JPH0219881B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

本発明は電子機器に使用される温度補償の改良
に関するものであり、サーミスタを時定数抵抗に
含み、環境温度の変化により発振周波数を変化す
るCR発振器を使用して温度―周波数変換を行い、
この周波数を測定してアナログ・デジタル変換を
する方式の温度検出手段を有する温度補償回路に
係わるものである。 本発明の目的は、サーミスタを時定数抵抗に含
むCR発振回路の発振周波数をデジタル・アナロ
グ変換して得られる温度データが、環境温度の一
次式に概略比例するような回路を実現すると共
に、温度を変数とするどのような関数式を有する
温度誤差項に対しても温度補償が可能な方式を安
価に提供することである。 従来、サーミスタをCR発振器の時定数抵抗ま
たはその一部として使用し、該CR発振器の発振
周波数の変化によつて環境温度の変化を検出する
方法がよく知られている。この方式は環境温度情
報をアナログ・デジタル変換する上で最も容易で
あると云う利便性を有するため様々なデジタル計
測機器等で多用されているが、後述するようにサ
ーミスタの抵抗値が温度の指数関数で与えられる
変化をするため、CR発振器の発振周波数もまた
温度の指数関数となり、例えば温度に比例した変
化をする温度誤差項の補償をする上では不便であ
つた。 また温度補償の領域を広くとると、低温におけ
る発振周波数と高温における発振周波数の差が非
常に大きくなるため、アナログ・デジタル変換用
のカウンタ回路の構成が大きくなつてしまう欠点
があつた。これらの欠点を補うため、サーミスタ
に直列及び並列に数個の抵抗を組合せ、その合成
抵抗の変化が一定の温度領域で概略温度に比例す
るようにしたり、特定の関数になるようにするこ
とが工夫されている。しかしこのようにして実現
される合成抵抗の温度特性は全て近似特性である
上、実現の不可能な関数も多くあつた。また組合
せの抵抗の数が多く、抵抗値の精度も高いものが
要求されるため温度補償コストが大変高くなつて
しまう欠点があつた。 本発明は以上のような従来の技術の欠点を取り
除き、実用上大変便利な温度補償の回路を実現す
るものである。以下に本発明の詳細な説明をす
る。ここでサーミスタは遷移金属酸化物の複合焼
結体であつて、高温領域で抵抗値が小さくなるい
わゆるNTC（Negative Temperature
Coefficient Thermistor）を指す。 温度センサーとしてサーミスタは非常に優れた
特徴と有している。すなわち小型であり、高感度
であり、抵抗値が使い易い領域にある上かなり自
由に設定でき、量産性に優れているため経済的に
も有利である。しかし多結晶の焼結体であるた
め、熱電対等に比較して工業的再現性については
若干の問題がある。サーミスタの抵抗値Ｒと温度
Ｔ（Ｋ）との間には(1)式のような関係がある。 Ｒ＝R₀・exp（Ｂ／Ｔ−Ｂ／Ｔ） ……(1) ここでR₀は基準温度T₀（Ｋ）におけるサーミス
タの抵抗値（以下基準抵抗値と称す）を示し、Ｂ
はサーミスタ定数と呼ばれる定数である。基準抵
抗値R₀とサーミスタ定数Ｂは共にサーミスタの
特性を示す重要な定数であるが、サーミスタの製
造上で工業的なバラツキを生ずる。このバラツキ
による定数R₀及びＢの誤差が、サーミスタの抵
抗Ｒを実測して(1)式から温度Ｔを算出する場合測
定結果に誤差を生ずる。△R₀及び△Ｂをそれぞ
れ基準抵抗値R₀とサーミスタ定数Ｂの誤差とす
れば、温度Ｔにおける温度の測定誤差△Ｔは(2)式
で与えられる。 △Ｔ＝Ｔ／Ｂ・△R₀＋T₀−Ｔ／T₀△Ｂ ……(2) (2)式の右辺第一項は基準抵抗値R₀起因の誤差
を示し、同第二項はサーミスタ定数Ｂ起因の誤差
を示す。今、温度T₀＝25℃における基準抵抗値
R₀の誤差△R₀を±５％、サーミスタ定数Ｂの誤
差△Ｂを±２％とした時、温度の測定誤差△Ｔは
第１表のようになる。ただしサーミスタ定数は
4000Kとした。

【表】 第１表に示される通り、基準抵抗値R₀の誤差
△R₀を±５％とした場合、温度の測定誤差△Ｔ
は±0.8℃から±1.47℃となり決して小さくない。
したがつて温度補償回路を構成する際に基準抵抗
値R₀の補正が必須となるのであるが、後述する
如くその補正は割合簡単である。 一方サーミスタ定数Ｂの誤差△Ｂを±２％とし
た場合、温度が基準温度T₀から離れるに従つて
温度の測定誤差△Ｔは幾何級数的に増大し、０℃
以下及び50℃以上で約±0.5以上になつてしまう。
したがつてサーミスタ定数Ｂの補正をしてやる必
要があるが、サーミスタ定数Ｂの測定するために
はサーミスタに正確な温度変化を与えて抵抗値の
変化を測定しなければならず、非常に手数がかか
る上、誤差補正の手段も容易には達成されない。
したがつてサーミスタ定数Ｂの誤差△Ｂを補正す
るよりも始めから誤差△Ｂの小さいサーミスタを
選別使用する方が経済的である。 例えばサーミスタ定数Ｂの誤差△Ｂを±１％に
すれば−40℃以上70℃以下の範囲でサーミスタ定
数Ｂ起因の温度測定誤差△Ｔを±0.5℃以下にす
ることができる。またこのようなサーミスタを入
手することも容易である。 以上にサーミスタを温度センサーとして使用す
る場合の温度測定精度について検討したが、以下
に本発明の具体的な実施例について詳細な説明を
する。 第１図は本発明の基本的な構成を示すブロツク
線図である。 図面上１はサーミスタを時定数抵抗に含み環境
温度の変化により発振周波数を変化するCR発振
回路であり、２はCR発振回路１から出力される
信号の周波数の対数すなわち対数周波数Ｆを算
出する対数周波数測定回路である。該対数周波数
測定回路２は温度に依存して変化する周波数を
有するパルス列を計数してその対数をとり、数値
データで出力する機能を有している。該数値デー
タは対数周波数Ｆであり読み出し専用メモリー３
のアドレス入力として使用される。 この結果、該読み出し専用メモリー３のアドレ
スは温度の変化によつて変化することになり、該
読み出し専用メモリー３の出力端からは、温度に
依存した特定の関数関係を有する数値データＤ
（Ｔ）が出力される。該数値データＤ（Ｔ）は温度
補償される機器の状態を変化させる回路、すなわ
ち調整回路４に伝達され、目的に合つた温度補償
を行うのである。 CR発振回路１、対数周波数測定回路２及び調
整回路４は一定の順序に順つて動作をしなければ
ならないが、この制御はタイミング信号発生回路
５によつて行われる。また該タイミング信号発生
回路５は正確な時間基準信号を保有し、対数周波
数測定回路２の基準時間となる信号を作つて供給
する。 このような構成においてCR発振回路１の出力
信号の周波数は、時定数抵抗の値をＲ、時定数
コンデンサの容量値をＣ、ｋを定数として(3)式の
ようになる。 ＝ｋ／CR ……(3) 時定数抵抗がサーミスタのみである場合(3)式に
(1)式を代入して(4)式を得る。 ＝ｋ／CR₀・exp（Ｂ／Ｔ−Ｂ／T₀） ＝ｋ／CR₀・e^B/T0・e^-B/T＝Ae^-B/T …(4) ただしＡは(5)式の通りである。 Ａ＝ｋ／CR₀e^B/T0 ……(5) 今基準抵抗値R₀を1MΩ、容量値Ｃを20PF、基
準温度T₀を25℃（＝298^K）、サーミスタ定数Ｂを
4000Kとし、ｋ＝0.72とすればＡの値は約2.43×
10¹⁰である。この時CR発振回路１の出力信号周
波数は第２図のグラフで表わされ、温度Ｔの上
昇と共に急激に増大する。この例において、温度
Ｔが−20℃から−19℃まで１℃変化する時に、周
波数は0.21KHz変化するが、この変化を単位と
して70℃における周波数と−20℃における周波数
の差を表わすと約971となる。この数値を２進数
で表現するためには10ビツトが必要であるが、70
℃から−20℃までの温度を１℃ステツプで表現す
るには冗長度が大きい。この冗長度を無くするに
は、周波数を対数変換して対数周波数Ｆで表現
すれば良い。対数周波数Ｆは(4)式の対数をとつて
(6)式のようになる。 Ｆ＝log＝logA−Ｂ／Ｔlog ｅ ……(6) この(6)式のラフは第３図に示されるような双曲線
であるが、温度Ｔが−20℃（253^K）以上で70℃
（343^K）以下の領域では直線に近似している。こ
の場合曲線の勾配は高温領域で小さくなるが、温
度Ｔが69℃から70℃へ１℃変化する時に、対数周
波数Ｆは約0.015変化する。この変化を単位とし
て70℃における対数周波数と−20℃における対数
周波数の差分を表わすと約122となる。この数値
は７ビツトの２進数で表現でき、冗長度は圧縮さ
れる。 このようにCR発振回路１の出力信号周波数
を対数圧縮してデータ長を３ビツト分縮小できる
のであるが、これによつて読み出し専用メモリー
３のアドレスの数は８分の１となり、メモリー３
を大巾に節約できるのである。 また上述した通り、対数周波数Ｆは一定の温度
範囲内においては概略直線と見なすことができる
ので、単に温度計として使用する場合には読み出
し専用メモリーによる関数変換を必要とせず、発
振周波数測定回路２の測定数値をそのまま温度と
して使用することもできる。 以上に第１図のブロツク線図について本発明の
原理を説明したが、以下にブロツク線図の構成要
素について具体的な実施回路を例として更に詳細
な説明を行う。 第４図はサーミスタを時定数抵抗とするCR発
振回路の具体的な実施回路の一例を示す回路図で
ある。 図面上１ａはサーミスタであり、CR発振回路
１の時定数抵抗として使用されており、１ｂはコ
ンデンサであり時定数容量として使用されてい
る。１ｃ，１ｄ，１ｅは共にＣ―MOSのインバ
ータであり、１ｆはＣ―MOSのMANDゲートで
ある。インバータ１ｃの出力はNANDゲート１
ｆの第一の入力に、該NANDゲート１ｆの出力
はインバータ１ｄの入力に、該インバータ１ｄの
出力はインバータ１ｅの入力にそれぞれ接続さ
れ、インバータ１ｅの出力はコンデンサ１ｂを介
してインバータ１ｃの入力に接続されている。 又インバータ１ｄの出力とインバータ１ｃの入
力の間にはサーミスタ１ｄが接続されており、
NANDゲート１ｆの第二の入力には発振制御信
号Ｃが外部のタイミング信号発生回路５より印加
される。このような構成において発振制御信号Ｃ
の論理が“１”になつた時、CR発振回路１は発
振を開始する。このCR発振回路１の出力信号は
インバータ１ｄの出力から取り出される矩形波信
号であり、この矩形波信号の周波数は(3)式で示
した通りである。この場合定数ｋは約0.72であ
る。しかし上述した通りサーミスタ１ａは工業的
な誤差を有しており、コンデンサ１ｂの容量値も
又誤差を保有しているため、誤差補正をする必要
がある。 この補正方法としても最も基本的な手法はコン
デンサ１ｂを可変容量としておき、(3)式のＲ及び
Ｃの積が一定となるように容量値を調整すること
である。この方法は単にコンデンサ１ｂをトリマ
ーコンデンサとして達成されるだけでなく、複数
個のコンデンサを組合せて最適容量を得ることで
も達成される。 また第２の方法としてはCR発振回路１の出力
信号周波数を分周する分周回路を設け、該分周
回路の分周比を適宜選択する方法がある。この場
合(3)式の定数ｋは設定された分周比をｈとして(7)
式のようになる。 ｋ＝0.72／ｈ ……(7) このような分周比可変の分周回路は入力信号の
パルス列の数をプリセツト値から減算計数するダ
ウンカウンタと該ダウンカウンタの内容数値が０
であることを検出する０検出回路と、該０検出回
路が０の検出を行つた時に前記ダウンカウンタに
分周比として指定入力された数値をプリセツトす
る回路とによつて容量に達成される。 又、後述するレートマルチプライヤー2gの応
用によつても更に便利な可変分周比分周回路が実
現できる。 第５図は第４図のCR発振回路１の出力信号又
はその周波数を適当に分周補正した信号の対数周
波数Ｆを測定する対数周波数測定回路２の具体例
を示す回路図である。該対数周波数測定回路２
は、２入力NANDゲートから構成されるゲート
回路２ａ、２進７ビツトの第１のカウンタ２ｂ、
論理ゲートｃ、分周比〔16〕の分周器２ｄ、２進
７ビツトの第２のカウンタ２ｅ及び、ラツチ回路
２ｆから成立つている。このうち第１のカウンタ
２ｂと論理ゲート２ｃとからなり、一点鎖線で囲
つて示される回路は一般にレートマルチプライヤ
ー2gと呼ばれる回路である。 この論理ゲート２ｃの出力信号Ｘは(8)式の論理
式で与えられる。ただし第１のカウンタ２ｂ出力
信号ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ，ｆ及びｇはそれぞれ２
^０，２¹，２²，２³，２⁴，２⁵及び２⁶の重みをもつ
２進数のビツト信号である。 Ｘ＝η（＋ａ＋ab＋abc ＋abcd＋abcde ＋abcdef ……(8) この(8)式の意味はレートマルチプライヤー２ｇ
のレート入力端子，，，，，及び
に対し、論理入力“１”又は“０”を印加した
時、入力パルス信号ηの入力パルス数Ｐと出力信
号Ｘのパルス数Ｘとの間に(9)式で与えられる関係
があることを示す。 Ｘ＝Ｐ／2⁷×（2⁶＋2⁵＋2⁴ ＋2³＋2₂＋2¹＋2⁰） ……(9) すなわちレートマルチプライヤー２ｇのレート
入力端子〜に設定された２進数に比例した数
のパルス信号を出力信号Ｘとして発生する。レー
トマルチプライヤー２ｇが以上のような機能を有
することを前提として、以下に第５図の対数周波
数測定回路２の動作について説明する。 被測定周波数信号は、図面上F₁で示される信
号であり、該信号F₁はゲート回路２ａの第１の
入力である。ゲート回路２ａの第２の入力は外部
のタイミング信号発生回路５から与えられる高精
度の時間巾信号ｔであつた、ゲート開閉信号とし
て作用する。 ゲート回路２ａの出力はレートマルチプライヤ
ー２ｇの入力パルス信号ηであり、第１のカウン
タ２ｂの計数入力端子と、論理ゲート２ｃとに印
加される。レートマルチプライヤー２ｇの出力信
号Ｘは分周比〔16〕を有する分周回路２ｄを介
し、第２のカウンタ回路２ｅの計数入力端子に印
加される。該第２のカウンタ回路２ｅの出力信号
Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆ及びＧはそれぞれ２⁰，
２¹，２²，２³，２⁴，２⁵及び２⁶の重みを持つ２
進数のビツト信号であり、共にラツチ回路２ｆに
伝達されている。一方該カウンタ回路２ｅの出力
信号Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆ及びＧはそれぞれ反
転され、論理ゲートｃのレート入力端子，，
Ｃ，，，及びに接続されている。すなわ
ちレートマルチプライヤ２ｇレート入力端子〜
Ｇには第２のカウンタ回路２ｅの内容数値の補数
（２の補数）が印加されている。 第１及び第２のカウンタ回路２ｂ及び２ｅと分
周回路2dにはリセツト信号Ｒが印加され、ラツ
チ回路２ｆにはデータサンプリング信号Ｌが印加
されている。これ等二つの信号Ｒ及びＬも又外部
のタイミング信号発生回路５から与えられる信号
であるが、前記時間巾信号ｔ及び第４図のCR発
振回路１の発振制御信号Ｃと共働する。この動作
は第６図のタイムチヤートに示される通りであ
る。以下に第６図のタイムチヤートに従つて第５
図の回路の動作を説明する。 先ず波形イに示される発振制御信号Ｃが論理
“１”になることにより第４図のCO発振回路１は
動作を始め、その出力信号は被測定信号F₁とな
つて第５図の対数周波数測定回路２に印加され
る。次に波形ロに示されるリセツト信号Ｒが一時
的に論理“１”になつて２個のカウンタ回路２
ｂ，２ｅ及び分周回路２ｄをクリアする。 CR発振回路１の発振安定時間t₁の後、波形ハ
で示される時間巾信号ｔが論理“１”になるとゲ
ート回路２ａは信号F₁を通過させ、パルス信号
ηを発生する。該パルス信号ηはカウンタ２ｂと
論理ゲート２ｃよりなるレートマルチプライヤー
２ｇ及び分周回路２ｄによつて分周され信号Ｙで
示されるパルス列となる。 該パルス列は第２のカウンタ回路２ｅによつて
計数される。この計数によつてレートマルチプラ
イヤー２ｇのレート入力数値は刻々と変化し、レ
ートマルチプライヤー２ｇの分周比が除々に増大
するが、増大速度は除々に遅くなる。やがて測定
時間t₀の後時間巾信号ｔは論理“０”となり、ゲ
ート回路２ａを閉じ、パルス信号ηは停止する。
この後波形ニで示されるデータサンプリング信号
Ｌを一時的に論理“１”にし、カウンタ回路２ｅ
の内容数値をラツチ２ｆにセーブすると共に発振
制御信号Ｃを論理“０”にしてCR発振回路１の
動作を停止する。 以上によつて一連の測定動作の一周期が完了
し、ラツチ回路２ｆに入力信号F₁の周波数の対
数に比例した数値Ｆが保存される。以後説明の中
では対数周波数と言う言葉を広義にとらえ、この
数値Ｆを指す。 この一連の測定動作は周期的に繰り返えされる
が、通常の民生機器の温度補償を目的とした場合
１分間に１回位の測定で十分な温度追従性が出せ
る。このように測定を間欠的に行うのはCR発振
回路１の消費する電力を節約するためである。 次に第５図の回路の対数周波数回路２としての
性能について検討する。 第７図は第５図の対数周波数測定回路２の主要
部をブロツク線図で示したものである。入力パル
ス信号ηはレートマルチプライヤー２ｇに分周さ
れて信号Ｘとなり、該信号Ｘは分周回路２ｄで更
に分周されて信号Ｙとなる。該信号Ｙのパルスは
カウンタ回路２ｅで計数され、測定結果数値Ｎと
して出力されると共に、該測定結果の数値Ｎは補
数回路２ｊによつて２の補数に変換されてレー
トマルチプライヤー２ｇのレート入力端子〜
に印加されている。ここでレートマルチプライヤ
ー２ｇの最大分周比をＭ＋１とすると、信号η及
びＸの周波数〓及び_xの間には、 _x＝Ｎ／−／Ｍ＋１〓 ……(10) の関係がある。また分周回路２ｄの分周比をＫと
すると信号Ｙの周波数_yは となる。したがつてカウンタ回路２ｅの内容がＮ
の時には信号Ｙが１パルス出力されるために必要
な信号ηのパルス数P_oは次式のようになる。 P_o＝Ｋ（Ｍ＋１）／Ｎ ……(12) 数Ｎが０から最大値Ｍまで計数する時、信号η
のパルス数は第２表に示される。ただし補数は ＝Ｍ−Ｎ ……(13) である。

【表】 信号ＹのＮ番目のパルスが出るまでに信号ηが
入力するパルス数は次式で計算される。 _N 〓ⁿ⁼⁰ P_o＝_M-1 〓ⁿ⁼⁰ Ｋ（Ｍ＋１）／Ｍ−ｎ−_M-1 〓^n=N+1 Ｋ（Ｍ＋１）／Ｍ−ｎ＝_M 〓^m=1 Ｋ（Ｍ＋１）／ｍ−_M-N-1 〓^m=1 Ｋ（Ｍ＋１）／ｍ ＝Ｋ（Ｍ＋１）｛ｒ＋l_oＭ＋１／2M−a₂／Ｍ（Ｍ＋
１）−a₃／Ｍ（Ｍ＋１）（Ｍ＋２）…｝ −Ｋ（Ｍ＋１）｛ｒ＋l_o（Ｍ−Ｎ−１）＋１／２（
Ｍ−Ｎ−１） −a₂／（Ｍ−Ｎ−１）（Ｍ−Ｎ）−a₃／（Ｍ−Ｎ−
１）（Ｍ−Ｎ）（Ｍ−Ｎ＋１）……｝……(14) 但し、γ＝0.5772…（オイラー定数） a₂＝１／12 a₃＝１／12 (14)式を第５図の実施回路例にあてはめると、
Ｍは124、Ｋは16であり、数値Ｎを対数周波数Ｆ
として、 _F 〓 〓ⁿ⁼⁰ p_o≒2048｛4.8481−l_o（126−Ｆ）−１／２（126−
Ｆ）＋１／12（126−Ｆ）（127−Ｆ） ＋１／12（126−Ｆ）（127−Ｆ）（128−Ｆ）｝
……(15) となる。 第８図は(15)式をグラフに示したものであり、
縦軸に第５図の第２のカウンタ回路２ｅの内容数
値Ｆをとり、横軸にNANDゲート２ａから出力
されるパルス信号ηのパルス数ΣP_oを対数目盛り
で示してある。 グラフは信号ηの500パルスから5000パルスの
範囲において概略直線であり、カウンタ２ｅの内
容数値Ｆはパルス数ΣP_oの対数に概略比例関係に
あることを示している。一定の時間内にゲート回
路２ａから出力されるパルスの数ΣP_oは信号ηの
周波数とみなせるからカウンタ回路２ｅの内容数
値Ｆはその対数に比例した数値、すなわち対数周
波数である。 第９図は第２図のような温度周波数特性を有す
る信号を第５図の回路によつて対数周波数に変換
した場合の、温度Ｔと対数周波数Ｆとの関係を示
すグラフである。ただしNANDゲート２ａの開
放時間t₀は１／32秒間とした。 グラフより明らかなように−20℃から70℃の温
度Ｔが、〔６〕から〔122〕までの整数値に変換さ
れている。変換曲線は常温の領域では直線的で、
低温領域及び高温領域でやや曲がる。このため−
３℃以下の領域及び65℃以上の領域では温度Ｔに
関する分解能が２℃となるが、常温近くでは0.5
℃の分解能が得られる。このようにして得られた
対数周波数Ｆは７ビツトの２進数であり、これを
アドレス入力とした読み出し専用メモリー３によ
つて温度補償に直接必要なデータに変換される。 第１０図は電子時計の時間精度の温度補償を本
発明の温度補償回路で実現する場合の具体的ブロ
ツク線図を示すもので、特に第１図に示した読み
出し専用メモリー３と調整回路４の部分について
詳細に説明するための回路例である。 図面上、１は第４図のCR発振回路であり、２
は第５図の対数周波数測定回路である。３は読み
出し専用メモリーであり、対数周波数測定回路２
の出力で対数周波数Ｆを示す２進数の７個のビツ
ト信号Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆ及びＧをそれぞれ
アドレス入力信号A₁，A₂，A₃，A₄，A₅，A₆及
びA₇としている。 該読み出し専用メモリー３の出力データＤ（Ｔ）
はD₁，D₂，D₃，D₄，D₅及びD₆の６ビツトであ
り、各ビツト信号は時計回路の時間精度調整回路
４の６個の２入力ANDゲート４ａ，４ｂ，４ｃ，
４ｄ，４ｅ及び４ｆのそれぞれ１入力となつてい
る。６個の２入力ANDゲート４ａ，４ｂ，４ｃ，
４ｄ，４ｅ及び４ｆの出力はそれぞれフリツプフ
ロツプ回路FF₁，FF₂，FF₃，FF₄，FF₅及びFF₆
のダイレクトセツト端子Ｓに接続されている。 該６個のフリツプフロツプ回路FF₁〜FF₆は、
時計の時間基準信号源である水晶発振回路７の信
号を順次分周する分周回路８を構成している。該
分周回路８の出力信号は時計回路の主要部分であ
る計時回路９に伝えられ、時間の基準単位として
計数される。 ５はタイミング信号発生回路であり、計時回路
９から特定の条件を受けて発振制御信号Ｃ、ゲー
ト開閉信号ｔ、リセツト信号Ｒ、ラツチ信号Ｌ及
び調整タイミング信号Ｓを出力する。信号Ｃ，
ｔ，Ｒ及びＬは上述した通りの機能を有するので
説明を省略する。調整タイミング信号Ｓは時間精
度調整回路４の動作タイミングを指示する信号で
あり、インパルス化回路４ｇによつて水晶発振回
路７の出力パルス巾よりも小さいインパルス信号
に変換され、６個の２入力ANDゲート４ａ〜４
ｆの第二の入力となつている。 ６は可変分周回路であり、CR発振回路１に含
まれるサーミスタの基準抵抗値R₀と時定数コン
デンサの容量値Ｃとの積の誤差を補正する回路で
ある。該可変分周回路６は５ビツトのレートマル
チプライヤー２ｇであり、３本の調整端子６ａ，
６ｂ及び６ｃに入力される論理値を適宜選択する
ことによつて、入力周波数の31／32、30／32、
29／32、28／32、27／32、26／32、25／32及び
24／32の周波数のどれかを取り出すことができ
る。設計中央値として、出力周波数が28／32とす
ると時定数CR₀の誤差の補正範囲は＋16％から−
12.5％であり、合せ込みの精度は約±1.8％とな
る。このような回路構成において時計の時間精度
の温度補償は次のように行われる。 タイミング信号発生回路５から一連のタイミン
グ制御信号Ｃ，ｔ，Ｒ及びＬが第６図に示した如
く出力されることにより、CR発振回路１から温
度の指数関数である周波数を有する信号が出力
された後、該信号の周波数を可変分周回路６で
補正した後、対数周波数測定回路２で対数周波数
Ｆが測定される。該対数周波数Ｆは読み出し専用
メモリー３のアドレスとなり測定結果に対応した
温度補償データが読み出し専用メモリー３から出
力される。この出力データＤ（Ｔ）の構成ビツト
のうちD₁はフリツプフロツプ回路FF₁に入力する
クロツクパルスの数を１分に付き１個増加するし
かないかを制御する信号であり、ビツトD₂，D₃，
D₄，D₅及びD₆はそれぞれフリツプフロツプFF₂，
FF₃，FF₄，FF₅及びFF₆に入力するクロツクパル
スを１分につき１個増加するかどうかを制御する
信号である。各フリツプフロツプFF₁〜FF₆に入
力するクロツクパルスは水晶発振回路７の発生す
るパルスの１倍、、２倍、４倍、８倍、16倍及び
32倍の重みを保有しているから、読み出し専用メ
モリー３の出力データＤ（Ｔ）は１分間に分周回
路８に対し水晶発振回路７から何個余計にパルス
を加算してやるかを指定している数値データと見
なすことができる。該数値データＤ（Ｔ）は、１
分間に１回出力される調整タイミング信号Ｓの発
生時に、６個の２入力ANDゲート４ａ〜ｆを介
して分周回路８にダイレクトセツトする方法で加
算演算されるのである。これは等価的に水晶発振
回路７の発振周波数が高くなつたことを意味する
が、その平均的周波数増大分は読み出し専用メモ
リー３の出力データＤ（Ｔ）を使つてＤ（Ｔ）／60Hzと なる。水晶発振回路の基準発振周波数を32768Hz
とすれば、周波数の調整率Ｅ（PPM）は次式のよ
うになる。 Ｅ＝Ｄ（Ｔ）／60×32768×10⁶≒0.51×Ｄ（Ｔ）_(PPM)
……(16) 一方32KHz帯の音叉形水晶振動子を用いた場合
水晶発振回路７の周波数の温度特性式は次式のよ
うになる。ここで△₀（Hz）は水晶発振回路７の
発振周波数の温度Ｔ（Ｋ）に依存する誤差項であ
り、通常温度296Kにおいて０になるように調整
されている。 △₀＝−ａ（Ｔ−296）² ₍Hz₎ …(17) (17)式のａは２次温度係数と呼ばれる定数で約
1100である。(17)式の△₀が０になるようにする
には、 Ｅ×32768＝△₀ ……(18) とすれば良い。従つて次式を得る。 Ｄ(T)＝ａ／0.51×32768（Ｔ−296）² ≒0.066（Ｔ−296）² ……(19) 読み出し専用メモリー３の出力データＤ（Ｔ）
は、アドレス入力としての対数周波数Ｆの数値に
対応する温度Ｔを(19)式に代入して得られる数値
を２進数表現したものである。 第３表は第９図の換算グラフによつて読み出し
専用メモリー３のアドレス入力が決定される場合
の出力データＤ（Ｔ）及び周波数補正率Ｅを示す。
第３表より−８℃以下と＋54℃以上では温度補償
の限界を越えて温度誤差が大きくなることがわか
る。

【表】 以上に第１０図の回路例について動作説明をし
たが、この回路においては時間精度の調整が１分
間毎に瞬間的に行われるので、調整データを連続
して保存しておく必要はない。したがつて第５図
の対数周波数測定回路に示したラツチ回路２ｆは
不要であり、ラツチ信号Ｌを調整タイミング信号
Ｓに代替えすることが可能となる。これと同じよ
うな温度補償回路はエレクトロクロミツクデイス
プレイ（ECD）の表示濃度の温度補償にも使用
される。これはECDの表示濃度が表示の変更を
する一定時間の温度によつてのみ影響されること
によるもので、表示の変更をしない時には温度補
償のためのデータを必要としないためである。し
かし一般的には温度補償データを常時必要とする
場合が多いので第５図にはその場合の例を示し
た。 以上に本発明の詳細な説明を行つたが、本発明
によれば、電子機器の温度補償が極めて容易にか
つ安価に達成できる。すなわち温度センサーにサ
ーミスタを使用し、温度感度をサーミスタの特性
に依存してしまうことによつて感度調整のための
複雑な作業を必要としなくなつたこと。サーミス
タの抵抗値の変化をCR発振回路によつて周波数
に変換したためアナログデジタル変換が極めて容
易になると同時にサーミスタ抵抗値の誤差の補正
もデジタル処理できるようになつたこと。周波数
を対数周波数に変換することで有効数字を減らす
ことができ、このため読み出し専用メモリーのメ
モリー量が大巾に節約できたこと。温度補償のた
めに直接必要となる温度の関数が、どのような複
雑な形をもつていても読み出し専用メモリーにプ
ログラムすることで達成できるようになつたこと
等様々な技術上の問題点が解決された。 また第１０図に示したような回路は、サーミス
タと水晶発振以外の殆んど全ての部品が集積回化
できるため、大量生産によつて極めて安価に入手
できるのである。このような優れた特徴を有する
本発明の温度補償回路は上記した電子時計の時間
精度や、ECDの表示濃度の温度補償ばかりでな
く、多分割マトリクス駆動の液晶表示装置の温度
補償や、ストレンゲージ、ホトトランジスタ、ホ
ール素子等のセンサーの温度補償にも極めて有用
である。また温度計そのものとしての利用範囲も
寒暖計や体温計として広く考えられる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の基本的構成を示すブロツク線
図であり、第２図と第３図はサーミスタCR発振
回路の周波数特性を示すグラフ、第４図はCR発
振回路を示す回路図、第５図は対数周波数測定回
路を示す回路図、第６図と第７図は第５図の回路
動作を説明するための信号波形図とブロツク線
図、第８図と第９図は第５図の回路の特性を示す
グラフ、第１０図は電子時計に適用した本発明の
実施例を示すブロツク線図である。 １……CR発振回路、１ａ……サーミスタ、１
ｂ……コンデンサ、２……対数周波数測定回路、
２Ａ……ゲート制御信号発生回路、２ａ……ゲー
ト回路、２ｄ……分周回路、２ｅ……カウンタ回
路、２ｇ……レートマルチプライヤー、２ｊ……
補数回路、３……読み出し専用メモリー、４……
調整回路、５……タイミング信号発生回路、Ｆ…
…対数周波数、F₁……被測定周波数信号、〜
Ｇ……レート入力端子。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 少なくとも、サーミスタを時定数抵抗に含
   み、環境温度の変化によつて発振周波数を変化す
   るようにしたCR発振回路と、該CR発振回路の出
   力信号の周波数の対数を測定して概略環境温度に
   比例した対数周波数を出力する対数周波数測定回
   路と前記対数周波数をアドレス入力として環境温
   度に対応する温度補償データを出力する読み出し
   専用メモリーとにより構成され、かつ前記対数周
   波数測定回路は、被測定周波数信号の通過を制御
   するゲート回路と、該ゲート回路の出力信号を入
   力信号とするレートマルチプライヤーと、該レー
   トマルチプライヤーの出力信号を分周する分周回
   路と、該分周回路の出力信号のパルス数を計数す
   るカウンタ回路とを有し、該カウンタ回路の内容
   数値の増大に伴つて、増大する出力値を前記レー
   トマルチプライヤーのレート入力端子に印加して
   なり、前記カウンタ回路をクリアをした後に前記
   ゲート回路を一定時間開放して前記被測定周波数
   信号を通過せしめ、その間に前記カウンタ回路に
   入力されるパルス数を計数するよう構成されてい
   ることを特徴とする温度補償回路。