JPH0213854B2 - - Google Patents
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- JPH0213854B2 JPH0213854B2 JP57182245A JP18224582A JPH0213854B2 JP H0213854 B2 JPH0213854 B2 JP H0213854B2 JP 57182245 A JP57182245 A JP 57182245A JP 18224582 A JP18224582 A JP 18224582A JP H0213854 B2 JPH0213854 B2 JP H0213854B2
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- JP
- Japan
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- inverting input
- amplification stage
- amplification
- stage
- amplifier
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- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 59
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 59
- 230000005669 field effect Effects 0.000 claims description 20
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 7
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 239000008186 active pharmaceutical agent Substances 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 2
- 239000002775 capsule Substances 0.000 description 1
- 230000007547 defect Effects 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/181—Low-frequency amplifiers, e.g. audio preamplifiers
- H03F3/183—Low-frequency amplifiers, e.g. audio preamplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/185—Low-frequency amplifiers, e.g. audio preamplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices
- H03F3/1855—Low-frequency amplifiers, e.g. audio preamplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices with junction-FET devices
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、高出力インピーダンスの容量性電圧
源に対するインピーダンス変換器回路であつて、
それぞれ１つの反転入力側と非反転入力側とを有
する２つの順次連続する増幅段と、第２の増幅段
の出力側から第１の増幅段の非反転入力側に導か
れる負帰還路とを有し、前記増幅段のうち第１の
増幅段は高入力インピーダンスとそれ自体高増幅
度を有し、その反転入力側はコンデンサマイクロ
フオンと、またその出力側は第２の増幅段の反転
入力側と接続されており、該第２の増幅段も同様
にそれ自体高い増幅度を有するものである、イン
ピーダンス変換器回路に関する。
源に対するインピーダンス変換器回路であつて、
それぞれ１つの反転入力側と非反転入力側とを有
する２つの順次連続する増幅段と、第２の増幅段
の出力側から第１の増幅段の非反転入力側に導か
れる負帰還路とを有し、前記増幅段のうち第１の
増幅段は高入力インピーダンスとそれ自体高増幅
度を有し、その反転入力側はコンデンサマイクロ
フオンと、またその出力側は第２の増幅段の反転
入力側と接続されており、該第２の増幅段も同様
にそれ自体高い増幅度を有するものである、イン
ピーダンス変換器回路に関する。
容量変換器例えばコンデンサマイクロホンに与
えられる電荷が振動する振動板またはその類似の
ものにおいて一定に保たれる場合にのみ、容量変
換器、例えばコンデンサマイクロホンが振動板の
振れに比例しまた歪のない出力電圧を供給するこ
とは公知である。このことから容量変換器に後置
接続された増幅器或いはインピーダンス変換器は
できるだけ電流を受けとらないことが絶対に必要
であることがわかる。後置接続された増幅器或い
はインピーダンス変換器が非常に高い入力抵抗と
微小の入力側容量を有する場合にのみこの要求は
応えられる。能動回路素子の端子の間に生ずるこ
とのある寄生容量が、コンデンサ変換器に寄生容
量を介して流れる電流により放電することをさら
に回避するために、一般に補償対策がなされてい
る。それは端子間の交流電圧差を基準電位“０”
に対して発生する信号電圧に対し微小にすること
に帰着する。通例容量変換器に後置接続する増幅
器としてブートストラツプ回路の中の電界効果ト
ランジスタを有するものが用いられる。マイクロ
ホンのための上述の種類の増幅器は例えばBru¨el
＆Kjaer社のハンドブツク“アートフイシヤルボ
イス”モデル4219に記載されている。
えられる電荷が振動する振動板またはその類似の
ものにおいて一定に保たれる場合にのみ、容量変
換器、例えばコンデンサマイクロホンが振動板の
振れに比例しまた歪のない出力電圧を供給するこ
とは公知である。このことから容量変換器に後置
接続された増幅器或いはインピーダンス変換器は
できるだけ電流を受けとらないことが絶対に必要
であることがわかる。後置接続された増幅器或い
はインピーダンス変換器が非常に高い入力抵抗と
微小の入力側容量を有する場合にのみこの要求は
応えられる。能動回路素子の端子の間に生ずるこ
とのある寄生容量が、コンデンサ変換器に寄生容
量を介して流れる電流により放電することをさら
に回避するために、一般に補償対策がなされてい
る。それは端子間の交流電圧差を基準電位“０”
に対して発生する信号電圧に対し微小にすること
に帰着する。通例容量変換器に後置接続する増幅
器としてブートストラツプ回路の中の電界効果ト
ランジスタを有するものが用いられる。マイクロ
ホンのための上述の種類の増幅器は例えばBru¨el
＆Kjaer社のハンドブツク“アートフイシヤルボ
イス”モデル4219に記載されている。
後置接続された増幅器或いはインピーダンス変
換器がソース−ホロア回路の電界効果トランジス
タのみから構成されれば、コンデンサ変換器、例
えばコンデンサマイクロホンに、ノイズの際電界
効果トランジスタの寄生容量を介して流れる寄生
電流により電荷が流れ、その結果高い音圧の際出
力電圧において歪が発生する。この欠陥は電界効
果トランジスタがブートストラツプ回路で作動す
ると除去される。このブートストラツプ回路は出
力電圧の歪のないことに関してほとんど理想的な
特性を有するが、出力電圧が非常に強い雑音を伴
うという大きな欠点を有する。
換器がソース−ホロア回路の電界効果トランジス
タのみから構成されれば、コンデンサ変換器、例
えばコンデンサマイクロホンに、ノイズの際電界
効果トランジスタの寄生容量を介して流れる寄生
電流により電荷が流れ、その結果高い音圧の際出
力電圧において歪が発生する。この欠陥は電界効
果トランジスタがブートストラツプ回路で作動す
ると除去される。このブートストラツプ回路は出
力電圧の歪のないことに関してほとんど理想的な
特性を有するが、出力電圧が非常に強い雑音を伴
うという大きな欠点を有する。
本発明の課題は、公知の方法で２つの縦続接続
された増幅段から構成されかつその出力側で著し
い雑音電圧の現われない、容量変換器用の前置増
幅器としてのインピーダンス変換器回路を実現す
ることである。
された増幅段から構成されかつその出力側で著し
い雑音電圧の現われない、容量変換器用の前置増
幅器としてのインピーダンス変換器回路を実現す
ることである。
この目的は本発明により次のように構成して解
決される。すなわち、第２の増幅段の出力側は第
２の増幅段の非反転入力側および第１の増幅段の
非反転入力側と共通接続されており、２つの増幅
段の入力交流電圧信号および出力交流電圧信号に
対する基準電位“０”は２つの増幅段の反転入力
側または非反転入力側のいずれによつても形成さ
れないように構成して解決される。
決される。すなわち、第２の増幅段の出力側は第
２の増幅段の非反転入力側および第１の増幅段の
非反転入力側と共通接続されており、２つの増幅
段の入力交流電圧信号および出力交流電圧信号に
対する基準電位“０”は２つの増幅段の反転入力
側または非反転入力側のいずれによつても形成さ
れないように構成して解決される。
発明の効果
本発明による回路装置は次のような利点を有す
る。即ちその入力側インピーダンスは非常に高く
容量が少なく、寄生電流の補償は増幅器入力側で
行われ、さらに増幅器出力側における信号−雑音
−特性は従来の回路に比べて著しく改善される。
出力側における雑音レベルの抑圧は、２つの増幅
段のそれぞれが１よりも相当大きい増幅度を有す
るが本発明の負帰還接続によつて総合増幅度は値
１を超過しないということに基づく。
る。即ちその入力側インピーダンスは非常に高く
容量が少なく、寄生電流の補償は増幅器入力側で
行われ、さらに増幅器出力側における信号−雑音
−特性は従来の回路に比べて著しく改善される。
出力側における雑音レベルの抑圧は、２つの増幅
段のそれぞれが１よりも相当大きい増幅度を有す
るが本発明の負帰還接続によつて総合増幅度は値
１を超過しないということに基づく。
本発明の実施例では、装置が入力側で電界効果
トランジスタを有し、この電界効果トランジスタ
が第２増幅段を形成する１つの演算増幅器に導電
的に結合されており、電界効果トランジスタはソ
ース接地形回路に接続されていることである。
トランジスタを有し、この電界効果トランジスタ
が第２増幅段を形成する１つの演算増幅器に導電
的に結合されており、電界効果トランジスタはソ
ース接地形回路に接続されていることである。
この回路はそれ自身既に高い入力側インピーダ
ンスを呈し、また負荷抵抗に比例する１よりも非
常に高い増幅度をもたらす。実際にはこの抵抗は
勿論任意の大きさに選択できない。というのは抵
抗の増加と共に抵抗に生じる電圧降下が非常に大
きくなりそのため所定の動作電圧がトランジスタ
において得られないからである。従つてこのよう
なトランジスタ増幅器においてできるだけ大きい
増幅度を得るために、高いダイナミツク抵抗を有
する電流源、即ち定電流源によつて作動抵抗を置
換えることができる。
ンスを呈し、また負荷抵抗に比例する１よりも非
常に高い増幅度をもたらす。実際にはこの抵抗は
勿論任意の大きさに選択できない。というのは抵
抗の増加と共に抵抗に生じる電圧降下が非常に大
きくなりそのため所定の動作電圧がトランジスタ
において得られないからである。従つてこのよう
なトランジスタ増幅器においてできるだけ大きい
増幅度を得るために、高いダイナミツク抵抗を有
する電流源、即ち定電流源によつて作動抵抗を置
換えることができる。
電界効果トランジスタと演算増幅器の組合わせ
はこの限りで有利である。というのは演算増幅器
は反転入力側及び非反転入力側を有し、高い増幅
度を有し、さらに安価に人手できるからである。
演算増幅器は個別の回路素子を有する装置によつ
て置換えられるが、それには少なくとも２つのト
ランジスタと複数個の受動回路素子が必要であろ
う。
はこの限りで有利である。というのは演算増幅器
は反転入力側及び非反転入力側を有し、高い増幅
度を有し、さらに安価に人手できるからである。
演算増幅器は個別の回路素子を有する装置によつ
て置換えられるが、それには少なくとも２つのト
ランジスタと複数個の受動回路素子が必要であろ
う。
本発明の詳細について以下図を用いて説明す
る。
る。
実施例の説明
第１図の本発明の原理を示す回路は２つの増幅
器V1，V2から構成され、これらの各増幅器は１
よりも相当大きい増幅度を有する。容量変換器の
出力側は一方で基準電位“０”のアースに接続さ
れ、他方でコンデンサC1を介して第１増幅段V1
の入力側５に接続されている。同じく第１増幅段
V1の出力側４は第２増幅段V2の反転入力側２に
接続されている。第２増幅段の出力側１はその非
反転入力側３及び第１増幅段の同じく非反転入力
側６に接続されている。従つて２つの負帰還路が
形成されており、その中の一方は増幅器V1を介
して導かれている。
器V1，V2から構成され、これらの各増幅器は１
よりも相当大きい増幅度を有する。容量変換器の
出力側は一方で基準電位“０”のアースに接続さ
れ、他方でコンデンサC1を介して第１増幅段V1
の入力側５に接続されている。同じく第１増幅段
V1の出力側４は第２増幅段V2の反転入力側２に
接続されている。第２増幅段の出力側１はその非
反転入力側３及び第１増幅段の同じく非反転入力
側６に接続されている。従つて２つの負帰還路が
形成されており、その中の一方は増幅器V1を介
して導かれている。
本発明による回路装置の交流回路は第２図に示
される。電界効果トランジスタT1により“ソー
ス接地形回路”内に形成されている、増幅度v1を
有する第１増幅段V1の出力側Ｄは増幅度v2を有
する第２増幅段V2の反転入力側２に導かれてい
る。第１増幅段V1の負荷抵抗Ｒは後置の第２増
幅段V2の反転入力側２と非反転入力側３との間
にあり、出力側１は非反転入力側３に負帰環接続
されている。回路において生ずる交流電流は次の
ように表わされる。
される。電界効果トランジスタT1により“ソー
ス接地形回路”内に形成されている、増幅度v1を
有する第１増幅段V1の出力側Ｄは増幅度v2を有
する第２増幅段V2の反転入力側２に導かれてい
る。第１増幅段V1の負荷抵抗Ｒは後置の第２増
幅段V2の反転入力側２と非反転入力側３との間
にあり、出力側１は非反転入力側３に負帰環接続
されている。回路において生ずる交流電流は次の
ように表わされる。
UE 交流入力電圧
UGE 電界効果トランジスタの“ゲート”電極と
“ソース”電極との間の交流電圧 UD “ドレイン”電極と基準電位“０”との間
の交流電圧 UA 交流出力電圧 U1 第２増幅段の交流入力電圧 ΔUR 電界効果トランジスタの外部にあるすべて
の雑音電圧源を含む、第２増幅器の反転入力側
に加わる雑音電圧。
“ソース”電極との間の交流電圧 UD “ドレイン”電極と基準電位“０”との間
の交流電圧 UA 交流出力電圧 U1 第２増幅段の交流入力電圧 ΔUR 電界効果トランジスタの外部にあるすべて
の雑音電圧源を含む、第２増幅器の反転入力側
に加わる雑音電圧。
第１増幅段の増幅度は次のように表わされる。
v1＝−U1／UGS＝−gnＲ／１＋gDSＲ (1)
ただしgnは電界効果トランジスタの相互コン
ダクタンス、gDSは出力コンダクタンスである。
ダクタンス、gDSは出力コンダクタンスである。
さらに回路について次の関係が成立つ。
v2＝−UA／U1 (2)
UE＝UA＋UGS (3)
UD＝UA＋U1 (4)
式(1)と式(2)の関係から直ちに次の関係が生ず
る。
る。
UGS／UA＝１／v1v2 (5)
式(5)を式(3)に代入すると
UE＝UA（１＋１／v1v2） (6)
式(6)と式(2)とを用いて式(4)が次のように変形で
きる。
きる。
UD＝UA（１−１／v2）＝UE１−１／v2／１＋１／v1v2
(7)
式(6)(7)は例えばv1102とv2＝103の大きな増幅
度v1とv2に対し交流電圧UA、UD及びUEがほとん
ど同じ大さきであることを示す。
度v1とv2に対し交流電圧UA、UD及びUEがほとん
ど同じ大さきであることを示す。
gn＝10-3Ａ／Ｖ；gDS＝10-6；Ｒ＝105Ω
及びv2＝103の数値を入れて計算例を示すと次
のようになる。
のようになる。
v1＝１／１、１102
UD＝UE１−10-3／１＋１、1.10-5UE（１−10-3）
UE＝UA（１＋１、1.10-5）
実際の場合“ゲート”電極と“ソース”電極と
の間の交流電圧は入力側電圧より10の５乗だけ小
さく、“ゲート”電極と“ドレイン”電極の間の
入力側電圧より10の３乗だけ小さい。電界効果ト
ランジスタの存在する寄生容量を経て流れる寄生
電流は大幅に補償されている。
の間の交流電圧は入力側電圧より10の５乗だけ小
さく、“ゲート”電極と“ドレイン”電極の間の
入力側電圧より10の３乗だけ小さい。電界効果ト
ランジスタの存在する寄生容量を経て流れる寄生
電流は大幅に補償されている。
第２増幅段、第１増幅段の負荷抵抗、及び場合
によつては第１増幅器の外部にある雑音電圧源等
のすべての雑音源が電圧ΔURを有する唯一の雑音
電圧源において第２増幅器の反転入力側の前で統
合されると、数学的に電圧雑音の抑圧の効果が得
られる。
によつては第１増幅器の外部にある雑音電圧源等
のすべての雑音源が電圧ΔURを有する唯一の雑音
電圧源において第２増幅器の反転入力側の前で統
合されると、数学的に電圧雑音の抑圧の効果が得
られる。
式(2)に雑音電圧ΔURを導入すると、
UA＝−v2（U1＋ΔUR） (8)
式(1)と式(3)から
UE＝UA（１−U1／v1UA） (9)
式(8)と式(9)から
UA＝UEv1v2／１＋v1v2＋（−ΔUR）v2／１＋v1v2(10)
式(10)は交流出力電圧が交流入力電圧よりも小さ
いがほとんど同じ大きさであり、回路装置がほと
んど１の増幅度を有することを示す。回路装置の
出力側に生じる雑音電圧は交流電圧信号に対して
１／v1倍に抑圧される。実際の数値例においてこれ は99分の１に抑圧された雑音電圧を意味する。
いがほとんど同じ大きさであり、回路装置がほと
んど１の増幅度を有することを示す。回路装置の
出力側に生じる雑音電圧は交流電圧信号に対して
１／v1倍に抑圧される。実際の数値例においてこれ は99分の１に抑圧された雑音電圧を意味する。
今まで原理的にのみ述べた回路装置の実施例が
第３図の実施例において示されている。第１増幅
段は電界効果トランジスタT1を使用しており、
この電界効果トランジスタの負荷抵抗R8は動作
電圧＋UBにより抵抗R5を介して給電される。電
界効果トランジスタT1の動作点の調整に、抵抗
R2，R3及び抵抗R4から構成される分圧器が役立
つ。第２増幅段は演算増幅器V2を使用しており、
この演算増幅器はその動作電圧＋UBと−UBを接
続端子７と８に供給する。第１増幅段の出力側Ｄ
は第２増幅段の反転入力側２に導かれている。演
算増幅器V2の非反転入力側３の動作点調整は抵
抗R6とR7から構成された分圧器により行なわれ
る。出力側１の非反転入力側３への負帰還接続は
コンデンサC2を介して接続点K1に導かれており、
また直接接続点K2に導かれている。接続点K1と
K2の交流電圧電位は従つて同じ大きさであり、
負帰還された交流電圧の抵抗R6とR7による分圧
は行なわれない。コンデンサC3と抵抗R9から成
る回路部分により演算増幅器の場合により生ずる
振動傾向はメガヘルツ範囲の高い周波数におい
て、出力側１から反転入力側２への負帰還によつ
て抑圧される。コンデンサマイクロホンカプセル
に電荷が非常に高抵抗の、数ギガオームを有する
抵抗R1を介して供給される。回路装置全体の出
力電圧はコンデンサC4において取り出される。
第３図の実施例において示されている。第１増幅
段は電界効果トランジスタT1を使用しており、
この電界効果トランジスタの負荷抵抗R8は動作
電圧＋UBにより抵抗R5を介して給電される。電
界効果トランジスタT1の動作点の調整に、抵抗
R2，R3及び抵抗R4から構成される分圧器が役立
つ。第２増幅段は演算増幅器V2を使用しており、
この演算増幅器はその動作電圧＋UBと−UBを接
続端子７と８に供給する。第１増幅段の出力側Ｄ
は第２増幅段の反転入力側２に導かれている。演
算増幅器V2の非反転入力側３の動作点調整は抵
抗R6とR7から構成された分圧器により行なわれ
る。出力側１の非反転入力側３への負帰還接続は
コンデンサC2を介して接続点K1に導かれており、
また直接接続点K2に導かれている。接続点K1と
K2の交流電圧電位は従つて同じ大きさであり、
負帰還された交流電圧の抵抗R6とR7による分圧
は行なわれない。コンデンサC3と抵抗R9から成
る回路部分により演算増幅器の場合により生ずる
振動傾向はメガヘルツ範囲の高い周波数におい
て、出力側１から反転入力側２への負帰還によつ
て抑圧される。コンデンサマイクロホンカプセル
に電荷が非常に高抵抗の、数ギガオームを有する
抵抗R1を介して供給される。回路装置全体の出
力電圧はコンデンサC4において取り出される。
第４図は第３図に相応する回路装置を示し、こ
の回路装置において負荷抵抗のかわりにトランジ
スタT2から構成された定電流源が設けられてい
る。
の回路装置において負荷抵抗のかわりにトランジ
スタT2から構成された定電流源が設けられてい
る。
第１図は本発明の原理回路図、第２図は相応す
る交流電流の回路略図、第３図は本発明の第１実
施例の回路図、第４図は第２実施例の回路図を示
す。 V1……第１増幅段、V2……第２増幅段、T1…
…電界効果トランジスタ。
る交流電流の回路略図、第３図は本発明の第１実
施例の回路図、第４図は第２実施例の回路図を示
す。 V1……第１増幅段、V2……第２増幅段、T1…
…電界効果トランジスタ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 高出力インピーダンスの容量性電圧源に対す
るインピーダンス変換器回路であつて、 それぞれ１つの反転入力側と非反転入力側とを
有する２つの順次連続する増幅段V1，V2と、 第２の増幅段V2の出力側から第１の増幅段V1
の非反転入力側に導かれる負帰還路とを有し、 前記増幅段V1，V2のうち第１の増幅段V1は高
入力インピーダンスとそれ自体高増幅度を有し、 その反転入力側はコンデンサマイクロフオン
と、またその出力側は第２の増幅段V2の反転入
力側と接続されており、 該第２の増幅段V2も同様にそれ自体高い増幅
度を有するものである、インピーダンス変換器回
路において、 第２の増幅段V2の出力側１は第２の増幅段V2
の非反転入力側３および第１の増幅段V1の非反
転入力側６と共通接続されており、 ２つの増幅段V1，V2の入力交流電圧信号およ
び出力交流電圧信号に対する基準電位“０”は２
つの増幅段V1，V2の反転入力側または非反転入
力側２，３，５，６のいずれによつても形成され
ないことを特徴とするインピーダンス変換器回
路。 ２ 第１の増幅段V1は作動抵抗Ｒ，R8を有し、
該作動抵抗は交流的に見て、第２の増幅段V2の
反転入力側２と非反転入力側３との間に接続され
ている特許請求の範囲第１項記載のインピーダン
ス変換器回路。 ３ 回路装置が第１増幅段V1として電界効果ト
ランジスタT1を有し、この電界効果トランジス
タが第２増幅段V2を形成する演算増幅器V2と導
電的に結合されており、電界効果トランジスタ
T1はソース接地形回路として作動されている特
許請求の範囲第１項記載のインピーダンス変換器
回路。 ４ 電界効果トランジスタT1に対する作動抵抗
として高いダイナミツク内部抵抗を有する電流源
が設けられており、この電流源が定電流源として
接続されているトランジスタT2から構成される
特許請求の範囲第１項記載のインピーダンス変換
器回路。 ５ 第２増幅段V2が少なくとも２つの個別のト
ランジスタから構成されている特許請求の範囲第
１項記載のインピーダンス変換器回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/555,612 US4610497A (en) | 1982-10-19 | 1983-11-28 | Lamp socket device |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| AT4523/81 | 1981-10-22 | ||
| AT0452381A AT377873B (de) | 1981-10-22 | 1981-10-22 | Impedanzwandlerschaltung fuer kapazitive spannungsquellen |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5880917A JPS5880917A (ja) | 1983-05-16 |
| JPH0213854B2 true JPH0213854B2 (ja) | 1990-04-05 |
Family
ID=3565129
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57182245A Granted JPS5880917A (ja) | 1981-10-22 | 1982-10-19 | インピ−ダンス変換器回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07309200A (ja) * | 1995-01-30 | 1995-11-28 | Nippon Seiko Kk | 車両用シートベルト装置のウエビングの製造方法 |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2141961C2 (en) * | 1971-08-21 | 1988-01-21 | Walter 2000 Hamburg De Hofmann | Pumps for delivering road marking substances - are directly flanged to mixer housing on road marking machine |
| FR2599852B1 (fr) * | 1986-06-06 | 1988-06-24 | Labo Electronique Physique | Circuit d'entree pour sonde d'analyseur logique, et sonde et analyseur logique munis d'un tel circuit |
| AT386303B (de) * | 1986-07-31 | 1988-08-10 | Akg Akustische Kino Geraete | Schaltungsanordnung fuer kapazitive spannungsquellen hoher ausgangsimpedanz, insbesondere fuer kondensatormikrophone |
| JPH03130967A (ja) * | 1989-03-31 | 1991-06-04 | Sharp Corp | 磁気再生ヘッドアンプ |
| IT1239899B (it) * | 1990-03-22 | 1993-11-23 | Sgs Thomson Microelectronics | Amplificatore a basso rumore e alta impedenza d'ingresso, particolarmente per microfoni |
| US5317280A (en) * | 1993-09-21 | 1994-05-31 | Hewlett-Packard Company | High impedance circuit using PFET |
| TW392416B (en) * | 1997-08-18 | 2000-06-01 | Noise Cancellation Tech | Noise cancellation system for active headsets |
| EP1261083A1 (en) * | 2001-05-25 | 2002-11-27 | Agilent Technologies, Inc. (a Delaware corporation) | Driver circuit apparatus, measuring circuit apparatus and amplifier circuit apparatus therefor |
| US8278876B2 (en) * | 2005-03-07 | 2012-10-02 | O2Micro, Inc. | Battery pack current monitoring |
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07309200A (ja) * | 1995-01-30 | 1995-11-28 | Nippon Seiko Kk | 車両用シートベルト装置のウエビングの製造方法 |
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