JPH0222626B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0222626B2 JPH0222626B2 JP2060981A JP2060981A JPH0222626B2 JP H0222626 B2 JPH0222626 B2 JP H0222626B2 JP 2060981 A JP2060981 A JP 2060981A JP 2060981 A JP2060981 A JP 2060981A JP H0222626 B2 JPH0222626 B2 JP H0222626B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- fet
- capacitor
- thyristor
- current
- gate
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 18
- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 claims description 4
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 101100119059 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) ERG25 gene Proteins 0.000 description 3
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/02—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC
- H02M5/04—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters
- H02M5/22—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M5/25—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/257—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M5/2573—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with control circuit
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は電気掃除機に用いる交流整流子電動機
等の位相制御回路に係り、その目的とするところ
は位相制御によりパワーコントロールを確実に行
なおうとするものである。
等の位相制御回路に係り、その目的とするところ
は位相制御によりパワーコントロールを確実に行
なおうとするものである。
従来の位相制御回路は第１図に示すように、交
流電源１０１に対して電動機１０２及びサイリス
タ１０３が直列に接続され、サイリスタ１０３の
カソード・ゲート間に負性抵抗素子１０４及びコ
ンデンサー１０５が直列に接続され、コンデンサ
ー１０５にはサイリスタのアノードから可変抵抗
１０６が接続されている。
流電源１０１に対して電動機１０２及びサイリス
タ１０３が直列に接続され、サイリスタ１０３の
カソード・ゲート間に負性抵抗素子１０４及びコ
ンデンサー１０５が直列に接続され、コンデンサ
ー１０５にはサイリスタのアノードから可変抵抗
１０６が接続されている。
上記構成により、電源１０１より電動機１０２
及び可変抵抗１０６を通じて電荷がコンデンサー
１０５に充電され、コンデンサー１０５の電位が
ある電位をこえると負性抵抗素子１０４が導通状
態となり、サイリスタ１０３のゲートをトリガー
し、サイリスタ１０３がONとなる。可変抵抗１
０６の抵抗値を変化させると、コンデンサー１０
５への充電電流が変化し、コンデンサー１０５の
電位上昇時間が変化する。このため、サイリスタ
１０３のゲートをトリガーする時間が変化し、サ
イリスタ１０３のONになる位相が変化し、電動
機１０２へ流れる電動機の導通角が変化し、パワ
ーコントロールが変化し、パワーコントロールが
なされる。
及び可変抵抗１０６を通じて電荷がコンデンサー
１０５に充電され、コンデンサー１０５の電位が
ある電位をこえると負性抵抗素子１０４が導通状
態となり、サイリスタ１０３のゲートをトリガー
し、サイリスタ１０３がONとなる。可変抵抗１
０６の抵抗値を変化させると、コンデンサー１０
５への充電電流が変化し、コンデンサー１０５の
電位上昇時間が変化する。このため、サイリスタ
１０３のゲートをトリガーする時間が変化し、サ
イリスタ１０３のONになる位相が変化し、電動
機１０２へ流れる電動機の導通角が変化し、パワ
ーコントロールが変化し、パワーコントロールが
なされる。
ところが電源電圧１０１の電圧自体が変化した
場合、たとえば高くなつた場合、可変抵抗１０６
を流れる電流が大きくなるため、コンデンサー１
０５の電位上昇がはやく、サイリスタ１０３の
ONがはやくなり、負荷を流れる電流の導通角が
大きくなる。よつて、負荷のパワーは大となり、
さらに電圧が高いため負荷を流れる電流の波高値
も高くなるため、さらにパワーは大となる。第２
図にその状態を示し、当初の負荷電流I0の波形は
実線で示すように、導通角θ0と波高値I0となつて
いるものが、電圧が高いと破線で示すように導通
角がθ1と広がり、さらに波高値もI1と大きくなる
ため、パワーは非常に大となる。
場合、たとえば高くなつた場合、可変抵抗１０６
を流れる電流が大きくなるため、コンデンサー１
０５の電位上昇がはやく、サイリスタ１０３の
ONがはやくなり、負荷を流れる電流の導通角が
大きくなる。よつて、負荷のパワーは大となり、
さらに電圧が高いため負荷を流れる電流の波高値
も高くなるため、さらにパワーは大となる。第２
図にその状態を示し、当初の負荷電流I0の波形は
実線で示すように、導通角θ0と波高値I0となつて
いるものが、電圧が高いと破線で示すように導通
角がθ1と広がり、さらに波高値もI1と大きくなる
ため、パワーは非常に大となる。
逆に電源１０１の電圧が低くなると、可変抵抗
１０６を流れる電流が小さくなり、トリガーの位
相はおくれる。このため、負荷に流れる電流の導
通角が小さくなるとともに、波高値自体も低くな
り、パワーは非常に小さくなる。電圧低下が著し
いと、コンデンサー１０５の電位がトリガー電位
にまで達せずサイリスタ１０３がONにならない
こともある。
１０６を流れる電流が小さくなり、トリガーの位
相はおくれる。このため、負荷に流れる電流の導
通角が小さくなるとともに、波高値自体も低くな
り、パワーは非常に小さくなる。電圧低下が著し
いと、コンデンサー１０５の電位がトリガー電位
にまで達せずサイリスタ１０３がONにならない
こともある。
本発明は前記従来の欠点を除去し、電圧変動に
対してパワー変動の少ないコントロール回路を提
供しようとするもので、以下にその実施例を添付
図面にもとづき説明する。
対してパワー変動の少ないコントロール回路を提
供しようとするもので、以下にその実施例を添付
図面にもとづき説明する。
第３図において、交流電源１に対して電動機２
及び双方向性サイリスタ３が直列に接続され、サ
イリスタ３のカソード、ゲート間に負性抵抗素子
４及びコンデンサー５が直列に接続され、コンデ
ンサー５にはサイリスタ３のアノードより第１の
FET、可変抵抗７、第２のFET８が接続され、
第１のFET６のゲートは可変抵抗７とFET８の
間、第２のFET８のゲートは可変抵抗７と第１
のFET６の間に接続されている。
及び双方向性サイリスタ３が直列に接続され、サ
イリスタ３のカソード、ゲート間に負性抵抗素子
４及びコンデンサー５が直列に接続され、コンデ
ンサー５にはサイリスタ３のアノードより第１の
FET、可変抵抗７、第２のFET８が接続され、
第１のFET６のゲートは可変抵抗７とFET８の
間、第２のFET８のゲートは可変抵抗７と第１
のFET６の間に接続されている。
上記構成より、電源１が正のサイクルのときコ
ンデンサー５への充電電流はサイリスタ３のアノ
ード側より第１のFET６、可変抵抗７、第２の
FET８を通つて流れ、第２のFET８のゲートは
ドレイン電圧より高いため電流は自由に流れ、第
１のFET６のゲートは可変抵抗７の下よりとつ
ているためソースより負に電位され、電流は第１
のFET６によつて制限される。第１のFET６の
ゲート電圧VGS6は VGS6＝Ｉ・R7 Ｉ：FET６を流れる電流 R7：可変抵抗７の抵抗値 となる。
ンデンサー５への充電電流はサイリスタ３のアノ
ード側より第１のFET６、可変抵抗７、第２の
FET８を通つて流れ、第２のFET８のゲートは
ドレイン電圧より高いため電流は自由に流れ、第
１のFET６のゲートは可変抵抗７の下よりとつ
ているためソースより負に電位され、電流は第１
のFET６によつて制限される。第１のFET６の
ゲート電圧VGS6は VGS6＝Ｉ・R7 Ｉ：FET６を流れる電流 R7：可変抵抗７の抵抗値 となる。
電源１が負のサイクルのときは逆に第２の
FET８が電流を制限し、FET８のゲート電圧
VGS8は VGS8＝−Ｉ・R7 となり、VGS8＝VGS6と正負とも同じ電圧が加わ
る。
FET８が電流を制限し、FET８のゲート電圧
VGS8は VGS8＝−Ｉ・R7 となり、VGS8＝VGS6と正負とも同じ電圧が加わ
る。
電圧が高くなり電流Ｉが大きくなろうとする
と、上式よりゲートの電圧がさらに負方向へ大き
くなり、これは電流を低下さす方向にはたらくた
め、結局電流は増えない。逆に電圧が低くなり電
流Ｉが小さくなろうとすると、上式よりゲートの
電圧が小さくなり、これは電流を増大さす方向に
はたらき、結局電流はへらず一定値を保つ。この
ように電圧が変動してもFETを流れてコンデン
サー５へ充電される電流は常に一定値を保ち、サ
イリスタ３をトリガーする位相は常に一定とな
り、電動機２を流れる負荷電流は導通角はかわら
ず、第４図に示すように負荷電流は電圧が高くな
ると波高値はI0→I1と高くなるものの、導通角は
θ0＝θ1と同一になりパワーの変動は小さくおさえ
られる。
と、上式よりゲートの電圧がさらに負方向へ大き
くなり、これは電流を低下さす方向にはたらくた
め、結局電流は増えない。逆に電圧が低くなり電
流Ｉが小さくなろうとすると、上式よりゲートの
電圧が小さくなり、これは電流を増大さす方向に
はたらき、結局電流はへらず一定値を保つ。この
ように電圧が変動してもFETを流れてコンデン
サー５へ充電される電流は常に一定値を保ち、サ
イリスタ３をトリガーする位相は常に一定とな
り、電動機２を流れる負荷電流は導通角はかわら
ず、第４図に示すように負荷電流は電圧が高くな
ると波高値はI0→I1と高くなるものの、導通角は
θ0＝θ1と同一になりパワーの変動は小さくおさえ
られる。
導通角θをかえて負荷電流を変化させるには可
変抵抗７の抵抗値を変化させて充電電流をかえて
やればよく、可変抵抗７よりパワーコントロール
ができる。
変抵抗７の抵抗値を変化させて充電電流をかえて
やればよく、可変抵抗７よりパワーコントロール
ができる。
このように本発明よれば、簡単な構成で、電圧
変動時も負荷のパワー変動を小さくおさえた制御
回路が実現できるもので、その効果はきわてめて
大きいものである。
変動時も負荷のパワー変動を小さくおさえた制御
回路が実現できるもので、その効果はきわてめて
大きいものである。
なお本実施例においてはコンデンサへの充電電
流をサイリスタのアノードからとつたが、電源と
電動機の間からとつてももちろんよい。
流をサイリスタのアノードからとつたが、電源と
電動機の間からとつてももちろんよい。
第１図は従来例における位相制御回路図、第２
図は同負荷電流説明図、第３図は本発明の一実施
例における位相制御回路図、第４図は同負荷電流
説明図である。 １……交流電源、２……負荷、３……双方向性
サイリスタ、５……コンデンサー、６，８……
FET、７……可変抵抗。
図は同負荷電流説明図、第３図は本発明の一実施
例における位相制御回路図、第４図は同負荷電流
説明図である。 １……交流電源、２……負荷、３……双方向性
サイリスタ、５……コンデンサー、６，８……
FET、７……可変抵抗。
Claims (1)
- １ 交流電源に対し負荷及び双方向性サイリスタ
が直列に接続され、このサイリスタのゲートトリ
ガーをコンデンサーに充電された電荷で行い、負
荷に流れる電流の導通角をコンデンサーに充電す
る電流をかえることにより変化させる位相制御回
路において、コンデンサーへの可変充電回路を第
１のFET、可変抵抗、第２のFETの直列回路に
て構成し、第１のFETのゲートは第２のFETと
可変抵抗の接続部へつなぎ、第２のFETのゲー
トは第１のFETと可変抵抗の接続部につなぎ、
前記可変充電回路とコンデンサーとの直列回路を
前記交流電源もしくは双方向性サイリスタと並列
に接続した位相制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56020609A JPS57135674A (en) | 1981-02-13 | 1981-02-13 | Phase control circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56020609A JPS57135674A (en) | 1981-02-13 | 1981-02-13 | Phase control circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57135674A JPS57135674A (en) | 1982-08-21 |
| JPH0222626B2 true JPH0222626B2 (ja) | 1990-05-21 |
Family
ID=12031998
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56020609A Granted JPS57135674A (en) | 1981-02-13 | 1981-02-13 | Phase control circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57135674A (ja) |
-
1981
- 1981-02-13 JP JP56020609A patent/JPS57135674A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57135674A (en) | 1982-08-21 |
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