JPH0216048B2 - - Google Patents
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- JPH0216048B2 JPH0216048B2 JP60223271A JP22327185A JPH0216048B2 JP H0216048 B2 JPH0216048 B2 JP H0216048B2 JP 60223271 A JP60223271 A JP 60223271A JP 22327185 A JP22327185 A JP 22327185A JP H0216048 B2 JPH0216048 B2 JP H0216048B2
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- input terminal
- inverting input
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Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、高入力インピーダンス広帯域増幅器
に関するものであり、詳しくは、非反転構成の高
入力インピーダンス広帯域増幅器に関するもので
ある。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (Field of Industrial Application) The present invention relates to a high input impedance wideband amplifier, and more particularly to a high input impedance wideband amplifier with a non-inverting configuration.
（従来の技術）
波形測定器などの高精度の電子測定器の入力増
幅器としては、広い周波数帯域にわたつて周波数
特性が良好であること、ドリフトが小さいこと、
入力信号源に対する負荷の影響を小さくするため
に入力インピーダンスが極めて大きいことなどが
要求される。(Prior art) As input amplifiers for high-precision electronic measuring instruments such as waveform measuring instruments, they must have good frequency characteristics over a wide frequency band, small drift,
In order to reduce the influence of load on the input signal source, input impedance is required to be extremely large.
第４図は、従来のこのような入力増幅器の一例
を示す回路図である。第４図において、入力端子
１に加えられる入力信号の交流成分は結合コンデ
ンサ２およびバツフアアンプ３を介して出力端子
４に送出される。一方、入力端子１に加えられる
入力信号の低周波成分も含む直流成分は抵抗器
５，６よりなる入力分圧回路、演算増幅器７の非
反転入力端子および抵抗器８を介してバツフアア
ンプ３に加えられている。なお、バツフアアンプ
３の出力端子は抵抗器８，９よりなる出力分圧回
路を介して共通電位点に接続され、抵抗器８，９
の接続点は抵抗器１０を介して演算増幅器７の反
転入力端子に接続されている。 FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of such a conventional input amplifier. In FIG. 4, an AC component of an input signal applied to input terminal 1 is sent to output terminal 4 via coupling capacitor 2 and buffer amplifier 3. In FIG. On the other hand, the DC component including the low frequency component of the input signal applied to the input terminal 1 is applied to the buffer amplifier 3 via the input voltage divider circuit consisting of resistors 5 and 6, the non-inverting input terminal of the operational amplifier 7, and the resistor 8. It is being The output terminal of the buffer amplifier 3 is connected to a common potential point via an output voltage dividing circuit consisting of resistors 8 and 9.
The connection point of is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 7 via the resistor 10.
このような構成において、演算増幅器７のオー
プンループゲインは非常に大きいので、入力分圧
回路と出力分圧回路の分圧比を適切に選定するこ
とによりバツフアアンプ３に加えられる交流成分
および直流成分を等しくすることができる。抵抗
器１０は演算増幅器７の反転入力端子および非反
転入力端子に対する入力インピーダンスを等しく
するためのものである。 In such a configuration, the open loop gain of the operational amplifier 7 is very large, so by appropriately selecting the voltage division ratio of the input voltage divider circuit and the output voltage divider circuit, the AC and DC components applied to the buffer amplifier 3 can be made equal. can do. The resistor 10 is used to equalize the input impedances to the inverting input terminal and the non-inverting input terminal of the operational amplifier 7.
このように構成することにより、出力端子４に
送出される出力信号は抵抗器１０を介して演算増
幅器７に負帰還されているので直流から高周波に
わたつて入力信号に正確に追随することになり、
直流のレベル変動やドリフト、信号歪などを生じ
ることはない。また、低周波に対するゲインおよ
び高周波に対するゲインの変動も負帰還ループの
修正機能によつて補償されることになる。 With this configuration, the output signal sent to the output terminal 4 is negatively fed back to the operational amplifier 7 via the resistor 10, so it accurately follows the input signal from direct current to high frequency. ,
There are no DC level fluctuations, drifts, or signal distortions. Furthermore, fluctuations in the gain for low frequencies and for high frequencies are also compensated for by the correction function of the negative feedback loop.
（発明が解決しようとする問題点）
しかし、このような構成によれば、交流成分に
対するゲインはバツフアアンプ３により設定され
ることになるが、その精度が低いという欠点があ
る。(Problems to be Solved by the Invention) However, according to such a configuration, the gain for the AC component is set by the buffer amplifier 3, but there is a drawback that the accuracy is low.
本発明は、このような点に着目したものであつ
て、その目的は、直流から高周波までの広い周波
数帯域にわたつて高精度の一定のゲインを有し、
入力インピーダンスが極めて大きい非反転構成の
高入力インピーダンス広帯域増幅器を提供するこ
とにある。 The present invention focuses on these points, and its purpose is to have a highly accurate constant gain over a wide frequency band from direct current to high frequencies,
It is an object of the present invention to provide a high input impedance wideband amplifier with a non-inverting configuration and an extremely large input impedance.
（問題点を解決するための手段）
このような目的を達成する本発明は、直流から
高周波まで平坦なオープンループゲインA1を有
し非反転入力端子に入力信号が加えられる第１の
増幅器と、高精度の直流ゲインA2を有し反転入
力端子に入力信号が加えられる第２の増幅器と、
直流から高周波まで平坦なオープンループゲイン
A3を有し非反転入力端子に第１の増幅器の出力
信号が加えられ反転入力端子に第２増幅器の出力
信号が加えられる第３の増幅器と、第３の増幅器
の出力信号を帰還率β1で第１の増幅器の反転入力
端子に帰還する第１の帰還回路と、第３の増幅器
の出力信号を帰還率β2で第２の増幅器の非反転入
力端子に帰還する第２の帰還回路とを具備し、前
記帰還率β2は１／β2が所望の回路ゲインになるよ
うに選定されたことを特徴とする。(Means for Solving the Problems) The present invention that achieves the above object includes a first amplifier having a flat open-loop gain A1 from direct current to high frequencies, and to which an input signal is applied to a non-inverting input terminal. , a second amplifier having a high precision DC gain A2 and having an input signal applied to its inverting input terminal;
Flat open-loop gain from DC to high frequencies
A third amplifier has a non-inverting input terminal to which the output signal of the first amplifier is applied and an inverting input terminal to which the output signal of the second amplifier is applied; a first feedback circuit that feeds back the output signal of the third amplifier to the inverting input terminal of the first amplifier at a feedback rate of β2 , and a second feedback circuit that feeds back the output signal of the third amplifier to the non-inverting input terminal of the second amplifier with a feedback rate of β2. The feedback factor β 2 is selected such that 1/β 2 becomes a desired circuit gain.
（実施例）
以下、図面を用いて本発明の実施例を詳細に説
明する。(Example) Hereinafter, an example of the present invention will be described in detail using the drawings.
第１図は、本発明の一実施例を示すブロツク図
である。第１図において、１１は入力端子であ
り、直流から高周波まで平坦なオープンループゲ
インA1を有する第１の増幅器１２の非反転入力
端子に接続されるとともに、高精度の直流ゲイン
A2を有する第２の増幅器１３の反転入力端子に
接続されている。１４は直流から高周波まで平坦
なオープンループゲインA3を有する第３の増幅
器であり、非反転入力端子には第１の増幅器１２
の出力信号が加えられ反転入力端子には第２増幅
器１３の出力信号が加えられている。１５は第３
の増幅器１４の出力信号を帰還率β1で第１の増幅
器１２の反転入力端子に帰還する第１の帰還回
路、１６は第３の増幅器１４の出力信号を帰還率
β2で第２の増幅器１３の非反転入力端子に帰還す
る第２の帰還回路、１７は出力端子である。 FIG. 1 is a block diagram showing one embodiment of the present invention. In FIG. 1, 11 is an input terminal, which is connected to the non-inverting input terminal of the first amplifier 12, which has a flat open-loop gain A1 from DC to high frequencies, and has a high-precision DC gain.
A 2 is connected to the inverting input terminal of the second amplifier 13 with A 2 . 14 is a third amplifier having a flat open loop gain A3 from DC to high frequency, and the non-inverting input terminal is connected to the first amplifier 12.
The output signal of the second amplifier 13 is applied to the inverting input terminal. 15 is the third
A first feedback circuit 16 feeds back the output signal of the amplifier 14 to the inverting input terminal of the first amplifier 12 at a feedback rate β 1 , and a second feedback circuit 16 feeds back the output signal of the third amplifier 14 to the inverting input terminal of the first amplifier 12 at a feedback rate β 2 . A second feedback circuit feeds back to the non-inverting input terminal 13, and 17 is an output terminal.
このような構成において、回路の伝達関数は次
のようになる。 In such a configuration, the transfer function of the circuit is as follows.
Vout／Vin＝１／β2・１＋A2／A1／１／β2（１／A1・A
3＋B1）＋A2／A1＝１／β2
…(1)
ここで、帰還率β2を１／β2が所望の回路ゲイン
になるように選定し、β1をβ1＝β2−（１／A1・
A3）になるように選定することにより、直流か
ら高周波までの広い周波数帯域にわたつて高精度
の一定のゲインを有し、入力インピーダンスが極
めて大きい非反転構成の高入力インピーダンス広
帯域増幅器が実現できる。Vout/Vin=1/β 2・1+A 2 /A 1 /1/β 2 (1/A 1・A
3 +B 1 ) +A 2 /A 1 =1/β 2
...(1) Here, the feedback factor β 2 is selected so that 1/β 2 becomes the desired circuit gain, and β 1 is determined as β 1 =β 2 −(1/A 1・
A 3 ), it is possible to realize a high input impedance wideband amplifier with a non-inverting configuration that has a highly accurate constant gain over a wide frequency band from direct current to high frequencies and an extremely large input impedance. .
第２図は第１図の具体的な回路例を示す回路
図、第３図は第２図の概略回路図であり、第１図
と同一部分には同一符号を付けている。これら図
面において、第１の増幅器A1は、電界効果トラ
ンジスタFET1，FET2、電流源CC1，CC2、トラ
ンジスタTr1，Tr2、抵抗器R1〜R4で構成されて
いる。電界効果トランジスタFET1のゲートには
入力端子１１が接続され、ソースは電源線Ｖ＋に
接続され、ドレインはトランジスタTr1のベース
に接続されるとともに抵抗器R1および電流源CC1
を介して電源線Ｖ−に接続されている。トランジ
スタTr1のコレクタは電源線Ｖ＋に接続され、エ
ミツタは抵抗器R1と電流源CC1の接続点に接続さ
れている。電界効果トランジスタFET2のゲート
は帰還率β1，β2を設定するために直列接続された
３個の抵抗器R6〜R8の抵抗器R7とR8との接続点
に接続され、ソースは電源線Ｖ＋に接続され、ド
レインはトランジスタTr2のベースに接続される
とともに抵抗器R2および電流源CC2を介して電源
線Ｖ−に接続されている。トランジスタTr2のコ
レクタはトランジスタTr3のベース、トランジス
タTr4のコレクタに接続されるとともに抵抗器R4
を介して共通電位点に接続され、エミツタは抵抗
器R2と電流源CC2の接続点に接続されるとともに
抵抗器R3を介してトランジスタTr1のエミツタに
接続されている。このようにして構成される第１
の増幅器１２は、直流から高周波まで一定のオー
プンループゲイン（例えば40倍）を有している。
第２の増幅器１３としては高精度の直流特性を有
する演算増幅器を用いている。演算増幅器１３の
反転入力端子には入力端子１１が接続され、非反
転入力端子には抵抗器R6とR7の接続点が接続さ
れ、出力端子は抵抗器R10を介してトランジスタ
Tr4のベースに接続されている。第３の増幅器１
４は、トランジスタTr3、ツエナーダイオード
ZD1および抵抗器R5で通常のエミツタフオロアア
ンプとして構成されている。トランジスタTr3の
コレクタは電源線Ｖ＋に接続され、エミツタはツ
エナーダイオードZD1のカソードに接続され、ツ
エナーダイオードZD1のアノードは出力端子１７
に接続されるとともに抵抗器R5を介して電源線
Ｖ−に接続されている。出力端子１７は帰還率
β1，β2を設定するために直列接続された３個の抵
抗器R6〜R8を介して共通電位点に接続されてい
る。トランジスタTr4のエミツタは抵抗器R9を介
して電源線Ｖ＋に接続されている。なお、これら
トランジスタTr4および抵抗器R9，R10は第２の
増幅器１３の出力電圧を電流に変換する変換回路
を構成している。 2 is a circuit diagram showing a specific example of the circuit shown in FIG. 1, and FIG. 3 is a schematic circuit diagram of FIG. 2, in which the same parts as in FIG. 1 are given the same reference numerals. In these figures, the first amplifier A1 is composed of field effect transistors FET1 , FET2 , current sources CC1 , CC2 , transistors Tr1 , Tr2 , and resistors R1 to R4 . The input terminal 11 is connected to the gate of the field effect transistor FET 1 , the source is connected to the power supply line V+, and the drain is connected to the base of the transistor Tr 1 , as well as the resistor R 1 and the current source CC 1.
It is connected to the power supply line V- via. The collector of the transistor Tr 1 is connected to the power supply line V+, and the emitter is connected to the connection point between the resistor R 1 and the current source CC 1 . The gate of the field effect transistor FET 2 is connected to the connection point between the resistors R 7 and R 8 of the three resistors R 6 to R 8 connected in series to set the feedback factors β 1 and β 2 . The source is connected to the power supply line V+, and the drain is connected to the base of the transistor Tr2 and also to the power supply line V- via the resistor R2 and current source CC2 . The collector of transistor Tr 2 is connected to the base of transistor Tr 3 , the collector of transistor Tr 4 , and the resistor R 4 .
The emitter is connected to the connection point of the resistor R 2 and the current source CC 2 , and is also connected to the emitter of the transistor Tr 1 via the resistor R 3 . The first
The amplifier 12 has a constant open loop gain (for example, 40 times) from DC to high frequencies.
As the second amplifier 13, an operational amplifier having highly accurate DC characteristics is used. The input terminal 11 is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 13, the connection point between resistors R6 and R7 is connected to the non-inverting input terminal, and the output terminal is connected to the transistor through the resistor R10 .
Connected to the base of Tr 4 . third amplifier 1
4 is a transistor Tr 3 and a Zener diode
It is configured as a normal emitter follower amplifier with ZD 1 and resistor R 5 . The collector of the transistor Tr 3 is connected to the power supply line V+, the emitter is connected to the cathode of the Zener diode ZD 1 , and the anode of the Zener diode ZD 1 is connected to the output terminal 17.
It is connected to the power supply line V- via a resistor R5 . The output terminal 17 is connected to a common potential point via three resistors R 6 to R 8 connected in series to set the feedback factors β 1 and β 2 . The emitter of transistor Tr 4 is connected to power supply line V+ via resistor R 9 . Note that these transistor Tr 4 and resistors R 9 and R 10 constitute a conversion circuit that converts the output voltage of the second amplifier 13 into a current.
このような構成において、入力信号Vinの直流
成分および低周波成分は第１の増幅器１２および
第２の増幅器１３で増幅される。ここで、第２の
増幅器１３のオープンループゲインは第１の増幅
器１２のオープンループゲインに比べてはるかに
大きいので第２の増幅器１３の直流特性がそのま
ま出力信号Voutに現われることになり、伝達関
数は第(2)式のようになる。 In such a configuration, the DC component and low frequency component of the input signal Vin are amplified by the first amplifier 12 and the second amplifier 13. Here, since the open loop gain of the second amplifier 13 is much larger than that of the first amplifier 12, the DC characteristics of the second amplifier 13 appear as they are in the output signal Vout, and the transfer function becomes as shown in equation (2).
Vout／Vin＝｜１／β2・１＋A2／A1／１／β2（１／A
1・A3＋B2）＋A2／A1｜A2≫A1＝１／β2｜１＋A1／A2／
１＋A1／A2・１／β2（１／A1・A3＋B1）｜A1／A2
→０＝１／β2 …(2)
一方、高周波成分に関する伝達関数は前述第(1)
式のようになり、クローズループゲインは変わら
ない。この第(1)式が成立するためにはβ1＝β2−
（１／A1・A3）とともに｜A1＋A2｜≠０が成立
する必要があるが、第２の増幅器１３として通常
の１次のロールオフ特性を有する演算増幅器を用
いることによりA2＝｜A2｜／（１＋T2・Ｓ）と
なることから、
となり、A1≠０である限り｜A1＋A2｜≠０とな
る。そして、第(1)式から明らかなように、第１の
増幅器１２および第３の増幅器１４のオープンル
ープゲインが平坦である限り出力信号Voutに第
２の増幅器１３の周波数特性が現われないことに
なる。 Vout/Vin=｜1/β 2・1+A 2 /A 1 /1/β 2 (1/A
1・A 3 +B 2 )+A 2 /A 1 |A 2 ≫A 1 =1/β 2 |1+A 1 /A 2 /
1+A 1 /A 2・1/β 2 (1/A 1・A 3 +B 1 ) | A 1 /A 2 →0=1/β 2 …(2) On the other hand, the transfer function regarding the high frequency component is )
The equation becomes as follows, and the closed loop gain remains unchanged. In order for this equation (1) to hold, β 1 = β 2 −
(1/A 1 · A 3 ) and |A 1 +A 2 |≠0 must hold true, but by using an operational amplifier with normal first-order roll-off characteristics as the second amplifier 13, A 2 = |A 2 |/(1+T 2・S), so As long as A 1 ≠0, |A 1 +A 2 |≠0. As is clear from equation (1), as long as the open loop gains of the first amplifier 12 and the third amplifier 14 are flat, the frequency characteristics of the second amplifier 13 will not appear in the output signal Vout. Become.
なお、第(1)式を正確に成立させるためには、入
力信号Vinとして方形波を加えて第２の増幅器１
３の出力が直流（振幅が零）になるように抵抗器
R3を調整すればよい。 Note that in order to accurately satisfy equation (1), it is necessary to add a square wave as the input signal Vin to the second amplifier 1.
Connect the resistor so that the output of step 3 becomes DC (amplitude is zero).
Just adjust R3 .
試作回路によれば、第２図のように構成するこ
とによつて、直流から数10MHzまでの広帯域にわ
たつて高入力インピーダンスおよび平坦なゲイン
を有することが確認できた。そして、その場合の
消費電力および価格は、市販されている同等性能
を有するハイブリツド広帯域演算増幅器に比べて
数分の１になつた。 According to the prototype circuit, it was confirmed that by configuring it as shown in FIG. 2, it had high input impedance and flat gain over a wide band from direct current to several tens of MHz. In this case, the power consumption and price are reduced to a fraction of those of commercially available hybrid wideband operational amplifiers with equivalent performance.
（発明の効果）
以上説明したように、本発明によれば、直流か
ら高周波までの広い周波数帯域にわたつて高精度
の一定のゲインを有し、入力インピーダンスが極
めて大きい非反転構成の高入力インピーダンス広
帯域増幅器が実現でき、実用上の効果は大きい。(Effects of the Invention) As explained above, according to the present invention, a high input impedance with a non-inverting configuration that has a highly accurate constant gain over a wide frequency band from direct current to high frequencies and has an extremely large input impedance. A wideband amplifier can be realized, and the practical effect is great.
第１図は本発明の一実施例を示すブロツク図、
第２図は第１図の具体例を示す回路図、第３図は
第２図の簡略回路図、第４図は従来の回路の一例
を示す回路図である。
１１…入力端子、１２…第１の増幅器、１３…
第２の増幅器、１４…第３の増幅器、１５…第１
の帰還回路、１６…第２の帰還回路、１７…出力
端子。
FIG. 1 is a block diagram showing one embodiment of the present invention;
2 is a circuit diagram showing a specific example of FIG. 1, FIG. 3 is a simplified circuit diagram of FIG. 2, and FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of a conventional circuit. 11...Input terminal, 12...First amplifier, 13...
second amplifier, 14... third amplifier, 15... first
16...second feedback circuit, 17...output terminal.
Claims (1)
インA1を有し非反転入力端子に入力信号が加え
られる第１の増幅器と、高精度の直流ゲインA2
を有し反転入力端子に入力信号が加えられる第２
の増幅器と、直流から高周波まで平坦なオープン
ループゲインA3を有し非反転入力端子に第１の
増幅器の出力信号が加えられ反転入力端子に第２
増幅器の出力信号が加えられる第３の増幅器と、
第３の増幅器の出力信号を帰還率β1で第１の増幅
器の反転入力端子に帰還する第１の帰還回路と、
第３の増幅器の出力信号を帰還率β2で第２の増幅
器の非反転入力端子に帰還する第２の帰還回路と
を具備し、前記帰還率β2は１／β2が所望の回路ゲ
インになるように選定され、前記β1はβ1＝β2−
（１／A1・A3）になるように選定されたことを特
徴とする高入力インピーダンス広帯域増幅器。1. A first amplifier that has a flat open-loop gain A 1 from DC to high frequencies and to which an input signal is applied to its non-inverting input terminal, and a high-precision DC gain A 2
a second input signal having an inverting input terminal;
The output signal of the first amplifier is applied to the non-inverting input terminal, and the output signal of the first amplifier is applied to the inverting input terminal.
a third amplifier to which the output signal of the amplifier is applied;
a first feedback circuit that feeds back the output signal of the third amplifier to the inverting input terminal of the first amplifier at a feedback rate β1 ;
and a second feedback circuit that feeds back the output signal of the third amplifier to the non-inverting input terminal of the second amplifier at a feedback rate β 2 , where the feedback rate β 2 is 1/β 2 as a desired circuit gain. β 1 is selected so that β 1 = β 2 −
(1/A 1・A 3 ).
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60223271A JPS6282703A (en) | 1985-10-07 | 1985-10-07 | High input impedance broad band amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60223271A JPS6282703A (en) | 1985-10-07 | 1985-10-07 | High input impedance broad band amplifier |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6282703A JPS6282703A (en) | 1987-04-16 |
| JPH0216048B2 true JPH0216048B2 (en) | 1990-04-16 |
Family
ID=16795502
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60223271A Granted JPS6282703A (en) | 1985-10-07 | 1985-10-07 | High input impedance broad band amplifier |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6282703A (en) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3113401B2 (en) * | 1992-07-31 | 2000-11-27 | リーダー電子株式会社 | Broadband amplifier |
-
1985
- 1985-10-07 JP JP60223271A patent/JPS6282703A/en active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6282703A (en) | 1987-04-16 |
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