する手段は該自己
相関を表わす信号に応動して各第１の信号周波数
におけるフオルマント・スペクトル・レベル信号
を発生するようになつており；該ブロツクのピツ
チ励起を表わす信号の集合を該自己相関を表わす
信号に変換する手段は該自己相関を表わす信号に
応動して各第１の信号周波数におけるピツチ励起
スペクトル・レベル信号を発生するようになつて
おり；該修正手段は各第１の信号周波数における
フオルマント・スペクトル・レベルとピツチ励起
スペクトル・レベル信号を組合わせて各第１の信
号周波数における第１のピツチ励起制御スペクト
ル・レベル信号を形成するようになつていること
を特徴とする音声信号処理回路。 ３ 特許請求の範囲第２項に記載の音声信号処理
回路において、該ブロツクのピツチ励起を表わす
信号の集合を該第３の信号の集合に変換する手段
は、 該ブロツクの自己相関を表わす信号に応動して
該ブロツクの該第１の信号の集合のピツチ励起を
表わすインパルス列信号を形成する手段と、該ピ
ツチを表わすインパルス列信号に応動しておのお
のが第１の信号周波数でのピツチ励起スペクト
ル・レベルを表わす信号の集合を発生する手段と
を含むことを特徴とする音声信号処理回路。 ４ 特許請求の範囲第３項に記載の音声信号処理
回路において、該ブロツクの線形予測パラメータ
を表わす信号の集合を該第２の信号に変換する手
段は、 該ブロツクの自己相関を表わす信号に応動して
該ブロツクの第１の信号の集合の予測パラメータ
を表わす信号の集合を発生する手段と；該ブロツ
クの該第１の信号の集合の該予測パラメータを表
わす信号の集合に応動して各第１の信号周波数に
おけるフオルマント・スペクトル・レベル信号を
発生する手段とを含むことを特徴とする音声信号
処理回路。 ５ 特許請求の範囲第４項に記載の音声信号処理
回路において、該ピツチを表わすインパルス列信
号の形成手段は、 該ブロツクの自己相関信号に応動して該ブロツ
クの該自己相関信号の最大値に対応する信号
（Rmax）と該自己相関信号の最大値の発生する
時間に対応するピツチ周期信号Ｐとを決定する手
段と；該決定された自己相関信号の最大値
（Rmax）と該ブロツクにおける該自己相関信号
の初期値（Ｒ（０））とに応動して該自己相関信号
の最大値の該自己相関信号の初期値に対する比に
対応するピツチ利得信号PGを形成する手段、お
よび；該ピツチ利得および該ピツチ周期信号の両
者に応動してｎ＝KP＋Ｐ／２に対してＺ（ｎ）＝Pk G であつて他のすべてのｎ＜Ｎ―１に対してはＯで
あるピツチインパルス列信号を発生する手段（た
だしｎ＝０，１，２……，Ｎ―１；ｋ＝０，１， ……，Ｎ−１−Ｐ／２／ＰでＮは離散領域変換係数の 数である）とを含むことを特徴とする音声処理回
路。 ６ 特許請求の範囲第１項乃至第５項のいずれか
に記載の音声信号処理回路において、おのおのの
第１の信号は所定の周波数における音声サンプル
の該ブロツクの離散コサイン変換係数を表わし、
おのおのの適応量子化された離散変換係数符号信
号は適応量子化離散コサイン変換係数符号信号で
あることを特徴とする音声信号処理回路。 ７ 所定の周波数で音声信号をサンプリングする
手段、 該音声信号サンプルをブロツクに区分する手
段、 該音声サンプルの各ブロツクに応答して所定の
周波数における音声サンプルのブロツクの離散周
波数領域変換係数をそのおのおのが表わす第１の
信号の集合を発生する手段、 第１の適応信号の集合を発生する手段、および 該離散周波数領域変換係数の第１の信号の集合
と該第１の適応信号の集合の両者に応答して該ブ
ロツクに対し適応的量子化離散変換係数符号化信
号の集合を生成する手段とからなる音声信号処理
回路において、 該第１の適応信号の集合を発生する手段が、 該ブロツクの離散周波数領域変換係数を表わす
該第１の信号の集合に応答して該ブロツクの線形
予測パラメータを表わす信号の集合を発生する手
段、 該ブロツクの離散周波数領域変換係数を表わす
該第１の信号の集合に応答して該ブロツクのピツ
チ励起を表わす信号の集合を発生する手段、 該ブロツクの該第１の信号の集合に応答して該
ブロツクの該第１の信号の集合の自己相関を表わ
す信号を形成する手段、 該ブロツクの該第１の信号の集合に応動して形
成された該ブロツクの線形予測パラメータ信号を
表わす信号の集合をブロツクのフオルマント・ス
ペクトルを表わす第２の信号の集合に変換する手
段であつて、該ブロツクの自己相関を表わす信号
に応動して該ブロツクの第１の信号の集合の予測
パラメータを表わす信号の集合を発生する手段と
該ブロツクの第１の信号の集合の予測パラメータ
を表わす信号の集合に応動して各第１の信号周波
数でフオルマント・スペクトル・レベル信号を発
生する手段とを含む変換する手段、 該ブロツクの第１の信号の集合に応動して形成
された該ブロツクのピツチ励起を表わす信号の集
合を該ブロツクのピツチ励起のスペクトルを表わ
す第３の信号に変換する手段であつて、該ブロツ
クの自己相関信号に応動して該ブロツクの該自己
相関信号の最大値に対応する信号（Rmax）と該
自己相関信号の最大値の発生する時間に対応する
ピツチ周期信号Ｐとを決定する手段と；該決定さ
れた自己相関信号の最大値（Rmax）と該ブロツ
クにおける該自己相関信号の初期値（Ｒ（０））と
に応動して該自己相関信号の最大値の該自己相関
信号の初期値に対する比に対応するピツチ利得信
号PGを形成する手段、および；該ピツチ利得お
よび該ピツチ周期信号の両者に応動してｎ＝KP
＋Ｐ／２に対してＺ（ｎ）＝Pk Gであつて他の全てのｎ ＜Ｎ―１に対しては０であるピツチインパルス列
信号を発生する手段（ただしｎ＝０，１，２ ……，Ｎ―１；ｋ＝０，１，……，Ｎ−１−Ｐ／２／Ｐ でＮは離散領域変換係数の数である）とを含む変
換する手段、 該ピツチ励起制御スペクトル・レベル信号の集
合に応動して第１の信号周波数のおのおのに対す
るビツト割当信号とステツプサイズ制御信号を発
生する手段、 該第１の信号周波数に関する該ビツト割当信号
と該ステツプサイズ制御信号の集合に応動して該
第１の適応信号の集合を生成する手段、 該ブロツクの第１の信号に対する該適応量子化
離散変換係数符号信号と、該予測パラメータ信号
の集合と、該ピツチ周期信号と、該ピツチ利得信
号とを多重化する手段、 該重化手段に接続されて該ブロツクの適応量子
化された離散変換係数符号信号を該ブロツクの該
予測パラメータ信号の集合と、該ピツチ周期信号
と、該ピツチ利得信号とから分離する手段、 該分離手段からのブロツクの予測パラメータ信
号の集合と、該ピツチ周期信号と、該ピツチ利得
信号とに応動して該ブロツクの第２の適応信号の
集合を形成する手段と、 該ブロツクの適応量子化離散変換係数符号信号
の集合と該第２の適応信号形成手段からの該第２
の適応信号の集合の両者に応動して該ブロツクの
適応量子化離散変換係数符号信号を復号する手段
と、 該復号手段からの復号された該離散変換係数符
号信号の集合に応動してブロツクの音声サンプル
を表わす第４の信号の集合を発生する手段と、 該第４の信号を該サンプルされた音声信号の写
しに変換する手段とを含み、 該第２の適応信号形成手段は： 該分離手段からの該予測パラメータ信号の集合
に応動して該ブロツクの第１の信号のフオルマン
ト・スペクトルを表わす第５の信号の集合を発生
する手段と；分離手段からの該ピツチ周期および
ピツチ利得信号に応動して該ブロツクの第１の信
号の集合のピツチ励起スペクトルを表わす第６の
信号の集合を発生する手段と；該第５および第６
の信号を組合わせて該ブロツクの第２のピツチ励
起制御スペクトル・レベル信号の集合を形成する
手段と；該第２のピツチ励起制御スペクトル・レ
ベル信号の集合に応動して適応量子化された離散
変換係数符号信号のおのおのに対するビツト割当
信号とステツプ・サイズ制御信号を発生する適応
計算機手段とを含むことを特徴とする音声信号処
理回路。
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