JPH0216110B2 - - Google Patents
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- JPH0216110B2 JPH0216110B2 JP59053886A JP5388684A JPH0216110B2 JP H0216110 B2 JPH0216110 B2 JP H0216110B2 JP 59053886 A JP59053886 A JP 59053886A JP 5388684 A JP5388684 A JP 5388684A JP H0216110 B2 JPH0216110 B2 JP H0216110B2
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- Japan
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- phase
- wave rectifier
- mode
- rectifier unit
- full
- Prior art date
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/02—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/145—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/155—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/17—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only arranged for operation in parallel
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明は可変直流電圧を発生する整流装置に
関するものである。
関するものである。
第１図は３相全波整流装置の基本構成を示すも
ので、１は３相交流電源、２，３，４はそれぞれ
この３相交流電源のＲ相、Ｓ相、Ｔ相、５は３相
全波整流ユニツト、６，７，８はそれぞれ３相全
波整流ユニツトの入力線Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相、９，
１０はそれぞれ３相全波整流ユニツト５の出力線
Ｐ及びＮ、UPはＵ相Ｐ側のサイリスタ、VPはＶ
相Ｐ側のサイリスタ、VNはＶ相Ｎ側のサイリス
タ、WPはＷ相Ｐ側のサイリスタ、WNはＷ側Ｎ
側のサイリスタを示す。なお３相交流電源１の相
名称Ｒ、Ｓ、Ｔ相と３相全波整流ユニツト５の入
力線Ｕ、Ｖ、Ｗ相を別名称としたのは後の説明を
分り易くする為であり、通常ＲとＵ、ＳとＶ、Ｔ
とＷの各線が接続されている。
ので、１は３相交流電源、２，３，４はそれぞれ
この３相交流電源のＲ相、Ｓ相、Ｔ相、５は３相
全波整流ユニツト、６，７，８はそれぞれ３相全
波整流ユニツトの入力線Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相、９，
１０はそれぞれ３相全波整流ユニツト５の出力線
Ｐ及びＮ、UPはＵ相Ｐ側のサイリスタ、VPはＶ
相Ｐ側のサイリスタ、VNはＶ相Ｎ側のサイリス
タ、WPはＷ相Ｐ側のサイリスタ、WNはＷ側Ｎ
側のサイリスタを示す。なお３相交流電源１の相
名称Ｒ、Ｓ、Ｔ相と３相全波整流ユニツト５の入
力線Ｕ、Ｖ、Ｗ相を別名称としたのは後の説明を
分り易くする為であり、通常ＲとＵ、ＳとＶ、Ｔ
とＷの各線が接続されている。
第２図は第１図のような３相全波整流装置でイ
ンバータ運転を行い負の可変直流電圧を発生させ
る場合の従来の一般的な点弧制御による出力電圧
波形と導通サイリスタの時間的変化を示すもの
で、図から明らかな如く一定直流出力電圧に対し
ては、各サイリスタとも同一の位相角αで対称的
に点弧制御されている。衆知の如く、このような
整流方式では電圧に対する電流の位相を制御する
ものである為、出力電圧の絶対値が小さい場合は
力率が悪く大きな無効電力を発生する欠点があ
る。
ンバータ運転を行い負の可変直流電圧を発生させ
る場合の従来の一般的な点弧制御による出力電圧
波形と導通サイリスタの時間的変化を示すもの
で、図から明らかな如く一定直流出力電圧に対し
ては、各サイリスタとも同一の位相角αで対称的
に点弧制御されている。衆知の如く、このような
整流方式では電圧に対する電流の位相を制御する
ものである為、出力電圧の絶対値が小さい場合は
力率が悪く大きな無効電力を発生する欠点があ
る。
この発明は上述の如く、第１図に示すようなサ
イリスタを整流素子とする３相全波整流装置で、
第２図に示すような対称位相制御によるインバー
タ運転で負の可変直流出力電圧を発生させた場
合、特に出力電圧の絶対値が小さい場合には力率
が悪く、大きな無効電力を発生する欠点があるの
を除去し、低出力域（出力電圧の絶対値が小さい
領域）の力率を向上させ、無効電力の発生の少い
整流方式、点弧制御方式を提供する為になされた
ものである。
イリスタを整流素子とする３相全波整流装置で、
第２図に示すような対称位相制御によるインバー
タ運転で負の可変直流出力電圧を発生させた場
合、特に出力電圧の絶対値が小さい場合には力率
が悪く、大きな無効電力を発生する欠点があるの
を除去し、低出力域（出力電圧の絶対値が小さい
領域）の力率を向上させ、無効電力の発生の少い
整流方式、点弧制御方式を提供する為になされた
ものである。
以下この発明の一実施例を図について説明す
る。第３図に於て、５１，５２，５３はそれぞれ
第１、第２及び第３の３相全波整流ユニツト、Ｌ
１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂ，Ｌ３ａ，Ｌ３ｂ
はそれぞれリアクトルを示す。上記第１〜第３の
３相全波整流ユニツト５１〜５３の内部構成は第
１図の３相全波整流ユニツト５と同一であるが、
３相交流電源１に対する入力線の接続は、第１の
３相全波整流ユニツト５１がＲ−Ｕ、Ｓ−Ｖ、Ｔ
−Ｗであり、第２の３相全波整流ユニツト５２が
Ｓ−Ｕ、Ｔ−Ｖ、Ｒ−Ｗであり、第３の３相全波
整流ユニツト５３がＴ−Ｕ、Ｒ−Ｖ、Ｓ−Ｗの接
続となるよう相を入れ替えて接続されており、
又、それぞれのユニツト５１〜５３の出力線Ｐ、
ＮはそれぞれリアクトルＬ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２
ａ，Ｌ２ｂ，Ｌ３ａ，Ｌ３ｂを介して相互に並列
接続されている。
る。第３図に於て、５１，５２，５３はそれぞれ
第１、第２及び第３の３相全波整流ユニツト、Ｌ
１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂ，Ｌ３ａ，Ｌ３ｂ
はそれぞれリアクトルを示す。上記第１〜第３の
３相全波整流ユニツト５１〜５３の内部構成は第
１図の３相全波整流ユニツト５と同一であるが、
３相交流電源１に対する入力線の接続は、第１の
３相全波整流ユニツト５１がＲ−Ｕ、Ｓ−Ｖ、Ｔ
−Ｗであり、第２の３相全波整流ユニツト５２が
Ｓ−Ｕ、Ｔ−Ｖ、Ｒ−Ｗであり、第３の３相全波
整流ユニツト５３がＴ−Ｕ、Ｒ−Ｖ、Ｓ−Ｗの接
続となるよう相を入れ替えて接続されており、
又、それぞれのユニツト５１〜５３の出力線Ｐ、
ＮはそれぞれリアクトルＬ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２
ａ，Ｌ２ｂ，Ｌ３ａ，Ｌ３ｂを介して相互に並列
接続されている。
第４図は第３図の３相全波整流ユニツト５１〜
５３の点弧制御方式と出力電圧波形を示すもの
で、イは単相モード（以下モード′と称する）、
ロ，ハは３相モード（以下モード′と称し、更
にこれをロの′Aモード、ハの′Bモードに区分
する）での出力電圧波形、導通サイリスタ、３相
全波整流ユニツトの等価回路、ニは各モードに於
けるサイリスタ点弧制御の一覧表を夫々示してい
る。この発明はインバータ領域で要求される出力
直流電圧レベルに応じ、各３相全波整流ユニツト
をモード′、′A、′Bに切替えて運転し、か
つ、各３相全波整流ユニツト５１〜５３の合成出
力を得ようとするものである。即ちサイリスタを
理想整流素子と仮定し、最小制御進み角（γリミ
ツター）の値をγ、３相交流電源１の線間電圧の
波高値をEm、３相全波整流ユニツトの直流出力
電圧をEd〓、Ed〓最大値をEdpとすると、インバー
タ領域ではEd〓＝En／π（１−cosγ）〜−En／πcosγ
と なりEdpはEdp＝３／πEmであるが、Ed〓＝Edp／３（１ −cosγ）〜−２／３Edpcosγの場合はモード′、 の場合はモード′A、 の場合はモード′Bで第１〜第３の３相全波整流
ユニツト５１〜５３を運転するものとし、しかも
第１〜第３の３相全波整流ユニツトを構成するサ
イリスタ１１〜１６は、第４図に示す如くモード
′ではVPとVNが要求される出力直流電圧レベ
ルが要求される出力直流電圧レベルに応じて制御
角α（０＜α＜π−γ）で位相制御され、UPと
UNはπ−γで点弧、WPとWNは常時非導通と
され、モード′AではVPとVNが制御角α（−
π／３＋γ＜α＜−γ）で位相制御されると共にπ −γでも点弧され、UPとUNは２／３π−γで点 弧、WPとWNはπ−γで点弧され、モード′B
ではUPとUNが制御角α（２／３π−γ＜α＜π− γ）で位相制御、VP、VN、WP、WNはπ−γ
で点弧制御されるよう各モードで非対称点弧制御
を行う。又前記したように第１〜第３の３相全波
整流ユニツト５１〜５３は３相交流電源１に対す
る入力線の接続がそれぞれずらされており、かつ
リアクトルＬ１ａ〜Ｌ３ｂを介して相互に並列接
続されているので、合成直流出力電流は軽負荷時
においても不連続になることはない。第５図は上
述の如く出力直流電圧Ed〓のレベルに応じてモー
ド′、モード′A、モード′Bの各モードに切
替えて非対称点弧制御を行つた場合の制御角αと
出力直流電圧Ed〓の関係を示す特性図、第６図は
横軸に出力電圧Ed〓／Edp、縦軸に無効電力Ｑ／
Edp・Id（但しＱは基本波無効電力、Idは出力直流
電流を示す）をとつて両者の関係を示す電力円線
図で、比較の為本発明の実施例による場合による
ａと従来の対称制御による３相全波整流の場合ｂ
とを示している。第６図から明らかな如く、電力
円線図に於ける弧の半径は、通常の３相全波方式
にくらべ本発明による場合は1/3になつており、
無効電力の発生が大巾に少くなつている。又第７
図は、基本波力率cosφ1と出力電圧の関係を示す
もので、ａは本発明による非対称制御による場
合、ｂは通常の３相全波方式の場合である。図か
ら明らかなように低中出力域における基本波力率
が大巾に改善されている。
５３の点弧制御方式と出力電圧波形を示すもの
で、イは単相モード（以下モード′と称する）、
ロ，ハは３相モード（以下モード′と称し、更
にこれをロの′Aモード、ハの′Bモードに区分
する）での出力電圧波形、導通サイリスタ、３相
全波整流ユニツトの等価回路、ニは各モードに於
けるサイリスタ点弧制御の一覧表を夫々示してい
る。この発明はインバータ領域で要求される出力
直流電圧レベルに応じ、各３相全波整流ユニツト
をモード′、′A、′Bに切替えて運転し、か
つ、各３相全波整流ユニツト５１〜５３の合成出
力を得ようとするものである。即ちサイリスタを
理想整流素子と仮定し、最小制御進み角（γリミ
ツター）の値をγ、３相交流電源１の線間電圧の
波高値をEm、３相全波整流ユニツトの直流出力
電圧をEd〓、Ed〓最大値をEdpとすると、インバー
タ領域ではEd〓＝En／π（１−cosγ）〜−En／πcosγ
と なりEdpはEdp＝３／πEmであるが、Ed〓＝Edp／３（１ −cosγ）〜−２／３Edpcosγの場合はモード′、 の場合はモード′A、 の場合はモード′Bで第１〜第３の３相全波整流
ユニツト５１〜５３を運転するものとし、しかも
第１〜第３の３相全波整流ユニツトを構成するサ
イリスタ１１〜１６は、第４図に示す如くモード
′ではVPとVNが要求される出力直流電圧レベ
ルが要求される出力直流電圧レベルに応じて制御
角α（０＜α＜π−γ）で位相制御され、UPと
UNはπ−γで点弧、WPとWNは常時非導通と
され、モード′AではVPとVNが制御角α（−
π／３＋γ＜α＜−γ）で位相制御されると共にπ −γでも点弧され、UPとUNは２／３π−γで点 弧、WPとWNはπ−γで点弧され、モード′B
ではUPとUNが制御角α（２／３π−γ＜α＜π− γ）で位相制御、VP、VN、WP、WNはπ−γ
で点弧制御されるよう各モードで非対称点弧制御
を行う。又前記したように第１〜第３の３相全波
整流ユニツト５１〜５３は３相交流電源１に対す
る入力線の接続がそれぞれずらされており、かつ
リアクトルＬ１ａ〜Ｌ３ｂを介して相互に並列接
続されているので、合成直流出力電流は軽負荷時
においても不連続になることはない。第５図は上
述の如く出力直流電圧Ed〓のレベルに応じてモー
ド′、モード′A、モード′Bの各モードに切
替えて非対称点弧制御を行つた場合の制御角αと
出力直流電圧Ed〓の関係を示す特性図、第６図は
横軸に出力電圧Ed〓／Edp、縦軸に無効電力Ｑ／
Edp・Id（但しＱは基本波無効電力、Idは出力直流
電流を示す）をとつて両者の関係を示す電力円線
図で、比較の為本発明の実施例による場合による
ａと従来の対称制御による３相全波整流の場合ｂ
とを示している。第６図から明らかな如く、電力
円線図に於ける弧の半径は、通常の３相全波方式
にくらべ本発明による場合は1/3になつており、
無効電力の発生が大巾に少くなつている。又第７
図は、基本波力率cosφ1と出力電圧の関係を示す
もので、ａは本発明による非対称制御による場
合、ｂは通常の３相全波方式の場合である。図か
ら明らかなように低中出力域における基本波力率
が大巾に改善されている。
尚上記説明では簡単の為、３相全波整流ユニツ
トはサイリスタ６個で構成される最も基本的なも
ので説明したが、電圧電流値によつてサイリスタ
素子を直並列に接続しても、又３相全波整流ユニ
ツト自体の一個分を直並列域は逆方向の出力電流
が得られるよう逆並列接続したものについても上
記実施例と同様の効果を生ずる。更に３相全波整
流ユニツトの構成素子はサイリスタで説明した
が、導通位相制御可能な他の素子、例えばトラン
ジスタ、ゲートターンオフサイリスタ等であつて
も同様の効果が得られる。又、実施例として第４
図に基いて説明したようにサイリスタを位相制御
する場合を設定したのは、各モード切替時の整流
波形の変動を極力少くし円滑な変化が得られるよ
うにとの配慮によるものであるが、位相制御する
相を変更しても（例えはモード′でUP、UNを
位相制御、VP、VNをπ−γで点弧）５１〜５
３の各ユニツト共同じように変更されるなら本発
明の効果としては変らない。
トはサイリスタ６個で構成される最も基本的なも
ので説明したが、電圧電流値によつてサイリスタ
素子を直並列に接続しても、又３相全波整流ユニ
ツト自体の一個分を直並列域は逆方向の出力電流
が得られるよう逆並列接続したものについても上
記実施例と同様の効果を生ずる。更に３相全波整
流ユニツトの構成素子はサイリスタで説明した
が、導通位相制御可能な他の素子、例えばトラン
ジスタ、ゲートターンオフサイリスタ等であつて
も同様の効果が得られる。又、実施例として第４
図に基いて説明したようにサイリスタを位相制御
する場合を設定したのは、各モード切替時の整流
波形の変動を極力少くし円滑な変化が得られるよ
うにとの配慮によるものであるが、位相制御する
相を変更しても（例えはモード′でUP、UNを
位相制御、VP、VNをπ−γで点弧）５１〜５
３の各ユニツト共同じように変更されるなら本発
明の効果としては変らない。
以上のように、この発明によれば、複数個の整
流ユニツトを並列接続してインバータ運転を行う
に際し、要求される出力直流電圧レベルに応じて
単相モード又は３相モードに切替え、各整流ユニ
ツトを構成するスイツチング素子を非対称点弧制
御する事により、低出力電圧域に於ても力率が良
く無効電力の発生の少い整流方式が得られる効果
があり、且つ入力電源の相を各整流ユニツトでず
らせて接続しているので、非対称制御による電源
側の不平衡も防止出来る効果がある。
流ユニツトを並列接続してインバータ運転を行う
に際し、要求される出力直流電圧レベルに応じて
単相モード又は３相モードに切替え、各整流ユニ
ツトを構成するスイツチング素子を非対称点弧制
御する事により、低出力電圧域に於ても力率が良
く無効電力の発生の少い整流方式が得られる効果
があり、且つ入力電源の相を各整流ユニツトでず
らせて接続しているので、非対称制御による電源
側の不平衡も防止出来る効果がある。
第１図は３相全波整流装置の基本構成図、第２
図は第１図の構成によりインバータ運転で可変直
流出力電圧を発生する場合の従来の点弧制御方式
による出力電圧波形と導通サイリスタの時間的変
化を示す説明図、第３図はこの発明の一実施例に
よる整流装置の構成図、第４図は第３図の構成に
よる整流装置の各モードに於ける等価回路、出力
電圧波形、点弧制御方式を説明する図、第５図は
この発明の整流装置による制御角αと出力電圧の
関係を示す特性図、第６図は同じく出力電圧と無
効電力の関係を示す電力円線図、第７図は同じく
基本波力率と出力電圧の関係を示す特性図であ
る。 図に於て１は３相交流電源、２は３相交流電源
のＲ相、３はＳ相、４はＴ相、５は３相全波整流
ユニツト、６は３相全波整流ユニツトのＵ相、７
はＶ相、８はＷ相、９は３相全波整流ユニツトの
出力線Ｐ、１０は出力線Ｎ、UPは３相全波整流
ユニツトを構成するＵ相Ｐ側のサイリスタ、UN
はＵ相Ｎ側のサイリスタ、VPはＶ相Ｐ側のサイ
リスタ、VWはＶ相Ｎ側のサイリスタ、WPはＷ
相Ｐ側のサイリスタ、５１，５２，５３はそれぞ
れNo.１、No.２、No.３の各３相全波整流ユニツト、
Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂ，Ｌ３ａ，Ｌ３
ｂはリアクトルを示す。なお図中同一符号は同一
又は相当部分を示す。
図は第１図の構成によりインバータ運転で可変直
流出力電圧を発生する場合の従来の点弧制御方式
による出力電圧波形と導通サイリスタの時間的変
化を示す説明図、第３図はこの発明の一実施例に
よる整流装置の構成図、第４図は第３図の構成に
よる整流装置の各モードに於ける等価回路、出力
電圧波形、点弧制御方式を説明する図、第５図は
この発明の整流装置による制御角αと出力電圧の
関係を示す特性図、第６図は同じく出力電圧と無
効電力の関係を示す電力円線図、第７図は同じく
基本波力率と出力電圧の関係を示す特性図であ
る。 図に於て１は３相交流電源、２は３相交流電源
のＲ相、３はＳ相、４はＴ相、５は３相全波整流
ユニツト、６は３相全波整流ユニツトのＵ相、７
はＶ相、８はＷ相、９は３相全波整流ユニツトの
出力線Ｐ、１０は出力線Ｎ、UPは３相全波整流
ユニツトを構成するＵ相Ｐ側のサイリスタ、UN
はＵ相Ｎ側のサイリスタ、VPはＶ相Ｐ側のサイ
リスタ、VWはＶ相Ｎ側のサイリスタ、WPはＷ
相Ｐ側のサイリスタ、５１，５２，５３はそれぞ
れNo.１、No.２、No.３の各３相全波整流ユニツト、
Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂ，Ｌ３ａ，Ｌ３
ｂはリアクトルを示す。なお図中同一符号は同一
又は相当部分を示す。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 導通位相制御可能な複数のスイツチング素子
により構成された整流ユニツトを交流電源に接続
し、上記スイツチング素子を導通制御してインバ
ータ運転を行い、上記整流ユニツトの出力側から
負の直流出力電圧を得るようにしたものに於て、
上記整流ユニツトを複数個設け、これらの整流ユ
ニツトの入力端を上記交流電源に対して互いに異
なる相関係でそれぞれ接続すると共に各整流ユニ
ツトの出力端をリアクトルを介して共通接続し、
かつ上記それぞれ整流ユニツトを、その発生しう
る直流出力電圧レベルに応じ単相運転モード又は
多相運転モードに切替えて運転するようにした事
を特徴とする整流装置。 ２ 各整流ユニツトは第１、第２及び第３の３相
全波整流ユニツトよりなり、上記各３相全波整流
ユニツトは、その発生し得る直流出力電圧の最大
値をEdp、最小制御進み角（γリミツター）の値
をγとするとき、要求される出力電圧値がEdp／３ （１−cosγ）〜−２／３Edpcosγの時は単相モードで あるモード′で運転され、要求される出力電圧
値が の場合は３相モードの一つである′Aモードで運
転され、要求される出力電圧レベルが の時は３相モードの一つである′Bモードで運転
するようにした事を特徴とする特許請求の範囲第
１項に記載の整流装置。 ３ ３相交流電源の出力端の相をＲ相、Ｓ相、Ｔ
相とし、第１、第２、第３の３相全波整流ユニツ
トの入力端の相をそれぞれ、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相と
した時、上記３相交流電源の出力端と第１、第２
及び第３の３相全波整流ユニツトの入力端との接
続はそれぞれ、（Ｒ−Ｕ、Ｓ−Ｖ、Ｔ−Ｗ）、（Ｓ
−Ｕ、Ｔ−Ｖ、Ｒ−Ｗ）、（Ｔ−Ｕ、Ｒ−Ｖ、Ｓ−
Ｗ）となるよう相を替えて接続すると共に各３相
全波整流ユニツトの正側出力端Ｐ及び負荷出力端
Ｎをそれぞれリアクトルを介して並列接続し、か
つ各３相全波整流ユニツトを構成するスイツチン
グ素子のＵ相Ｐ側をUP、Ｕ相Ｎ側をUN、Ｖ相
Ｐ側をVP、Ｖ相Ｎ側をVN、Ｗ相Ｐ側をWP、Ｗ
相Ｎ側をWNとするとき、モード′の時は、各
３相全波整流ユニツトは上記スイツチング素子
VPとVNを位相制御し、UPとUNは２／３π−γで 点弧され、WPとWNは常時非導通になるよう制
御され、モード′Aの時は各３相全波整流ユニツ
トは上記スイツチング素子VP、VNを位相制御
するとともに位相角π−γでも点弧し、UPと
UNは２／３π−γ、WPとWNはπ−γで点弧さ れ、モード′Bの時は各３相全波整流ユニツトは
上記スイツチング素子UPとUNを位相制御し、
VP、VN、WP及びWNは位相角π−γで点弧す
るよう制御されるようにした事を特徴とする特許
請求範囲第２項に記載の整流装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59053886A JPS60197170A (ja) | 1984-03-21 | 1984-03-21 | 整流装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59053886A JPS60197170A (ja) | 1984-03-21 | 1984-03-21 | 整流装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60197170A JPS60197170A (ja) | 1985-10-05 |
| JPH0216110B2 true JPH0216110B2 (ja) | 1990-04-16 |
Family
ID=12955214
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59053886A Granted JPS60197170A (ja) | 1984-03-21 | 1984-03-21 | 整流装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60197170A (ja) |
-
1984
- 1984-03-21 JP JP59053886A patent/JPS60197170A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60197170A (ja) | 1985-10-05 |
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