JPH0157522B2

JPH0157522B2 -

Info

Publication number: JPH0157522B2
Application number: JP58121859A
Authority: JP
Inventors: Kunio Sekimoto
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1983-07-04
Filing date: 1983-07-04
Publication date: 1989-12-06
Also published as: JPS6014509A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は、映像信号、音声信号、その他任意の
信号を角度変調し、伝送または記録再生し、復調
してもとの信号を得る装置に利用できる角度復調
装置に関する。[Detailed Description of the Invention] Industrial Application Field The present invention can be used in a device that angle-modulates a video signal, audio signal, or any other arbitrary signal, transmits or records/plays it, and demodulates it to obtain the original signal. The present invention relates to an angle demodulator.

従来例の構成とその問題点一般に映像信号の記録再生装置（VTR）では
周波数変調（角度変調の一つ）が用いられてい
る。これは、映像信号は直流から4MHzの広帯域
を持つており、限られた帯域のテープ、ヘツド系
で効率良く、Ｓ／Ｎ良く記録再生するためであ
る。周波数変調では、再生出力の振幅変動の影響
をリミツタ（振幅制限器）で取り除くことができ
る。Conventional configurations and their problems Frequency modulation (one type of angle modulation) is generally used in video signal recording and reproducing devices (VTRs). This is because the video signal has a wide band from DC to 4MHz, and can be recorded and reproduced efficiently and with a good S/N ratio on tape and head systems with limited bands. In frequency modulation, the influence of amplitude fluctuations in the reproduced output can be removed by a limiter (amplitude limiter).

第１図に、従来のVTRの映像信号処理部のブ
ロツク図を示す。第１図において、１は映像信号
入力端子、２は周波数変調器、３は記録増幅器、
４はヘツド、５は再生増幅器、６はスイツチ、７
は振幅制限器、８は周波数復調器、９は映像信号
出力端子である。端子１に印加された映像信号
は、周波数変調器２で周波数変調され、記録増幅
器３で増幅され、ヘツド４を介してテープ（図示
せず）に記録される。ヘツド４から再生された信
号は、再生増幅器５、記録再生切換スイツチ６を
通じて振幅制限器７、周波数復調器８で復調さ
れ、端子９にもとの映像信号が得られる。 FIG. 1 shows a block diagram of a video signal processing section of a conventional VTR. In FIG. 1, 1 is a video signal input terminal, 2 is a frequency modulator, 3 is a recording amplifier,
4 is a head, 5 is a regenerative amplifier, 6 is a switch, 7
8 is an amplitude limiter, 8 is a frequency demodulator, and 9 is a video signal output terminal. A video signal applied to a terminal 1 is frequency modulated by a frequency modulator 2, amplified by a recording amplifier 3, and recorded on a tape (not shown) via a head 4. The signal reproduced from the head 4 is demodulated by an amplitude limiter 7 and a frequency demodulator 8 through a reproduction amplifier 5 and a recording/reproduction changeover switch 6, and the original video signal is obtained at a terminal 9.

今、入力映像信号の角周波数をｐ、周波数変調
の搬送波の角周波数をω_c、角周波数偏移をΔωと
すると、入力映像信号は e_S＝Acos pt と表わされ、この信号e_Sで搬送波を周波数変調す
ると、その角周波数は ω＝ω_c＋Δωcos pt 従つて位相は ∫ωdt＝ω_cｔ＋Δω／ｐsin pt となり被周波数変調信号は e_FM＝Bcos（ω_cｔ＋Δω／ｐsin pt）＝Ｂ〔J_O（m_f）cosω_cｔ＋J₁（m_f）cos（ω_c＋ｐ）ｔ−J₁（m_f）cos（ω_c
−ｐ）ｔ＋J₂（m_f）cos（ω_c＋2p）ｔ＋J₂（m_f）cos（ω_c
−2p）ｔ＋J₃（m_f）cos（ω_c＋3p）ｔ−J₃（m_f）cos（ω_c
−3p）ｔ＋J_o（m_f）cos（ω_c＋ｎ）ｔ＋（−１）ⁿJ_o（m_f）cos（ω_c−np）ｔ〕 ……(1) となる。ここで、 m_f＝Δω／ｐ：変調指数 J_o（m_f）：第１種ベツセル関数 VTRで用いられる周波数変調は、テープ、ヘツ
ドド系の限られた帯域内でＳ／Ｎ良く再生信号を
得るため、搬送波角周波数ω_cと、角周波数偏移
Δωの比を比較的大きくしている。例えば、搬送
波周波数_c＝ω_c／2π＝5MHz、周波数偏移Δ＝
Δω／2π＝1MHzとすると Δ／_c＝Δω／ω_c＝0.2 となる。このような大きな周波数偏移を簡単に、
直線性良く得るために、通常、非安定マルチバイ
ブレータのような変調器が広く用いられている。
このような変調器は矩形波の発振をするため、そ
の出力被変調信号は(1)式の基本波成分の他に、奇
数次の高調波成分をもつ。(1)式のk次の高調波は、 e^k _FM＝B_kcos（kω_cｔ＋kΔω／ｐsin pt）＝B_k〔J_O（km_f）cos kω_cｔ＋_∞ 〓ⁱ⁼¹ J_i（km_f）cos（kω_c＋ip）ｔ＋_∞ 〓ⁱ⁼¹ （−１）ⁱJ_i（km_f）cos（kω_c−ip）ｔ〕 ……(2) 周波数変調器の出力には(1)式のe_FMと(2)式のe^k _FHの
総和が現われ、(2)式の下側帯波成分のうち、(1)式
の搬送波近辺に入るものは不要成分となり再生信
号にビート（モワレ）を生ずる。ベツセル関数
は、高次側帯波になる程エネルギーが減少し、ま
た、被変調信号の高調波も高次になる程エネルギ
ーが低くなるため、実際に妨害を与えるのは、３
次高調波の下側帯波である。第２図に、5MHzの
搬送波を3MHzの信号波で周波数変調した時のエ
ネルギー分布を示す。第２図で J_O：搬送波BJ_O（m_f）cosω_cｔ J_+o：上側帯波BJ_o（m_f）cos（ω_c＋np）ｔ J_-o：下側帯波Ｂ（−１）ⁿJ_o（m_f）cos（ω_c−np）
ｔ J_-o′：下側帯波の折り返えし成分 J_O ³：３次高調波の搬送波B₃J_O（3m_f）cos3ω_cｔ J³ _+o：３次高調波の上側帯波 B₃J_o（3m_f）cos（3ω_c＋np）ｔ J³ _-o：３次高調波の下側帯波 B₃（−１）ⁿJ_o（3m_f）cos3ω_c−np）ｔである。第２図で破線で示したものが不要成分で
ある。３次高調波の下側帯波の他に基本波の下側
帯波の折り返えし成分（J_-2′、…）も不要成分と
なる。 Now, if the angular frequency of the input video signal is p, the angular frequency of the frequency modulated carrier wave is ω _c , and the angular frequency deviation is Δω, then the input video signal is expressed as e _S =Acos pt, and this signal e _S When the carrier wave is frequency modulated, its angular frequency is ω = ω _c + Δω cos pt. Therefore, the phase is ∫ωdt = ω _c t + Δω/psin pt, and the frequency modulated signal is e _FM = Bcos (ω _c t + Δω/psin pt) = B [ J _O (m _f )cosω _c t +J ₁ (m _f )cos(ω _c +p)t−J ₁ (m _f )cos(ω _c
−p)t +J ₂ (m _f )cos(ω _c +2p)t+J ₂ (m _f )cos(ω _c
−2p)t +J ₃ (m _f )cos(ω _c +3p)t−J ₃ (m _f )cos(ω _c
−3p) t + J _o (m _f ) cos (ω _c +n) t + (−1) ⁿ J _o (m _f ) cos (ω _c −np) t] ...(1). Here, m _f = Δω/p: Modulation index J _o (m _f ): Betzsel function of the first kind. Frequency modulation used in VTRs reproduces the reproduced signal with a good S/N ratio within the limited band of tape and head systems. In order to obtain this, the ratio between the carrier wave angular frequency ω _c and the angular frequency deviation Δω is made relatively large. For example, carrier frequency _c = ω _c /2π = 5MHz, frequency deviation Δ =
If Δω/2π=1MHz, Δ/ _c = Δω/ω _c = 0.2. Such large frequency deviations can be easily
In order to obtain good linearity, modulators such as non-stable multivibrators are usually widely used.
Since such a modulator oscillates a rectangular wave, its output modulated signal has odd harmonic components in addition to the fundamental wave component of equation (1). The k-th harmonic in equation (1) is: e ^k _FM = B _k cos (kω _c t + kΔω/psin pt) = B _k [J _O (km _f ) cos kω _c t + _∞ 〓 ⁱ⁼¹ J _i ( km _f ) cos (kω _c + ip) t + _∞ 〓 ⁱ⁼¹ (-1) ⁱ J _i (km _f ) cos (kω _c - ip) t] ...(2) The output of the frequency modulator has (1 ) appears as the sum of e _FM in equation (2) and e ^k _FH in equation (2), and of the lower sideband components in equation (2), those that fall near the carrier in equation (1) become unnecessary components and cause beats ( Moiré). The energy of the Betzel function decreases as the sidebands become higher order, and the energy of the harmonics of the modulated signal also decreases as the order becomes higher, so the actual interference is only 3
This is the lower sideband wave of the next harmonic. Figure 2 shows the energy distribution when a 5MHz carrier wave is frequency modulated with a 3MHz signal wave. In Figure 2, J _O : Carrier wave BJ _O (m _f )cosω _c t J _+o : Upper sideband wave BJ _o (m _f )cos(ω _c +np) t J _-o : Lower sideband wave B(-1) ⁿ J _o (m _f )cos(ω _c −np)
t J _-o ′: Folded component of lower sideband J _O ³ : Carrier wave of third harmonic B ₃ J _O (3m _f ) cos3ω _c t J ³ _+o : Upper sideband of third harmonic B ₃ J _o (3m _f ) cos (3ω _c + np) t J ³ _-o : Lower sideband wave of the third harmonic B ₃ (-1) ⁿ J _o (3 m _f ) cos3ω _c - np) t. What is shown by a broken line in FIG. 2 is an unnecessary component. In addition to the lower sideband wave of the third harmonic, the folded components (J _-2 ′, . . . ) of the lower sideband wave of the fundamental wave also become unnecessary components.

このような被周波数変調信号を記録再生する
と、上側帯波成分はテープ・ヘツド系の周波数特
性のため、ほとんど再生されないので、J³ _-3，J¹ _-2
が最も大きな妨害成分となり、復調信号にはJ³ _-3
より（3ω_c−3p）−ω_c／2π＝2ω_c−3p／2π＝10−９＝1
MHz の妨害信号が、J_-2′より ω_c−（2p−ω_c）／2π＝2ω_c−2p／2π＝10−６＝4M
Hz の妨害信号が生じ、再生画像にビートが現われ、
見づらいものになる。 When recording and reproducing such a frequency modulated signal, the upper sideband component is hardly reproduced due to the frequency characteristics of the tape head system, so J ³ _-3 , J ¹ _-2
becomes the largest interference component, and the demodulated signal contains J ³ _-3
From (3ω _c −3p)−ω _c /2π=2ω _c −3p/2π=10−9=1
MHz interference signal from J _-2 ′ ω _c − (2p − ω _c ) / 2π = 2ω _{c −} 2p / 2π = 10−6 = 4M
Hz interference signal is generated, a beat appears in the reproduced image,
It becomes difficult to see.

周波数変調器を無安定マルチバイブレータのよ
うなもので直接矩形波を発振するものでなく、正
弦波で発振するものにするか、一旦、高い周波数
帯で周波数変調し、ヘテロダインで所望の周波数
帯に変換するものにすれば、第２図のように、３
次高調波の妨害は入らない（ヘテロダイン方式で
は、下側帯波の折り返えしもない）が、復調時に
振幅制限器を通るため、これにより３次高調波が
生じ、J³ _-3，J³ _-2のような成分が現われ、前者と同
様にビート妨害になる。また、このようにすると
回路が複雑になる。 Either use a frequency modulator like an astable multivibrator that oscillates with a sine wave instead of a direct rectangular wave, or first modulate the frequency in a high frequency band and then use heterodyne to adjust the frequency to the desired frequency band. If it is something to be converted, as shown in Figure 2, 3
There is no harmonic interference (in the heterodyne system, there is no folding back of the lower sideband), but since it passes through an amplitude limiter during demodulation, third harmonics are generated, and J ³ _-3 , J A component like ³ _-2 appears, and like the former, it becomes a beat disturbance. Moreover, this makes the circuit complicated.

発明の目的本発明は、以上の点に鑑み、簡単な回路構成
で、角度変復調時に生ずる不要成分（モワレ）を
減少あるいはなくすことのできる角度復調装置を
提供することを目的とする。OBJECTS OF THE INVENTION In view of the above points, an object of the present invention is to provide an angle demodulation device that can reduce or eliminate unnecessary components (moiré) that occur during angle modulation and demodulation with a simple circuit configuration.

発明の構成本発明は、被角度変調信号の搬送波と側帯波帯
域の位相関係を相対的に変化せしめた後、振幅制
限することにより、振幅制限器によつて生じる３
次高調波の下側帯波と、被角度変調信号中の不要
成分を相殺して、不要成分を減少せしめて、復調
し、ビート妨害（モワレ）のない復調信号を得る
ようにしたものである。Composition of the Invention The present invention relatively changes the phase relationship between the carrier wave and the sideband band of an angle-modulated signal, and then limits the amplitude.
The lower sideband of the harmonic and the unnecessary component in the angle-modulated signal are canceled to reduce the unnecessary component and demodulated to obtain a demodulated signal without beat disturbance (moiré).

実施例の説明第３図に、本発明の一実施例のブロツク図を示
す。第３図において、第１図と同じ番号のものは
同じものを表わし同じ動作をする。１０，１１は
位相等化器である。周波数変調器２の出力である
被周波数変調信号は第２図のようなエネルギー分
布をしている。この信号を記録増幅器３、ヘツド
４を通じてテープに記録し、ヘツド４、再生増幅
器５を通じて再生すると、テープ・ヘツド系で高
域が落ちるため、その出力信号は第２図の低域か
らJ³ _-3まで程度になる。また、回路およびテー
プ・ヘツド系で振幅および位相がもとの信号より
変化している。今、再生増幅器５の出力信号のス
ペクトラムを搬送波J_Oを基準として、（J_O）_b：cosω_cｔ（J_-1）_b：b_-1・cos｛（ω_c−ｐ）ｔ＋_-1｝（J_-2′）_b：b_-2・cos｛（2p−ω_c）ｔ＋_-2｝（J³ _-3）_b：b³ _-3・cos｛（3ω_c−3p）ｔ＋³ _-3｝とする。この信号を振幅制限器７に通すとリミツ
タ効果により上側帯波J₊₁が再現するとともに、
前述のように３次高調波J³ _O，J³ _±1，J³ _±2，J³ _±3…が
生じる。この時生じる前記成分は、J_-1が＋_-1だ
け位相変動を受けているため、（J³ _-3）_c：C³ _-3・cos｛（3ω_c−3p）ｔ＋3_-1｝（J³ _-2）_c：c³ _-2・cos｛（3ω_c−2p）ｔ＋2_-1｝となる。J³ _-3に着目するとこの（J³ _-3）_cの合成信号
が不要成分となる。DESCRIPTION OF THE EMBODIMENT FIG. 3 shows a block diagram of an embodiment of the present invention. In FIG. 3, the same numbers as in FIG. 1 represent the same things and perform the same operations. 10 and 11 are phase equalizers. The frequency modulated signal output from the frequency modulator 2 has an energy distribution as shown in FIG. When this signal is recorded on a tape through the recording amplifier 3 and the head 4 and reproduced through the head 4 and the reproducing amplifier 5, the high range is dropped in the tape head system, so the output signal is changed from the low range to J ³ _- in Fig. 2. It will be up to about ₃ . Also, the amplitude and phase of the circuit and tape head system have changed from the original signal. Now, the spectrum of the output signal of the regenerative amplifier 5 is expressed using the carrier wave J _O as a reference, (J _O ) _b : cosω _c t (J _-1 ) _b : b _-1・cos {(ω _c −p) t+ ₋₁ } (J _-2 ′) _b :b _-2・cos {(2p−ω _c )t+ ₋₂ } (J ³ ₋₃ ) _b :b ³ ₋₃・cos {(3ω _c −3p)t+ ³ ₋₃ } shall be. When this signal is passed through the amplitude limiter 7, the upper sideband J ₊₁ is reproduced due to the limiter effect, and
As mentioned above, third harmonics J ³ _O , J ³ _±1 , J ³ _±2 , J ³ _±3 ... are generated. The above component that occurs _{at this time is (J 3 -3} ₎ ^c _: C ³ _-3・cos {(3ω _c -3p)t+ ₃ _-1 } (J ³ _-2 ) _c : c ³ _-2・cos {(3ω _c −2p)t+2 ₋₁ }. Focusing on J ³ _-3 , this composite signal of (J ³ _-3 ) _c becomes an unnecessary component.

そこで、再生増幅器５の出力信号を位相等化器
(2)１１に導き、J_Oに対して側帯波帯域の位相を変
化せしめ、その出力に（J_O）_b′：cosω_cｔ（J_-1）_b′：b_-1・cos｛（ω_c−ｐ）ｔ＋θ_-1｝（J_-2′）_b′：b_-2・cos｛（2p−ω_c）ｔ＋θ_-2｝（J³ _-3）_b′：b³ _-3・cos｛（3ω_c−3p）ｔ＋θ³ _-3｝なる信号を得る。この信号を振幅制限器７に通す
と３次高調波が生じ、そのJ³ _-3，J³ _-2成分は（J³ _-3）_c′：c³ _-3・cos｛（3ω_c−3p）ｔ＋3θ_-1｝（J³ _-2）_c′：c³ _-2・cos｛（3ω_c−2p）ｔ＋2θ_-1｝となる。ここで、J³ _-3成分は、（J³ _-3）_b′＋（J³ _-3）_c′ ＝b³ _-3・cos｛（3ω_c−3p）ｔ＋θ³ _-3｝＋c³ _-3・cos｛（3ω_c−3p）ｔ＋3θ_-1｝となり、 θ³ _-3＋θ_-1＝（2l＋１）π 〔ｌ：整数〕 …(3) となるよう位相等化器(2)１１の群遅延特性を設定
すれば、（J³ _-3）_b′と（J³ _-3）_c′は逆位相になり不要
成
分を最小にすることができる。また、（J_-2′）_b′と
（J³ _-2）_c′はJ_Oから同じ角周波数２（ω_c−ｐ）だけ離
れており、（J_-2′）_b′：b_-2・cos〔ω_cｔ−｛２（ω_c−ｐ）ｔ
−
θ_-2｝〕 J³ _-2）_c′：c³ _-2・ cos〔ω_cｔ＋｛２（ω_c−ｐ）ｔ＋2θ_-1｝〕と表わせる。従つて −θ_-2＝2θ_-1 ……(4) となるよう位相等化器(2)１１の群遅延特性を設定
すれば、（J_-2′）_b′と（J³ _-2）_c′はAM信号成分が最
大になり、振幅制限器７によりそのAM成分が抑
圧され、不要成分を最小にすることができる。こ
のように、位相等化器(2)１１を設け、その群遅延
特性を適切に設定することにより、振幅制限器７
の出力の不要成分を減少せしめ、周波数復調器８
の出力端子９に不要成分が少ない信号を得ること
ができ、ビート妨害のほとんどない再生画像を得
ることができる。 Therefore, the output signal of the regenerative amplifier 5 is converted into a phase equalizer.
(2) 11, the phase of the sideband band is changed with respect to J _O , and the output is (J _O ) _b ′: cosω _c t (J _-1 ) _b ′: b _-1・cos {(ω _c − p) t + θ ₋₁ } (J ₋₂ ′) _b ′: b ₋₂・cos {(2p − ω _c ) t + θ ₋₂ } (J ³ ₋₃ ) _b ′: b ³ ₋₃・cos {( 3ω _c −3p)t+θ ³ ₋₃ } is obtained. When this signal is passed through the amplitude limiter 7, a third harmonic is generated, and its J ³ _-3 and J ³ _-2 components are (J ³ _-3 ) _c ′: c ³ _-3・cos {(3ω _c −3p ) t+3θ _-1 } (J ³ _-2 ) _c ′:c ³ _-2・cos {(3ω _c −2p)t+2θ ₋₁ }. Here, the J ³ _-3 component is (J ³ _-3 ) _b ′+(J ³ _-3 ) _c ′ =b ³ _-3・cos {(3ω _c −3p)t+θ ³ _-3 } +c ³ _-3・cos {(3ω _c −3p)t+3θ ₋₁ }, and θ ³ ₋₃ +θ ₋₁ = (2l+1)π [l: integer] …(3) Set the group delay of phase equalizer (2) 11 so that If the characteristics are set, (J ³ _-3 ) _b ′ and (J ³ _-3 ) _c ′ will have opposite phases, and unnecessary components can be minimized. Also, (J _-2 ′) _b ′ and (J ³ _-2 ) _c ′ are separated from J _O by the same angular frequency 2 (ω _c − p), and (J _-2 ′) _b ′:b _-2・cos [ω _c t−{2(ω _c −p) t
−
θ ₋₂ }] J ³ ₋₂ ) _c ′:c ³ ₋₂・cos [ω _c t+{2(ω _c −p)t+2θ ₋₁ }]. Therefore, if the group delay characteristic of phase equalizer (2) 11 is set so that −θ _-2 = 2θ _-1 ...(4), then (J _-2 ′) _b ′ and (J ³ _-2 ) At _c ', the AM signal component is the maximum, and the amplitude limiter 7 suppresses the AM component, thereby minimizing unnecessary components. In this way, by providing the phase equalizer (2) 11 and appropriately setting its group delay characteristics, the amplitude limiter 7
frequency demodulator 8.
A signal with few unnecessary components can be obtained at the output terminal 9 of the , and a reproduced image with almost no beat disturbance can be obtained.

位相等化器(1)１０は、記録時の変復調出力（Ｅ
―Ｅ系）での不要成分（モワレ）を減少せしめる
ためのもので、前記位相等化器(2)１１と同様の動
作をする。 A phase equalizer (1) 10 outputs a modulation/demodulation output (E
This is for reducing unnecessary components (moiré) in the -E system), and operates in the same way as the phase equalizer (2) 11.

第３図の説明では、位相等化器(2)１１を再生増
幅器５の後（再生系）へ入れたが、記録系（記録
増幅器３の前または後）へ入れても同様の効果を
得ることができる。 In the explanation of FIG. 3, the phase equalizer (2) 11 is placed after the reproducing amplifier 5 (reproduction system), but the same effect can be obtained even if it is placed in the recording system (before or after the recording amplifier 3). be able to.

以上、本発明をVTRの記録・再生の場合（周
波数変復調）について述べたが、位相変復調の場
合も全く同じであり、また、本発明は、映像信号
の角度変復調に限らず、変調信号周波数に対し、
搬送波周波数がそれ程高くない角度変復調すべて
に適用でき、不要成分の少ない復調信号を得るこ
とができる。 The present invention has been described above in the case of VTR recording/reproduction (frequency modulation/demodulation), but the same applies to the case of phase modulation/demodulation. On the other hand,
It can be applied to all angle modulation and demodulation where the carrier frequency is not so high, and it is possible to obtain a demodulated signal with few unnecessary components.

発明の効果このように本発明によれば、被角度変調信号の
搬送波と側帯波帯域の位相関係を相対的に変化せ
しめることにより、振幅制限器によつて生じる３
次高調波の下側帯波と、前記被角度変調信号中に
含まれる不要成分を相殺し、減少せしめて、復調
して、不要成分の少ない復調信号を得ることがで
きる。特にVTRの映像信号の変復調ような低搬
送波FMに用いて著しい効果を得、モワレビート
の少ない再生画像を得ることができる。Effects of the Invention As described above, according to the present invention, by relatively changing the phase relationship between the carrier wave and the sideband band of the angle-modulated signal, the
The lower sideband of the harmonic and the unnecessary components contained in the angle-modulated signal can be canceled out, reduced, and demodulated to obtain a demodulated signal with less unnecessary components. In particular, it can be used for low-carrier FM such as modulation and demodulation of VTR video signals to obtain a remarkable effect, and reproduced images with less moire beats can be obtained.

[Brief explanation of drawings]

第１図は従来のVTRの記録再生回路のブロツ
ク図、第２図は第１図に示した記録再生回路にお
ける被周波変調信号の周波数スペクトラムを示す
図、第３図は本発明の一実施例におけるVTRの
記録再生回路のブロツク図である。２…周波数変調器、７…振幅制限器、８…周波
数復調器、１０，１１…位相等化器。 Fig. 1 is a block diagram of a conventional VTR recording/reproducing circuit, Fig. 2 is a diagram showing the frequency spectrum of a frequency modulated signal in the recording/reproducing circuit shown in Fig. 1, and Fig. 3 is an embodiment of the present invention. FIG. 2 is a block diagram of a recording/reproducing circuit of a VTR in FIG. 2... Frequency modulator, 7... Amplitude limiter, 8... Frequency demodulator, 10, 11... Phase equalizer.

Claims

[Claims] 1. Means for relatively changing the phase relationship between a carrier wave and a sideband band of an angle-modulated signal that is angle-modulated with an arbitrary signal, and guiding the angle-modulated signal to an amplitude limiter. The lower sideband of the third harmonic of the angle-modulated signal caused by amplitude limitation is canceled out at least part of the unnecessary component contained in the angle-modulated signal, and at least part of the unnecessary component is canceled out. An angle demodulation device characterized in that the angle modulated signal having a reduced angle is demodulated by a demodulator to obtain the original signal. 2. The angle demodulation device according to claim 1, wherein the arbitrary signal is a video signal. 3. The angle demodulation device according to claim 1, wherein the angle-modulated signal is a signal obtained by recording, reproducing, or transmitting a signal that has been angle-modulated with a video signal.