JPH0216066B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0216066B2 JPH0216066B2 JP56057141A JP5714181A JPH0216066B2 JP H0216066 B2 JPH0216066 B2 JP H0216066B2 JP 56057141 A JP56057141 A JP 56057141A JP 5714181 A JP5714181 A JP 5714181A JP H0216066 B2 JPH0216066 B2 JP H0216066B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- equalizer
- signal
- circuit
- links
- automatic
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/01—Equalisers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は自動等化装置、電話回線を介して、デ
ータ伝送を行なう場合、伝送路の搬送回線数が不
明である場合に受信用変複調装置（モデム）に、
受信信号の通つて来た搬送回線の周波数特性に適
応した自動位相等化を行わせしめる装置に係る。
ータ伝送を行なう場合、伝送路の搬送回線数が不
明である場合に受信用変複調装置（モデム）に、
受信信号の通つて来た搬送回線の周波数特性に適
応した自動位相等化を行わせしめる装置に係る。
電話回線を用いてデータ信号伝送を行なう場
合、受信部では、端局間に生じる伝送特性の偏差
を補償するため、等化器が必要となる。特にデー
タ伝送の場合、伝送路の群遅延歪（位相特性）を
等化しなければ十分な品質のデータ通信を行なう
ことができない。したがつて、通常、受信部のモ
デム内に自動等化器が設けられている。
合、受信部では、端局間に生じる伝送特性の偏差
を補償するため、等化器が必要となる。特にデー
タ伝送の場合、伝送路の群遅延歪（位相特性）を
等化しなければ十分な品質のデータ通信を行なう
ことができない。したがつて、通常、受信部のモ
デム内に自動等化器が設けられている。
しかし、従来知られている自動等化器の等化能
力は搬送線（リンク）数に換算して、３〜４回線
以下のものに適応できる程度であり、回線数が更
に増大すると自動等化のみで位相等化を行なうこ
とは装置の構成上問題がある。即ち、位相等化器
として従来種々のものが知られているが、装置の
小型化、デイジタル化を図るためには、多数の遅
延素子と、その遅延素子の入出力に一定の係数を
乗算し、その乗算された信号を加算するという、
いわゆるトランスバーサル型フイルタをデイジタ
ル信号処理プロセツサで実現することが望ましい
が、等化の範囲が広いときは、乗算回数が多くな
り、信号処理プロセツサは処理不能となる。
力は搬送線（リンク）数に換算して、３〜４回線
以下のものに適応できる程度であり、回線数が更
に増大すると自動等化のみで位相等化を行なうこ
とは装置の構成上問題がある。即ち、位相等化器
として従来種々のものが知られているが、装置の
小型化、デイジタル化を図るためには、多数の遅
延素子と、その遅延素子の入出力に一定の係数を
乗算し、その乗算された信号を加算するという、
いわゆるトランスバーサル型フイルタをデイジタ
ル信号処理プロセツサで実現することが望ましい
が、等化の範囲が広いときは、乗算回数が多くな
り、信号処理プロセツサは処理不能となる。
そのため、搬送回線（リンク）数が３程度の変
動を補償できる固定等化器を用意し、データ伝送
の開始時にリンク数を調べ、リンク数が一定（例
えば４）以上であることが分つたときは上記固定
等化器を手動的に挿入する方法がとられている。
動を補償できる固定等化器を用意し、データ伝送
の開始時にリンク数を調べ、リンク数が一定（例
えば４）以上であることが分つたときは上記固定
等化器を手動的に挿入する方法がとられている。
しかし、上述の方法はリンク数の検出が複雑
で、かつ、固定等化器が必要なときは手動的に、
固定等化器を変復調装置に挿入する必要があるた
め、データ伝送の利用ひん度が高くなつた場合、
回線の有効利用の点において非常に不利となる。
で、かつ、固定等化器が必要なときは手動的に、
固定等化器を変復調装置に挿入する必要があるた
め、データ伝送の利用ひん度が高くなつた場合、
回線の有効利用の点において非常に不利となる。
又リンク数を検出し、最適の等化器をリンク数
に合せて構成するという提案があるが、リンクを
検出するために、特別の信号を必要としたり、又
上述の如く、デイジタル信号処理プロセツサで等
化器を実現できないという欠点がある。
に合せて構成するという提案があるが、リンクを
検出するために、特別の信号を必要としたり、又
上述の如く、デイジタル信号処理プロセツサで等
化器を実現できないという欠点がある。
したがつて、本発明の主な目的は搬送回線（リ
ンク）数が大幅に変動する場合にも、自動的に最
適の位相等化を行なう自動等化装置を実現するこ
とである。
ンク）数が大幅に変動する場合にも、自動的に最
適の位相等化を行なう自動等化装置を実現するこ
とである。
更に本発明の具体的目的は、従来のデータ伝送
に使用されているトレーニング信号を利用して、
伝送信号が送られている搬送回線のリンク数を効
率的に推定し、上記等化装置に使用される自動等
化器の演算処理がすくなくてすむ、すなわち、自
動等化器の等化範囲を狭くすることが可能とする
自動等化装置を実現することである。
に使用されているトレーニング信号を利用して、
伝送信号が送られている搬送回線のリンク数を効
率的に推定し、上記等化装置に使用される自動等
化器の演算処理がすくなくてすむ、すなわち、自
動等化器の等化範囲を狭くすることが可能とする
自動等化装置を実現することである。
本発明は上記目的を達成するため、従来使用さ
れているトレーニング信号からリンク数を検出す
る回路と、リンク数が一定値に対応する回線の位
相等化を行なう固定等化器と、上記検出する回路
の出力によつて、その出力上記固定等化器を変復
調装置（モデム）の受信部への接続を制御する制
御回路とを設けて構成したものである。
れているトレーニング信号からリンク数を検出す
る回路と、リンク数が一定値に対応する回線の位
相等化を行なう固定等化器と、上記検出する回路
の出力によつて、その出力上記固定等化器を変復
調装置（モデム）の受信部への接続を制御する制
御回路とを設けて構成したものである。
特にリンク数の検出は、トレーニング信号のキ
ヤリア周波数と変調周波数の和および差の周波数
が、搬送回線の周波数特性において、リンク数に
よつて減衰度が異なる範囲となる周波数成分を検
出し、その検出出力を、その周波数成分が既知の
一定リンク数のときの減衰値と比較することによ
つて行なう。
ヤリア周波数と変調周波数の和および差の周波数
が、搬送回線の周波数特性において、リンク数に
よつて減衰度が異なる範囲となる周波数成分を検
出し、その検出出力を、その周波数成分が既知の
一定リンク数のときの減衰値と比較することによ
つて行なう。
本発明の自動等化装置では、等化すべき範囲が
大きいときは、固定等化器によつてその大部分を
補償することができるので、不十分なものは固定
等化器と組合された自動等化器によつて補正され
るため、その自動等化器はトランスバーサル型等
化器を比較的低速のデイジタル信号プロセツサで
容易に実現することができる。すなわち、トラン
スバーサル等化器のタツプ数が少なくてすむ。
又、従来使用されているトレーニング信号は後述
する如く、前述の周波数関係を満しているので、
本発明の実施のためのトレーニング信号を設ける
必要がないという利点を持つ。さらに、固定等化
器の接続の制御が自動的に行なわれるので、デー
タ伝送の使用ひんどが高いとき、とくに有効とな
るものである。
大きいときは、固定等化器によつてその大部分を
補償することができるので、不十分なものは固定
等化器と組合された自動等化器によつて補正され
るため、その自動等化器はトランスバーサル型等
化器を比較的低速のデイジタル信号プロセツサで
容易に実現することができる。すなわち、トラン
スバーサル等化器のタツプ数が少なくてすむ。
又、従来使用されているトレーニング信号は後述
する如く、前述の周波数関係を満しているので、
本発明の実施のためのトレーニング信号を設ける
必要がないという利点を持つ。さらに、固定等化
器の接続の制御が自動的に行なわれるので、デー
タ伝送の使用ひんどが高いとき、とくに有効とな
るものである。
以下、図面を用いて本発明を詳細に説明する。
第１図は本発明による等化装置が実施される電話
回線を利用したデータ伝送システムの全体的構成
を示す。同図において、破線で囲んだ１０は加入
者送信端末装置を、２０は加入者受信端末装置を
示す。実際には各端末には送信および受信端末が
兼備されるが、説明の都合上その一方のみについ
てのみ示す。送信端末１０では伝送すべきデータ
情報源１のデータが、モデムの送信部２で伝送に
適した波形（例えば振幅位相変調信号）に変調さ
れ、スイツチ３を介して伝送路５に送出される。
このようなデータ伝送システムでは、データの伝
送の前に、受信端末装置、例えば自動利得制御回
路（AGC）、キヤリア、タイミング制御回路、自
動等化器等の調整のためのトレーニング信号が送
られる。ブロツク４はこのトレーニング信号発生
回路で、データ伝送の開始時にスイツチ３を介し
て伝送路に送出される。伝送路３では、伝送路が
周波数分割搬送伝送系によつて構成されている場
合、0.3〜3.4kHzの音声帯域の信号は通話路変換
装置、群変換装置、超群変換装置５−１，５−
２，５−３等の端局装置、さらには中継装置を経
て、各装置において群遅延歪（位相歪）を受けて
受信端末２０に入力される。受信端末２０ではデ
ータ伝送の開始のとき、すなわち、トレーニング
信号はまずスイツチ６−１および６−２によつて
線路７が選択されモデムの受信部１１（自動等化
器９を含む）に加えられる。トレーニング信号の
期間中に前述の受信端末装置の調整が従来の装置
と同様に行なわれる。本発明では更に、トレーニ
ング信号から、伝送路５の搬送回線数（リンク
数）をリンク数検出回路１２によつて検出し、も
しリンク数が一定数たとえば３又は４以上と判定
したときは上記スイツチ６−１，６−２を固定等
化器８側に、又一定数（例えば３又は４）以下と
判定したときは線路７側に接続する。
第１図は本発明による等化装置が実施される電話
回線を利用したデータ伝送システムの全体的構成
を示す。同図において、破線で囲んだ１０は加入
者送信端末装置を、２０は加入者受信端末装置を
示す。実際には各端末には送信および受信端末が
兼備されるが、説明の都合上その一方のみについ
てのみ示す。送信端末１０では伝送すべきデータ
情報源１のデータが、モデムの送信部２で伝送に
適した波形（例えば振幅位相変調信号）に変調さ
れ、スイツチ３を介して伝送路５に送出される。
このようなデータ伝送システムでは、データの伝
送の前に、受信端末装置、例えば自動利得制御回
路（AGC）、キヤリア、タイミング制御回路、自
動等化器等の調整のためのトレーニング信号が送
られる。ブロツク４はこのトレーニング信号発生
回路で、データ伝送の開始時にスイツチ３を介し
て伝送路に送出される。伝送路３では、伝送路が
周波数分割搬送伝送系によつて構成されている場
合、0.3〜3.4kHzの音声帯域の信号は通話路変換
装置、群変換装置、超群変換装置５−１，５−
２，５−３等の端局装置、さらには中継装置を経
て、各装置において群遅延歪（位相歪）を受けて
受信端末２０に入力される。受信端末２０ではデ
ータ伝送の開始のとき、すなわち、トレーニング
信号はまずスイツチ６−１および６−２によつて
線路７が選択されモデムの受信部１１（自動等化
器９を含む）に加えられる。トレーニング信号の
期間中に前述の受信端末装置の調整が従来の装置
と同様に行なわれる。本発明では更に、トレーニ
ング信号から、伝送路５の搬送回線数（リンク
数）をリンク数検出回路１２によつて検出し、も
しリンク数が一定数たとえば３又は４以上と判定
したときは上記スイツチ６−１，６−２を固定等
化器８側に、又一定数（例えば３又は４）以下と
判定したときは線路７側に接続する。
さて、伝送路における群遅延歪は送信端１０か
ら受信端までに通過する搬送回線の数（リンク
数）にほぼ比例することが知られている。又受信
信号の周波数特性も第２図に示すように、音声帯
域において、周波数300〜600Hzの低域部、2000〜
3400Hzの高域部の減衰量がリンク数に対応してい
ることが知られている。
ら受信端までに通過する搬送回線の数（リンク
数）にほぼ比例することが知られている。又受信
信号の周波数特性も第２図に示すように、音声帯
域において、周波数300〜600Hzの低域部、2000〜
3400Hzの高域部の減衰量がリンク数に対応してい
ることが知られている。
上記リンク数検出回路１２は上述の伝送路の特
性を利用して、現在使用されているトレーニング
信号から伝送路のリンク数を検出する。
性を利用して、現在使用されているトレーニング
信号から伝送路のリンク数を検出する。
以下、9600bit／secのデータ信号を送信用モデ
ムによつて振幅位相変調した信号から搬送回線数
を検出する実施例について説明する。
ムによつて振幅位相変調した信号から搬送回線数
を検出する実施例について説明する。
電話回線の音声帯域（0.3〜3.4kHz）を使用し
てのデータ伝送は、データ信号を送信用モデムに
よつて振幅位相変調して、アナログ信号として伝
送される。すなわち、互に直交関係にあるキヤリ
アをそれぞれ独立に振幅変調し、それらを合成し
てアナログ信号として伝送する。
てのデータ伝送は、データ信号を送信用モデムに
よつて振幅位相変調して、アナログ信号として伝
送される。すなわち、互に直交関係にあるキヤリ
アをそれぞれ独立に振幅変調し、それらを合成し
てアナログ信号として伝送する。
第３図は、送信部の変調器の構成を示すもので
従来知られているものと同じである。入力端子１
３より9600ビツト／秒のデータ信号がレジスタ１
４に加えられ、これを４ビツト毎に変換回路１５
に加える。この変換回路１５は４ビツトのうち第
１ビツトを振幅（21＝２通り）、後の３ビツトで
位相（23＝８通り）を割当てることによつて、第
４図のｘ、ｙ平面点に示すように16通りの情報に
変換する。例えば、第４図でＡ点（ｘ＝−３、ｙ
＝０）、Ｂ点（ｘ＝３、ｙ＝−３）である。この
16通りの情報は1200Hz（＝9600÷４÷２）の基本
周波数faを持つ。この周波数の矩形波の高調波成
分を除くため、ｘ、ｙの信号をそれぞれ低域フイ
ルタ１６−１および１６−２を通す。第５図は、
上記Ａ、Ｂ点が1200Hzでくり返されるトレーニン
グ信号の場合の上記低域フイルタ１６の出力波形
を示す。この波形で搬送波信号を変調する。正弦
波発振器１８（sinωcｔの信号を発生する）の一
部は極性反転回路１９を経て、他の一部は90゜移
相器２１を径て、それぞれ乗算器２２−１および
２２−２で低域フイルタの出力と乗算される。乗
算器２２−１および２２−２の出力は加算器２３
で加算される。すなわち xcosωcｔ ＝√2＋2sin（ωcｔ＋φ） (1) となつた振幅位相変調されたアナログ信号となつ
て、出力端子２４から、伝送路、搬送回線を径
て、伝送される。
従来知られているものと同じである。入力端子１
３より9600ビツト／秒のデータ信号がレジスタ１
４に加えられ、これを４ビツト毎に変換回路１５
に加える。この変換回路１５は４ビツトのうち第
１ビツトを振幅（21＝２通り）、後の３ビツトで
位相（23＝８通り）を割当てることによつて、第
４図のｘ、ｙ平面点に示すように16通りの情報に
変換する。例えば、第４図でＡ点（ｘ＝−３、ｙ
＝０）、Ｂ点（ｘ＝３、ｙ＝−３）である。この
16通りの情報は1200Hz（＝9600÷４÷２）の基本
周波数faを持つ。この周波数の矩形波の高調波成
分を除くため、ｘ、ｙの信号をそれぞれ低域フイ
ルタ１６−１および１６−２を通す。第５図は、
上記Ａ、Ｂ点が1200Hzでくり返されるトレーニン
グ信号の場合の上記低域フイルタ１６の出力波形
を示す。この波形で搬送波信号を変調する。正弦
波発振器１８（sinωcｔの信号を発生する）の一
部は極性反転回路１９を経て、他の一部は90゜移
相器２１を径て、それぞれ乗算器２２−１および
２２−２で低域フイルタの出力と乗算される。乗
算器２２−１および２２−２の出力は加算器２３
で加算される。すなわち xcosωcｔ ＝√2＋2sin（ωcｔ＋φ） (1) となつた振幅位相変調されたアナログ信号となつ
て、出力端子２４から、伝送路、搬送回線を径
て、伝送される。
前述の信号ｘ、ｙの低域フイルタ１６の出力
は、情報信号が前記Ａ、Ｂのくり返しによるトレ
ーニング信号であるときは第５図のようになるか
ら、それぞれ で表わされる。
は、情報信号が前記Ａ、Ｂのくり返しによるトレ
ーニング信号であるときは第５図のようになるか
ら、それぞれ で表わされる。
したがつて、第(1)式に(2)式の関係を代入すると
振幅位相調された信号ｚは ｚ＝3cos2πfatcos2πfcｔ −（−３／２−３／２cos2πfaｔ）sin2πfcｔ となり、この計算結果は となり、上記faおよびfcをそれぞれfa＝1200Hz、fc
＝1700Hzとすれば、上記式にはfc＝1700Hz、fc＋
fa＝1700＋1200＝2900Hz、fc−fa＝1700−1200＝
500Hzの各周波成分が含まれていることが分る。
したがつて、このような周波数成分が複数の搬送
回線（リンク）を径ると、第２図の特性によつ
て、fc−fa＝500Hz、fc＋fa＝2900Hz成分はリンク
数に比例して減衰をうける。
振幅位相調された信号ｚは ｚ＝3cos2πfatcos2πfcｔ −（−３／２−３／２cos2πfaｔ）sin2πfcｔ となり、この計算結果は となり、上記faおよびfcをそれぞれfa＝1200Hz、fc
＝1700Hzとすれば、上記式にはfc＝1700Hz、fc＋
fa＝1700＋1200＝2900Hz、fc−fa＝1700−1200＝
500Hzの各周波成分が含まれていることが分る。
したがつて、このような周波数成分が複数の搬送
回線（リンク）を径ると、第２図の特性によつ
て、fc−fa＝500Hz、fc＋fa＝2900Hz成分はリンク
数に比例して減衰をうける。
第６図は本発明を実施した、復調部の構成を示
す。同図で点線で包むブロツク１１は復調回路で
１２がリンク数検出回路である。復調回路１１は
従来のものと同じである。
す。同図で点線で包むブロツク１１は復調回路で
１２がリンク数検出回路である。復調回路１１は
従来のものと同じである。
入力端子２５に入つた入力信号ｚは乗算回路２
６−１および２６−２に加えられ、それぞれ、端
子２７−１および２７−２から加えられるcosωc
ｔおよび−sinωcｔの信号と乗算される。したが
つて、乗算器２６−１と２６−２の出力は、それ
ぞれ となる。これらの信号を2ωcｔ成分を除くため、
低域フイルタ２８−１、２８−２に通すと、ｘ／２ （＝３／２cos2πfaｔ）およびｙ／２（＝−３／４−３
／４ cos2πfaｔ）がとり出される。これらの信号は自
動等化器２９を介して波形を整形し、識別回路３
０に加えられる。識別回路３０は信号ｚが、第３
図のいかなる点であるかを判別し、データ信号に
変換し、出力端子３１より信号処理回路（図示せ
ず）に加えられる。その間、正常動作をしている
ときは識別回路３０からの情報によつて、自動等
化器２９を制御する。
６−１および２６−２に加えられ、それぞれ、端
子２７−１および２７−２から加えられるcosωc
ｔおよび−sinωcｔの信号と乗算される。したが
つて、乗算器２６−１と２６−２の出力は、それ
ぞれ となる。これらの信号を2ωcｔ成分を除くため、
低域フイルタ２８−１、２８−２に通すと、ｘ／２ （＝３／２cos2πfaｔ）およびｙ／２（＝−３／４−３
／４ cos2πfaｔ）がとり出される。これらの信号は自
動等化器２９を介して波形を整形し、識別回路３
０に加えられる。識別回路３０は信号ｚが、第３
図のいかなる点であるかを判別し、データ信号に
変換し、出力端子３１より信号処理回路（図示せ
ず）に加えられる。その間、正常動作をしている
ときは識別回路３０からの情報によつて、自動等
化器２９を制御する。
次にリンク数検出回路１２の構成動作について
述べる。同図において、低域フイルタ２８−１お
よび２８−２の出力であるｘ／２、およびｙ／２はそれ ぞれ、周波数fa成分を通す帯域フイルタ３２−１
および３２−２に加えられた後、２乗回路３３−
１および３３−２を径て、加算器３４で加算され
る。したがつて、トレーニング信号が前記(2)式の
ような場合、リンク数による減衰がないときは帯
域通過フイルタ３２−１，３２−２の出力はそれ
ぞれ x′＝３／２cos2πfaｔ、y′＝−３／４cos2πfaｔ となるから、加算器３４の出力は （x′）2＋（y′）2＝９／４cos22πfaｔ＋９／16cos22
πfaｔ＝（９／４＋９／16）×１／２＋（９／４＋９／
16）・１／２cos4πfaｔ となる。
述べる。同図において、低域フイルタ２８−１お
よび２８−２の出力であるｘ／２、およびｙ／２はそれ ぞれ、周波数fa成分を通す帯域フイルタ３２−１
および３２−２に加えられた後、２乗回路３３−
１および３３−２を径て、加算器３４で加算され
る。したがつて、トレーニング信号が前記(2)式の
ような場合、リンク数による減衰がないときは帯
域通過フイルタ３２−１，３２−２の出力はそれ
ぞれ x′＝３／２cos2πfaｔ、y′＝−３／４cos2πfaｔ となるから、加算器３４の出力は （x′）2＋（y′）2＝９／４cos22πfaｔ＋９／16cos22
πfaｔ＝（９／４＋９／16）×１／２＋（９／４＋９／
16）・１／２cos4πfaｔ となる。
この信号は累積加算回路３６によつて一定期間
加算される。したがつて、第１項の直流分は
（９／４＋９／16）に比例した出力になり、第２項の高 周波成分は加算されることによつて正負成分で相
殺されて０となる。
加算される。したがつて、第１項の直流分は
（９／４＋９／16）に比例した出力になり、第２項の高 周波成分は加算されることによつて正負成分で相
殺されて０となる。
さて、受信信号ｚが多数の搬送回線を経て来た
ときは、前述の変調によつて生じた変調周波数と
搬送周波数の和又は差fa±fc成分（500Hz、2900Hz
成分）は減衰をうけた後復調回路でfa（＝1200Hz
成分）となり、一方、fc（＝1700成分）は直流成
分となり、上記帯域フイルタ３２−１および３２
−２によつて除去される。
ときは、前述の変調によつて生じた変調周波数と
搬送周波数の和又は差fa±fc成分（500Hz、2900Hz
成分）は減衰をうけた後復調回路でfa（＝1200Hz
成分）となり、一方、fc（＝1700成分）は直流成
分となり、上記帯域フイルタ３２−１および３２
−２によつて除去される。
いま、リンク数が３のとき差成分fa−fc（＝500
Hz）、和成分fa＋fc（＝2900Hz）成分の減衰量がほ
ぼ等しくａとし、他の損失を無視すると、上記帯
域通過フイルタ３２−１の出力x′および帯域通過
フイルタ３２−２の出力y′は前述と同様にしてそ
れぞれx′＝３／２acos2πfaｔとy′＝−３／４acos2π
faｔ となるから、加算器３４の出力は、ａ（９／４＋９／16
） に比例した出力が得られる。
Hz）、和成分fa＋fc（＝2900Hz）成分の減衰量がほ
ぼ等しくａとし、他の損失を無視すると、上記帯
域通過フイルタ３２−１の出力x′および帯域通過
フイルタ３２−２の出力y′は前述と同様にしてそ
れぞれx′＝３／２acos2πfaｔとy′＝−３／４acos2π
faｔ となるから、加算器３４の出力は、ａ（９／４＋９／16
） に比例した出力が得られる。
累積加算器３６の出力はスレシヨールド回路３
７に加えられる。スレシヨールド回路２６は、閾
値Vthとして（９／４＋９／16）a2より若干高い値が設 定される。そして、入力信号がVthより低い時は
第１図のスイツチ６−１および６−２を下側、す
なわち、リンク数が３のときの位相等化を行なう
固定等化器８を伝送路と復調器の間に挿入するよ
うなスイツチ駆動を行う制御信号を発生し、Vth
より高いときは、スイツチ６−１，６−２を上
側、すなわち、固定等化器８を除いた接続を行う
制御信号を発生するように構成される。したがつ
て、前述の如く、トレーニング信号から容易に伝
送路のリンク数を検出し、固定等化器を人の手を
介さずに自動的に接続、切断の制御を行なうこと
ができる。
７に加えられる。スレシヨールド回路２６は、閾
値Vthとして（９／４＋９／16）a2より若干高い値が設 定される。そして、入力信号がVthより低い時は
第１図のスイツチ６−１および６−２を下側、す
なわち、リンク数が３のときの位相等化を行なう
固定等化器８を伝送路と復調器の間に挿入するよ
うなスイツチ駆動を行う制御信号を発生し、Vth
より高いときは、スイツチ６−１，６−２を上
側、すなわち、固定等化器８を除いた接続を行う
制御信号を発生するように構成される。したがつ
て、前述の如く、トレーニング信号から容易に伝
送路のリンク数を検出し、固定等化器を人の手を
介さずに自動的に接続、切断の制御を行なうこと
ができる。
なお、トレーニング期間を使用しないときは、
回線特性の判定が不可能であるので固定等化器は
入れず、自動等化器のみで等化を行なうようにし
て良い。
回線特性の判定が不可能であるので固定等化器は
入れず、自動等化器のみで等化を行なうようにし
て良い。
第７図はリンク数検出回路の他の実施例の構成
を示すもので、回路構成は第６図のものに比較し
若干複雑となるが、リンク数を更に精度よく推定
できるように構成したものである。同図におい
て、第６図と同一の番号を付したブロツクは第６
図のものと同一の構成、機能を持つ。本実施例で
は、第６図のリンク検出回路に更に、直流成分検
出回路４０を付加したもので、入力端子４２−１
および４２−２は第６図のフイルタ２８−１およ
び２８−２にそれぞれ結合される。低域フイルタ
３２−３および３２−４はトレーニング信号受信
時に直流成分を検出する回路で、fa成分を除去す
る機能を持つ。２乗回路３３−３および３３−
４，３４−２は加算回路、３６は累積加算回路で
ある。３９は除算器であり、リンク数検出回路出
力と直流検出回路出力とを除する機能を持つ。
を示すもので、回路構成は第６図のものに比較し
若干複雑となるが、リンク数を更に精度よく推定
できるように構成したものである。同図におい
て、第６図と同一の番号を付したブロツクは第６
図のものと同一の構成、機能を持つ。本実施例で
は、第６図のリンク検出回路に更に、直流成分検
出回路４０を付加したもので、入力端子４２−１
および４２−２は第６図のフイルタ２８−１およ
び２８−２にそれぞれ結合される。低域フイルタ
３２−３および３２−４はトレーニング信号受信
時に直流成分を検出する回路で、fa成分を除去す
る機能を持つ。２乗回路３３−３および３３−
４，３４−２は加算回路、３６は累積加算回路で
ある。３９は除算器であり、リンク数検出回路出
力と直流検出回路出力とを除する機能を持つ。
第８図は第７図のリンク数検出回路の動作説明
のための図で、第４図と同様にトレーニング信号
がＡ、Ｂ点のくり返しの場合を示す。リンクがな
い場合には、受信器入力信号のパワーは第８図の
記号を用いて、Ｄ＋Ｅであらわされる。リンクが
ある場合にはＤ＋Ｆとなる。したがつて、AGC
の設定の値の比はリンクがない場合とある場合で
１／Ｄ＋Ｅ：１／Ｄ＋Ｆとなる（AGCはレベルを一定 にするように動作するから）。第６図の実施例の
場合は、リンク検出回路出力のパワー比はリンク
数がない場合とある場合でＥ／Ｄ＋Ｅ：Ｆ／Ｄ＋Ｆ＝ Ｅ／Ｆ・Ｄ＋Ｆ／Ｄ＋Ｅとなる。
のための図で、第４図と同様にトレーニング信号
がＡ、Ｂ点のくり返しの場合を示す。リンクがな
い場合には、受信器入力信号のパワーは第８図の
記号を用いて、Ｄ＋Ｅであらわされる。リンクが
ある場合にはＤ＋Ｆとなる。したがつて、AGC
の設定の値の比はリンクがない場合とある場合で
１／Ｄ＋Ｅ：１／Ｄ＋Ｆとなる（AGCはレベルを一定 にするように動作するから）。第６図の実施例の
場合は、リンク検出回路出力のパワー比はリンク
数がない場合とある場合でＥ／Ｄ＋Ｅ：Ｆ／Ｄ＋Ｆ＝ Ｅ／Ｆ・Ｄ＋Ｆ／Ｄ＋Ｅとなる。
一方、第７図の実施例の場合の直流成分検出回
路４０のパワー比は、リンク数がない場合とある
場合で Ｄ／Ｄ＋Ｅ：Ｄ／Ｄ＋Ｆ＝Ｄ＋Ｆ／Ｄ＋Ｅとなる。
路４０のパワー比は、リンク数がない場合とある
場合で Ｄ／Ｄ＋Ｅ：Ｄ／Ｄ＋Ｆ＝Ｄ＋Ｆ／Ｄ＋Ｅとなる。
また、同図においてリンク数検出回路出力のパ
ワー比はリンク数のない場合とある場合で Ｅ／Ｄ＋Ｅ：Ｆ／Ｄ＋Ｆ＝Ｅ／Ｆ・Ｄ＋Ｆ／Ｄ＋Ｅと
なる。
ワー比はリンク数のない場合とある場合で Ｅ／Ｄ＋Ｅ：Ｆ／Ｄ＋Ｆ＝Ｅ／Ｆ・Ｄ＋Ｆ／Ｄ＋Ｅと
なる。
第７図において、リンク数検出回路出力のパワ
ー比を直流成分検出回路出力で補正することによ
り Ｅ／Ｄ＋Ｅ÷Ｄ／Ｄ＋Ｅ：Ｆ／Ｄ＋Ｆ÷Ｄ／Ｄ＋Ｆ＝
Ｅ／Ｄ： Ｆ／Ｄ＝Ｅ／Ｆとなる。
ー比を直流成分検出回路出力で補正することによ
り Ｅ／Ｄ＋Ｅ÷Ｄ／Ｄ＋Ｅ：Ｆ／Ｄ＋Ｆ÷Ｄ／Ｄ＋Ｆ＝
Ｅ／Ｄ： Ｆ／Ｄ＝Ｅ／Ｆとなる。
上記関係より、リンクがない場合とある場合の
変調成分（1200Hz）のパワー比が大きく、精度よ
く、搬送リンク数を推定できる。
変調成分（1200Hz）のパワー比が大きく、精度よ
く、搬送リンク数を推定できる。
第１図は本発明による自動等化装置が適用され
るデータ伝送システムの全体的構成を示す図、第
２図はリンク数を変えたときの周波数特性の変化
を示す図、第３図は振幅位相変調回路の一例を示
す図、第４図は振幅位相変調によつて伝送される
情報を示す図、第５図はトレーニング信号を作る
変調信号の波形図、第６図および第７図は本発明
の自動等化装置に適用されるリンク数検出回路の
実施例の構成を示す図、第８図は第７図の動作説
明のための図である。 １…情報源、２…モデムの送信部、３，６−
１，６−２…スイツチ、５…伝送路、８…固定等
化器、９…AGC、１０…加入者送信端末、１１
…モデムの受信部、１２…リンク数検出回路、１
４…レジスタ、１５…変換回路、１６−１，１６
−２…低域フイルタ、１８…発振器、１９…極性
反転回路、２１…90゜移相器、２２−１，２２−
２…乗算器、２３…加算器、２６−１，２６−２
…乗算器、２８−１，２８−２…低域フイルタ、
２９…自動等化器、３０…識別回路、３２−１，
３２−２，３２−３，３２−４…帯域フイルタ、
３３−１，３３−２，３３−３，３３−４…２乗
回路、３４，３４−２…加算器、３６，３６−２
…累積加算回路、３７…スレシヨールド回路、３
９…除算器。
るデータ伝送システムの全体的構成を示す図、第
２図はリンク数を変えたときの周波数特性の変化
を示す図、第３図は振幅位相変調回路の一例を示
す図、第４図は振幅位相変調によつて伝送される
情報を示す図、第５図はトレーニング信号を作る
変調信号の波形図、第６図および第７図は本発明
の自動等化装置に適用されるリンク数検出回路の
実施例の構成を示す図、第８図は第７図の動作説
明のための図である。 １…情報源、２…モデムの送信部、３，６−
１，６−２…スイツチ、５…伝送路、８…固定等
化器、９…AGC、１０…加入者送信端末、１１
…モデムの受信部、１２…リンク数検出回路、１
４…レジスタ、１５…変換回路、１６−１，１６
−２…低域フイルタ、１８…発振器、１９…極性
反転回路、２１…90゜移相器、２２−１，２２−
２…乗算器、２３…加算器、２６−１，２６−２
…乗算器、２８−１，２８−２…低域フイルタ、
２９…自動等化器、３０…識別回路、３２−１，
３２−２，３２−３，３２−４…帯域フイルタ、
３３−１，３３−２，３３−３，３３−４…２乗
回路、３４，３４−２…加算器、３６，３６−２
…累積加算回路、３７…スレシヨールド回路、３
９…除算器。
Claims (1)
- １ 受信信号を自動等化器を通して受信部に伝え
る自動等化装置において、その受信信号が通過し
てきた伝送路の搬送回線数をトレーニング信号か
ら検出する搬送回線数検出回路と、上記自動等化
器の前段に固定等化器とを備え、上記搬送回線数
検出回路の検出した搬送回線数が一定数以上のと
きは上記固定等化器を介して受信信号を上記自動
等化器に伝え、搬送回線数が一定数未満のときは
上記固定等化器を介さず受信信号を上記自動等化
器に伝えることを特徴とする自動等化装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56057141A JPS57173232A (en) | 1981-04-17 | 1981-04-17 | Automatic equalizer |
| US06/368,664 US4477913A (en) | 1981-04-17 | 1982-04-15 | Automatic equalizer apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56057141A JPS57173232A (en) | 1981-04-17 | 1981-04-17 | Automatic equalizer |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57173232A JPS57173232A (en) | 1982-10-25 |
| JPH0216066B2 true JPH0216066B2 (ja) | 1990-04-16 |
Family
ID=13047289
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56057141A Granted JPS57173232A (en) | 1981-04-17 | 1981-04-17 | Automatic equalizer |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4477913A (ja) |
| JP (1) | JPS57173232A (ja) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AU568117B2 (en) * | 1983-02-25 | 1987-12-17 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Variable group delay equalizer |
| US4675863A (en) | 1985-03-20 | 1987-06-23 | International Mobile Machines Corp. | Subscriber RF telephone system for providing multiple speech and/or data signals simultaneously over either a single or a plurality of RF channels |
| US4825448A (en) * | 1986-08-07 | 1989-04-25 | International Mobile Machines Corporation | Subscriber unit for wireless digital telephone system |
| US4743869A (en) * | 1986-10-03 | 1988-05-10 | Rockwell International Corporation | Constant resistance loss/slope filter circuit |
| YU47270B (sh) * | 1986-10-31 | 1995-01-31 | Siemens Aktiengesellschaft Berlin I Minhen | Adaptivni korektor frekvencijskog domena za digitalne radio relejne sisteme |
| US5237416A (en) * | 1989-10-18 | 1993-08-17 | Victor Company Of Japan, Ltd. | Apparatus for removing waveform distortion from a video signal |
| JPH03160876A (ja) * | 1989-11-20 | 1991-07-10 | Ricoh Co Ltd | ファクシミリ装置の制御方法 |
| DE69327986T2 (de) * | 1992-06-03 | 2000-10-05 | Koninklijke Philips Electronics N.V., Eindhoven | System zur automatischen Kompensation der Kabeldämpfung |
| US5546383A (en) | 1993-09-30 | 1996-08-13 | Cooley; David M. | Modularly clustered radiotelephone system |
| KR20170025894A (ko) * | 2015-08-31 | 2017-03-08 | 에스케이하이닉스 주식회사 | 등화 회로, 반도체 장치 및 이를 이용한 반도체 시스템 |
| JP6689694B2 (ja) | 2016-07-13 | 2020-04-28 | 株式会社バンダイナムコエンターテインメント | シミュレーションシステム及びプログラム |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3781722A (en) * | 1973-03-12 | 1973-12-25 | Rca Corp | Digitally variable delay time system |
| US4336613A (en) * | 1977-06-30 | 1982-06-22 | Texas Instruments Incorporated | Charge coupled device filters and modems incorporating such filters |
| JPS5459810A (en) * | 1977-10-21 | 1979-05-14 | Hitachi Ltd | Signal waveform transmission system |
| FR2478914B1 (fr) * | 1980-03-19 | 1986-01-31 | Ibm France | Procede et dispositif pour l'ajustement initial de l'horloge d'un recepteur de donnees synchrone |
-
1981
- 1981-04-17 JP JP56057141A patent/JPS57173232A/ja active Granted
-
1982
- 1982-04-15 US US06/368,664 patent/US4477913A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4477913A (en) | 1984-10-16 |
| JPS57173232A (en) | 1982-10-25 |
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