JPH0245370B2 - Shuhasubunrikairo - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、基本波成分及び高調波成分を含む入
力信号から基本波成分を除去する周波数分離回路
に関する。

［従来の技術及び発明が解決しようとする問題
点］ 歪率計は電子技術分野で盛んに利用されている
が、歪率計による歪率の測定は、例えば、ノツ
チ・フイルタと称する周波数分離回路を用い、基
本波成分と高調波成分を有する入力信号から基本
波成分を除去して得た高調波成分を、入力信号と
比較演算して行う。従来の周波数分離回路は、例
えば、並列接続した２個のＴ型ブリツジ回路に
夫々２個のＴ型フイルタを直列接続し、フイルタ
の通過周波数帯を手動で調整しているので、通過
周波数帯を入力信号の基本波成分に合せるのが非
常に困難であつた。一方、米国特許第3714588号
は、通過周波数が入力信号の基本周波数に自動的
に追従する帯域フイルタを開示しているが、中心
周波数利得を自動制御していないため、温度や経
年変化によつて中心周波数利得が変化する虞があ
つた。したがつて、この帯域フイルタを用いて
も、入力信号から基本波成分を確実に除去する自
動周波数分離回路を実現できなかつた。

したがつて、本発明の目的は、入力信号から基
本波成分を自動的かつ確実に除去する周波数分離
回路を提供することである。

［問題点を解決するための手段］ 本発明の周波数分離回路は、基本波成分及び高
調波成分を含む入力信号を受け、通過させる周波
数帯域及びその振幅を夫々調整する通過周波数帯
調整部及び振幅調整部を有し、通過周波数帯調整
部が入力信号の基本波成分に同調したとき、この
入力信号の基本波成分と夫々基準位相関係及び直
角位相関係にある基準位相分及び直角位相分を出
力する帯域フイルタと、入力信号から帯域フイル
タの出力の基準位相分を除去する除去手段と、こ
の除去手段の出力を受け、プツシユプル出力を発
生するパラフエーズ増幅器と、帯域フイルタの出
力の基準位相分に応じてプツシユプル出力のいず
れか一方を選択すると共に、直角位相分に応じて
プツシユプル出力のいずれか一方を選択すマルチ
プレクサと、基準位相分に応じて選択されたマル
チプレクサの第１出力を積分する第１積分器と、
直角位相分に応じて選択されたマルチプレクサの
第２出力を積分する第２積分器とを具えている。

なお、本明細書で基準位相（inphase）関係と
は、入力信号に対して０度又は±180度の位相関
係にあることをいい、また、直角位相
（quadrature phase）関係とは入力信号に対して
±90度又は±270度の位相関係にあることをいう。

［作用］ 本発明の周波数分離回路によれば、帯域フイル
タの通過周波数帯調整部が基本波成分に完全に同
調しておらず、また、振幅調整部が適切に基本波
成分の振幅を調整していないと、除去手段は基本
波成分を完全に除去できないが、この際、マルチ
プレクサの制御信号としての帯域フイルタの出力
の基本位相分及び直角位相分の位相が変化すると
共に、マルチプレクサの入力信号としてのパラフ
エーズ増幅器のプツシユプル出力の振幅が変化す
る。したがつて、第１及び第２積分器の出力も変
化するので、第１積分器の出力により振幅調整部
を制御すると共に、第２積分器の出力により通過
周波数帯調整部を制御することによつて、入力信
号から基本波成分を除去した信号を除去手段の出
力端に得ることができる。

［実施例］ 以下、添付の図面を参照して本発明の好適な実
施例を詳細に説明する。

（全体的構成） 第１図は、本発明に係る周波数分離回路の基本
動作を説明するためのブロツク図である。入力信
号が、入力端子１０を介して、通過周波数帯及び
振幅を制御できる帯域フイルタ１２、除去手段１
４及び１６に印加される。除去手段１４は、入力
端子１０を介して入力信号を受け取る外に、帯域
フイルタ１２から基本波成分の基準位相分を受け
取り、その出力を除去手段１６、出力端子１８、
パラフエーズ増幅器２０に印加する。除去手段１
６の出力は、シユミツト回路２２を介して、周波
数弁別器２４に印加され、周波数弁別器２４の出
力は帯域フイルタ１２に印加されて帯域フイルタ
１２の通過周波数帯の粗調に利用される。パラフ
エーズ増幅器２０のプツシユプル出力はアナロ
グ・マルチプレクサ２６に印加されるが、マルチ
プレクサ２６は、帯域フイルタ１２から印加され
る位相差90度及び180度（共に入力信号に対する
位相差、以下同様）の信号成分（即ち直角位相分
及び基準位相分）によつて制御される。マルチプ
レクサ２６からの２出力は、夫々積分器３０，３
２に印加され、積分器３０，３２の出力は、帯域
フイルタ１２に帰還されてフイルタ出力の振幅及
びフイルタの通過周波数帯の微調を制御する。

演算増幅器、抵抗器、コンデンサ等から構成さ
れる能動フイルタは、Ｑが非常に高く且つ共振周
波数の制御が容易なので、帯域フイルタとして用
いて好適である。尚、帯域フイルタ１２が反転フ
イルタ（入出力信号の位相が逆相）であれば、除
去手段１４は加算回路であり、帯域フイルタ１２
が同相フイルタ（入出力信号の位相が同相）であ
れば除去手段１４は減算回路である。一方、除去
手段１６への２入力信号が同相であれば、除去手
段１６は減算回路であり、逆相ならば加算回路で
ある。本実施例では、帯域フイルタ１２を反転フ
イルタとし、除去手段１４，１６を共に位相反転
加算回路としている。尚、除去手段１４の増幅率
は１未満である。

（全体的動作） 帯域フイルタ１２の周波数が入力信号の基本波
成分に同調されると、反転した基本波成分が除去
手段１４に印加されるので、反転加算器である除
去手段１４は入力信号と逆相の高調波成分を出力
する。即ち、帯域フイルタ１２と除去手段１４と
で所謂ノツチ・フイルタを構成する（尚、ノツ
チ・フイルタの通過阻止周波数帯の中心周波数を
ノツチ周波数という）。

次に、帯域フイルタ１２の通過周波数帯自動調
整について説明する。除去手段１６には、入力信
号が入力端子１０を介して印加されると共に、除
去手段１４から高調波成分が印加される。除去手
段１４は反転加算器なので、入力信号の高調波成
分は反転されて出力される。この逆相高調波成分
は除去手段１６で入力信号と加算されるので、入
力信号の高調波成分は低減される。除去手段１６
の出力に高調波成分が含まれていても、その振幅
は基本波成分の振幅に比べ充分小さいので、シユ
ミツト回路２２のヒステリシスで高調波成分は無
視される。周波数弁別器２４は、シユミツト回路
２２の出力パルスの周波数を弁別して基本波成分
の周波数帯を検知し、帯域フイルタ１２の中心周
波数の粗調整を行う。尚、帯域フイルタ１２は能
動フイルタであり、後述する如く、演算増幅器、
複数の抵抗器、複数のコンデンサ、及び周波数弁
別器２４からの出力に応じて抵抗器とコンデンサ
を選択的に切り換えるスイツチ手段から構成され
ている。

帯域フイルタ１２は、基本波成分に同調した状
態で入力信号と位相差90度（進相）及び180度位
相の異なつた基本波成分の直角位相分及び基準位
相分を出力する。これら位相分の入力信号に対す
る位相差は、帯域フイルタ１２の特性により決ま
り、基本波成分の周波数が帯域フイルタ１２の同
調周波数、即ち通過周波数（ノツチ周波数に対
応）より低くなるに従つて、入力信号に対する位
相は直角位相分が０度に向かつて変化し、基準位
相分が90度に向かつて変化する。また、基本波成
分の周波数が帯域フイルタ１２の通過周波数より
高くなるに従つて、入力信号に対する位相は基準
位相分が270度に向かつて変化するが、直角位相
分は180度に向かつて変化する。更に、通過周波
数帯が正しく調整されると、ノツチ・フイルタの
出力端、即ち除去手段１４の出力端には、基本波
成分の位相差90度の信号は出力されず、一方、基
本波成分の振幅が正しく調整されると基本波成分
が出力されない。パラフエーズ増幅器２０は、入
力信号に対して位相差180度の信号を除去手段１
４から受け取り、次段のマルチプレクサ２６に同
相及び逆相の高調波成分信号を印加する。マルチ
プレクサ２６は、帯域フイルタ１２から加えられ
る入力信号の基本波成分信号と位相差90度（進
相）及び180度の２種類の信号、即ち基準位相分
及び直角位相分に従つて、パラフエーズ増幅器２
０からの信号を選択的に積分器３０，３２に印加
する。更に詳しく説明すれば、マルチプレクサ２
６は帯域フイルタ１２からの位相差180度の基本
波成分信号（基準位相分）によつて定まる周期及
び位相により制御されて、パラフエーズ増幅器２
０からの同相或いは逆相高調波成分信号を選択的
に積分器３０に印加し、一方、マルチプレクサ２
６は、帯域フイルタ１２からの位相差90度の基本
波成分（直角位相分）によつて定まる周期及び位
相により制御されて、パラフエーズ増幅器２０か
らの同相或いは逆相高調波成分信号を選択的に積
分器３２に印加する。積分器３０は、マルチプレ
クサ２６の出力を積分して帯域フイルタ１２の振
幅調整部を制御する信号を出力し、一方、積分器
３２はマルチプレクサ２６の出力を積分して帯域
フイルタ１２の通過周波数帯調整部を微調する信
号を出力する。具体的には第２図について説明す
るが、積分器３０及び３２の出力は、ホトカプラ
の抵抗を制御して帯域フイルタ１２の増幅率及び
通過周波数帯を制御する。マルチプレクサ２６の
出力の直流レベルの極性は、積分器３０及び３２
を介して帯域フイルタ１２の通過周波数帯及び増
幅度の変化方向を制御し、ノツチ・フイルタを適
正値にすると共に基本波成分のノツチ・フイルタ
からの漏れを防止する。

（帯域フイルタ及び除去手段） 第２図は、第１図にブロツクで示した帯域フイ
ルタ１２及び除去手段１４，１６の詳細な回路図
である。帯域フイルタ１２は、演算増幅器３４、
抵抗器３６及び３８、コンデンサ４０〜５６、リ
レー５８〜６４、このリレー５８〜６４を駆動す
るトランジスタ（以下TRと略す）６６〜７２、
ホトカプラ７４〜７８、演算増幅器８０及び８
２、抵抗器８４〜１１２等から構成されている。
フイルタ１２は高周波通過フイルタと低周波通過
フイルタとの組合せである。高周波通過フイルタ
は演算増幅器３４、抵抗器３６，３８及びコンデ
ンサ４８〜５４で構成され、低周波通過フイルタ
はコンデンサ４０〜４６、ホトカプラ７４及び電
子抵抗器（ホトカプラ７６、演算増幅器８０及び
関連した抵抗器から成る）で構成される。帰還抵
抗器３６，３８、ホトカプラ７４、及び入力抵抗
器８４，８６で減衰器を構成している。フイルタ
１２の通過周波数帯調整は、抵抗器３６，３８及
びコンデンサ４０〜５４の双方を適当に切り換え
ることによつて、例えば、５−10−50−100−…
のようなステツプで行われる。この切換え動作
は、周波数弁別器２４の出力パルスを端子１１４
〜１２０を介してTR６６〜７２に印加し、TR
６６〜７２のオン・オフを制御してリレー５８〜
６４を選択的に駆動して行う。尚、各デイケード
ごとの切換えはコンデンサ４０〜５４を適当に切
り換えて行う。例えば、入力端子１０に印加され
る入力信号の基本波成分周波数が、約10KHz以下
の場合にはリレー６４が動作し、約1KHz以下の
場合にはリレー６４及び６２が動作し、約100Hz
以下の場合にはリレー６４，６２，６０が動作す
る。リレー５８は切換デイケード間の周波数の上
半分を制御するリレーであり、リレー５８の動作
によつて、帯域フイルタ１２内の抵抗を減少させ
てノツチ周波数を上昇（例えば３倍）させる。

積分器３０及び３２の出力は、夫々端子１２２
及び１２４に印加される。上述した如く、ノツチ
周波数のステツプ調整はコンデンサ４０〜５４及
び抵抗器３６の切換えで行うが、各ステツプ間の
連続調整は、演算増幅器８０、ホトカプラ７６及
び７８を主要構成要素とする電子抵抗器インピー
ダンスを、積分器３２の出力に応じて制御して行
う。即ち、端子１２４に印加される積分器３２の
出力によつて、ホトカプラ７６及び７８の抵抗が
高くなると、ホトカプラ７６と抵抗器１０８の中
点と接地間のインピーダンスが減少し、ノツチ周
波数を高い方に移動させる。よつて、この電子抵
抗器が通過周波数帯調整部となる。一方、端子１
２２に印加される積分器３０の出力によつて、抵
抗器３６及び３８と共に減衰器を構成するホトカ
プラ７４の抵抗を変えて帯域フイルタ１２の利得
即ち、入力信号振幅の微調を行い、ノツチ・フイ
ルタの出力から基本波成分を効果的に除去してい
る。よつて、このホトカプラ７４等から成る減衰
器が振幅調整部となる。このように、帯域フイル
タ１２の出力端子１２６，１２８から夫々基本波
成分信号の基準位相分及び直角位相分が得られ
る。

除去手段１４は、演算増幅器１３０、入力抵抗
器１３２及び１３４、帰還抵抗器１３６から構成
され、抵抗器１３２を介して帯域フイルタ１２の
出力を受け取ると共に、抵抗器１３４を介して入
力端子１０に印加された入力信号を受け取り、出
力を出力端子１８を介して外部回路（図示せず）
に印加すると共に端子１８′を介して次段のパラ
フエーズ増幅器２０に印加する。一方、除去手段
１６は、演算増幅器１４８及び抵抗器１４０〜１
４４から構成され、抵抗器１４０を介して入力端
子１０に印加された入力信号と共に抵抗器１４２
を介して除去手段１４の出力を受け取る。除去手
段１６の出力は、端子１４６を介して、シユミツ
ト回路２２に印加される。抵抗器１３２〜１３
６，１４０〜１４４の夫々の抵抗は、例えば、次
の通りである。

抵抗器１３２：5.90KΩ 抵抗器１３４：2.00KΩ 抵抗器１３６：1.00KΩ 抵抗器１４０：10KΩ 抵抗器１４２：10KΩ 抵抗器１４４：10KΩ （シユミツト回路及び周波数弁別器） 第３図は、シユミツト回路２２及び周波数弁別
器２４の回路図である。シユミツト回路２２は、
エミツタ結合TR１５０，１５２及び付属の抵抗
器から成る従来の回路である。周波数弁別器２４
は、Ｄ型フリツプ・フロツプ（以下、フリツプ・
フロツプをFFとする）１５４〜１６８、抵抗器
とコンデンサを有し夫々異なる時定数のタイミン
グ回路１７０〜１７６、マルチプレクサ
（MUX）１７８、比較器１８０〜１８６等から
構成されている。

除去手段１６（第１図及び第２図）は、その出
力を、端子１４６を介して、シユミツト回路２２
に印加し、シユミツト回路２２は、入力信号の基
本波成分に同期した出力を周波数弁別器２４の
FF１５４〜１６０のクロツク端子に印加する。
FF１６０の端子は、FF１５４〜１６０の夫々
のＤ端子に接続しているので、FF１５４〜１６
０のＱ及び端子の出力は、シユミツト回路２２
の出力の立上り毎に位相が反転する。タイミング
回路１７０〜１７６は夫々積分器であり、夫々の
出力レベルは夫々の時定数及びFF１５４〜１６
０内の対応するFFの出力の周波数で定まる。し
たがつて、タイミング回路１７０〜１７６の出力
レベルによつて、基本波成分の周波数が検知でき
る。尚、１例として、タイミング回路１７０，１
７２，１７４，１７６の時定数は、夫々16μs、
200μs、2ms、20msである。

比較器１８２〜１８６は、対応するタイミング
回路１７２〜１７６の出力レベルを、抵抗器１８
８〜１９２から成る分圧器からの基準値（しきい
値）と比較する。FF１６４〜１６８のＤ端子に
は夫々対応する比較器１８２〜１８６の出力が印
加され、クロツク端子ＣにはFF１６０の端子
の出力が印加されるので、FF１６４〜１６８の
Ｑ端子の出力はFF１６０の端子の出力サイク
ル毎に更新され、基本波成分の周波数を表わす。
FF１６４〜１６８のＱ端子の出力は、端子１１
６〜１２０を介して、第２図のリレー駆動用の
TR６８〜７２に印加される。

アナログ・マルチプレクサ１７８には、タイミ
ング回路１７０〜１７６からアナログ出力が印加
され且つ比較器１８２〜１８６の出力が制御信号
として印加される。マルチプレクサ１７８のアナ
ログ出力は、比較器１８０において、抵抗器１８
８〜１９２から成る分圧器からの基準値（しきい
値）と比較され、比較器１８０の出力は、FF１
６２のＤ端子に印加される。FF１６２のクロツ
ク端子にはFF１６０の端子の出力が印加され
るので、FF１６２の端子の出力は、FF１６０
の端子の出力のサイクル毎に更新され、第２図
のTR６６に印加される。

マルチプレクサ１７８の制御入力Ａ，Ｂ，Ｃに
応じた入力の関係は次のようになる。

Ａ Ｂ Ｃ 出 力 １ １ １ 入力７ １ １ ０ 入力３ １ ０ ０ 入力１ ０ ０ ０ 入力０ 第３図の回路の周波数弁別動作をこの実施例に
ついて更に詳細に説明する。上述の如く、シユミ
ツト回路２２の入力端子１４６に印加される入力
信号は、高調波成分が低減された基本波信号であ
る。たとえ、除去手段１４の出力に基本波成分の
直角位相分が含まれているときでも、除去手段１
６の基本波出力の周波数は変化しない。よつつ
て、シユミツト回路２２からは、基本波周波数の
方形波が得られる。この方形波は、FF１５４〜
１６０の各クロツク端子Ｃに印加され、各Ｑ出力
端子から１／２分周された方形波が出力される。
この方形波の立上りで各タイミング回路１７０〜
１７６は各々の時定数に応じた速さで積分を開始
する。時定数の小さいタイミング回路の積分分圧
は急峻に上昇し、時定数のタイミング回路の積分
電圧は緩慢に上昇する。したがつて、同一の方形
波を受けても、異なる時定数を有するタイミング
回路１７０〜１７６は、異なる電圧波形を出力す
る。各タイミング回路に夫々対応する比較器１８
０〜１８６から、FF１５４〜１６０のＱ出力方
形波の立下り時点で高（論理１）信号が出力する
か否かは、そのしきい値の大きさ、タイミング回
路の時定数、及び方形波の周波数に依存する。

上述した時定数の例では、入力周波数が充分低
い（例えば約100Hz以下の）とき、方形波の周期
は長く、その立下り時点でタイミング回路１７２
〜１７６の出力レベルはすべて比較器１８２〜１
８６のしきい値に達している。したがつて、比較
器１８２〜１８６の出力は１１１となり、マルチ
プレクサ１７８はその入力７（即ち、タイミング
回路１７６の出力レベル）を選択し比較器１８０
へ出力する。比較器１８０のしきい値は、第３図
の抵抗分圧器１８８，１９０，１９２から判るよ
うに、他の比較器１８２〜１８６より高く設定さ
れている。このため、タイミング回路１７６の出
力レベルが比較器１８０の入力として選ばれてい
るとき、比較器１８６は入力周波数が約100Hz以
下であれば１を出力するが、比較器１８０はそれ
より低い例えば30Hz以下で１を出力する。即ち、
この構成によつて１デイケードの上半分と下半分
の識別ができる。FF１５４〜１６０の出力方形
波の立下り時点で、FF１６０の出力が立上る
ので、比較器１８０〜１８６の出力は夫々FF１
６２〜FF１６８にラツチされる。同時に、タイ
ミング回路１７０〜１７６の蓄積電荷は、次の積
分動作に備えて方形波の立下りでダイオード１７
０〜１７６を介して急速に放電される。

入力信号周波数が約100Hz〜1KHzの範囲では、
比較器１８２〜１８６の出力は１１０となり、マ
ルチプレクサ１７８の入力３（タイミング回路１
７４の出力レベル）が比較器１８０に与えられ
る。この場合、上述の場合と同様に、約300Hz以
下の入力周波数で比較器１８０は出力１を発生す
る。入力周波数が、更に高いデイケード、約1K
Hz〜10KHzの範囲では、比較器１８２〜１８６の
出力は100となり、マルチプレクサ１７８の入力
１が選択されるので、比較器１８０への入力はタ
イミング回路１７２の出力レベルになる。入力周
波数が約3KHz以下で比較器１８０は１を出力す
る。入力周波数が約10K〜100KHzの範囲では、
比較器１８２〜１８６の出力が000となり、マル
チプレクサ１７８の入力０が選ばれるので、比較
器１８０にはタイミング回路１７０の出力レベル
が入力される。比較器１８０は約30KHz以下の入
力周波数に対して１を出力する。尚、各FF１６
２〜１６８のＱ出力を、抵抗器を介して比較器１
８０〜１８６に帰還しているのは、周波数範囲の
切換周波数あたりの入力周波数に対して周波数範
囲がランダムに切り換わらないように、周波数範
囲切換に若干のヒステリシスをもたせるためであ
る。このようにして、FF１６２〜１６８の各出
力パターンは入力周波数に応じて変化し、第２図
の対応するリレーを制御する。

（プツシユプル増幅器、マルチプレクサ及び積分
器） 第４図は、プツシユプル増幅器２０、アナロ
グ・マルチプレクサ２６、積分器３０，３２の回
路図である。帯域フイルタ１２及び除去手段１４
から構成されるノツチ・フイルタの出力は、端子
１８′を介して、演算増幅器１９４〜１９８を主
要構成要素とする増幅器２０に印加される。因み
に、増幅器２０の利得は、例えば約50dBである。
演算増幅器１９４及び１９６はボルテージ・ホロ
ワであり、演算増幅器１９８は利得１のインバー
タなので、増幅器２０からマルチプレクサ２６の
Ｘ，Ｙ入力端にプツシユプル出力が印加される。
尚、増幅器２０の出力の一部は、ダイオード２０
０及び２０２で整流され、更にTR２０４で増幅
され、コンデンサ２０６で平滑された後、FET
（電界効果トランジスタ）２０８に印加され、こ
のFET２０８及び抵抗器２０９で構成される減
衰器を制御して増幅器２０の利得を制御する。こ
の利得制御ループによつて、マルチプレクサ２６
への入力レベルを、例えば約5V以下に維持して
いる。

帯域フイルタ１２からの基本波成分の直角位相
分は、端子１２８及び反転増幅器２１０を介し
て、マルチプレクサ２６の制御信号入力端Ｃ１に
印加され、一方、帯域フイルタ１２からの基本波
成分の基準位相分は、端子１２６及び反転増幅器
２１２を介して、マルチプレクサ２６の制御信号
入力端Ｃ２に印加される。マルチプレクサ２６
は、位相検波器として作用し、制御信号入力端Ｃ
１及びＣ２に印加される信号に応じ、入力端Ｘ及
びＹに印加される信号を選択的に出力端Ａ及びＢ
に出力する。次表は、マルチプレクサ２６の入出
力関係を示したをのである。

C1 C2 Ａ Ｂ ０ ０ Ｘ Ｘ １ ０ Ｘ Ｙ ０ １ Ｙ Ｘ １ １ Ｙ Ｙ 積分器３０には、制御入力端子Ｃ２に印加され
る基本波成分の基準位相分によつて定まる周期と
位相で、パラフエーズ増幅器２０からの同相（入
力端子１０に対して）高調波成分（端子Ｘ）或い
は反転（入力端子１０に対して）高調波成分（端
子Ｙ）が選択的に印加され、一方、積分器３２に
は、制御入力端子Ｃ１に印加される基本波成分信
号の直角位相分（270度又は90度）によつて定ま
る周期と位相で、パラフエーズ増幅器２００から
の同相高調波成分信号（Ｘ端子）或いは反転高調
波成分信号（端子Ｙ）が選択的に印加される。
尚、積分器３０，３２は、夫々、反転増幅器２１
４とコンデンサ２１８、及び反転増幅器２１６と
コンデンサ２２０を主要構成要素とする。

積分器３０の出力は、TR２２２及び端子１２
２を介して第２図のホトカプラ７４に印加され、
その抵抗値を制御して帯域フイルタ１２の増幅度
を制御し、積分器３２の出力は、TR２２４及び
端子１２４を介して第２図のホトカプラ７６及び
７８に印加され、これらの抵抗値を制御して帯域
フイルタ１２の通過周波数帯を制御する。マルチ
プレクサ２６の出力端Ａ及びＢに出力される信号
の直流の極性は、夫々、帯域フイルタ１２の通過
周波数帯及び増幅度の変化方向を決定し、ノツチ
周波数を正しく設定し基本波成分を阻止するもの
である。可変抵抗器２２６及び２２８は、夫々、
演算増幅器２１４及び２１６のオフセツト除去用
であり、この抵抗器２２６及び２２８を適当に調
整することによつて、ノツチ・フイルタの出力か
ら基本波成分を効率よく除去することができる。

尚、ノツチ・フイルタの調整が完了すると、マ
ルチプレクサ２６の出力端子Ａ及びＢの平均出力
電圧は、実質上0Vになる。

次に、第５Ａ〜第５Ｃ図を参照して第４図の回
路動作を説明する。なお、説明を簡単にするた
め、入力端子１０に供給された入力信号は、 Asinωt＋（Ａ／４）sin2ωt 即ち基本波成分をAsinωtとし、２次高調波成
分を（Ａ／４）sin2ωとする。よつて、図におい
て、入力波形の零交差点は基本波成分の０度、
180度及び360度である。また、各波形の振幅は波
形を判り易くしたため互いに対応していない。

第５Ａ図は、帯域フイルタ１２の通過周波数帯
が入力信号の基本波成分周波数よりも高い場合を
示す。マルチプレクサ２６の制御信号入力端Ｃ１
の制御信号は、入力信号の基本波成分の直角位相
分であるが、増幅器８２及び２１０が反転型であ
るため、演算増幅器８０の出力端、即ち電子抵抗
器の直角位相分と同相になる。上述の如く、帯域
フイルタ１２の通過周波数帯が高い場合、この直
角位相分の入力信号に対する位相差は、90度より
も小さくなる。また、マルチプレクサ２６の制御
入力端Ｃ２の制御信号は、端子１２６における入
力信号の基本波成分の基準位相分を反転したもの
であるが、この基準位相分は上述の如く帯域フイ
ルタ１２の通過周波数帯が高い場合、入力信号に
対する位相差が180度よりも小さくなる。マルチ
プレクサ２６の入力端Ｘ及びＹの信号はノツチ・
フイルタの出力信号であり、これは入力信号の基
準位相分Ｃ２との差に等しい。よつて、マルチプ
レクサ２６の端子Ｃ１，Ｃ２，Ｘ及びＹの信号の
入力信号に対する位相関係は図示のようになる。
端子Ｃ１及びＣ２の信号は、零交差よりも高いと
きに論理「１」となり、低いときに論理「０」と
すれば、マルチプレクサ２６の出力端Ａ及びＢの
信号は図示のようになる。これら出力端Ａ及びＢ
の信号は積分器３０及び３２により積分されて、
ノツチ・フイルタが基本波成分を完全に除去する
方向に帯域フイルタ１２の振幅調整部及び通過周
波数帯調整部を制御する。

第５Ｂ図は、帯域フイルタ１２の通過周波数帯
が入力信号の基本波成分周波数よりも低い場合を
示す。この場合、上述の如く、帯域フイルタ１２
の直角位相分の入力信号に対する位相差は90度よ
り大きくなり、基準位相分の入力信号に対する位
相差は180度よりも大きくなる。よつて、マルチ
プレクサ２６の入力端Ｃ１，Ｃ２，Ｘ及びＹの信
号並びにその結果の出力端Ａ及びＢの信号は図示
のようになる。出力端Ａ及びＢの信号は第５Ａ図
の場合と同様に積分されて、ノツチ・フイルタが
基本波成分を完全に除去する方向に帯域フイルタ
１２を制御する。

第５Ｃ図は、帯域フイルタ１２の通過周波数帯
が入力信号の基本波成分周波数に等しく、かつ帯
域フイルタ１２の振幅調整が最適な場合を示す。
帯域フイルタ１２の通過周波数帯が基本波成分周
波数に等しい場合、上述の如く、この帯域フイル
タ１２の直角位相分及び基準位相分の入力信号に
対する位相差は夫々90度及び180度となるので、
マルチプレクサ２６の入力端Ｃ１，Ｃ２，Ｘ及び
Ｙ並びに出力端Ａ及びＢの信号は図のようにな
る。入力信号、端子Ｃ１，Ｃ２，Ｘ及びＹの信号
は、０度、90度、180度、270度又は360度の位置
が互いに一致している点に留意されたい。したが
つて、出力端Ａ及びＢには、入力端Ｘ及びＹに供
給された高調波成分が１サイクル分ずつそのまま
出力端Ａ及びＢに現れるので、これらの信号は実
質上０になる。すなわち、積分器３０及び３２に
より、これら信号を積分して平均化しても、その
出力は変化しないことになる。なお、このときの
積分器３０及び３２の出力は、それ以前の過程で
コンデンサ２１８及び２２０に充電された値で決
まる。

以上、本発明の好適な実施例を説明したが、当
業者は用途に応じて本実施例の変形変更を行うこ
とは容易である。例えば、第２図において、ホト
カプラの代りに電圧−抵抗変換器を、リレーとコ
ンデンサの代りにバリキヤツプの如き電圧−容量
変換器を用いてもよい。また、入力信号の基本波
成分の周波数が比較的狭い範囲に限定されている
場合は、帯域フイルタ１２の粗調整に関係する構
成は不要である。

［発明の効果］ 以上説明したように、本発明に係る周波数分離
回路は、帯域フイルタの通過周波数帯を入力信号
の基本波の周波数に自動的かつ正確に調整できる
ので、歪率計のノツチ・フイルタに用いて極めて
有用である。本発明のノツチ・フイルタ部は帯域
フイルタ及び除去手段から成り、ノツチ周波数は
帯域フイルタの中心周波数で定まるので、ノツチ
周波数の調整は非常に容易である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示すブロツク図、第
２図は第１図においてブロツクで示した帯域フイ
ルタ及び除去手段の回路図、第３図は第１図にお
いてブロツクで示したシユミツト回路及び周波数
弁別器の回路図、第４図は第１図においてブロツ
クで示したパラフエーズ増幅器、マルチプレク
サ、及び積分器の回路図、第５Ａ図〜第５Ｃ図は
第４図の回路動作を説明するための説明図であ
る。 図中、１２は帯域フイルタ、１４は除去手段、
２０はパラフエーズ増幅器、２６はマルチプレク
サ、３０は第１積分器、３２は第２積分器を示
す。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 基本波成分及び高調波成分を含む入力信号か
   ら上記基本波成分を除去する周波数分離回路にお
   いて、 通過周波数帯域を調整する通過周波数帯調整部
   及び上記入力信号の振幅を調整する振幅調整部を
   有し、上記入力信号を受けて位相が互に直角関係
   にある２出力信号を発生し、上記通過周波数帯調
   整部が上記入力信号の基本波成分に同調したとき
   には、上記２出力信号の一方の信号は上記入力信
   号の基本波成分と基準位相関係にある基準位相分
   となり、上記２出力信号の他方の信号は上記入力
   信号の基準波成分と直角位相関係にある直角位相
   分となる帯域フイルタと、 上記入力信号から上記帯域フイルタの出力の上
   記基準位相分を除去する除去手段と、 該除去手段の出力を受け、プツシユプル出力を
   発生するパラフエーズ増幅器と、 上記帯域フイルタの出力の上記基準位相分に応
   じて上記ブツシユプル出力のいずれか一方を選択
   すると共に、上記直角位相分に応じて上記プツシ
   ユプル出力のいずれか一方を選択するマルチプレ
   クサと、 上記基準位相分に応じて選択された上記マルチ
   プレクサの第１出力を積分する第１積分器と、 上記直角位相分に応じて選択された上記マルチ
   プレクサの第２出力を積分する第２積分器とを具
   え、 上記第１積分器の出力により上記振幅調整部を
   制御すると共に、上記第２積分器の出力により上
   記通過周波数帯調整部を制御することによつて、
   上記入力信号から上記基本波成分を除去した信号
   を上記除去手段の出力端に得る周波数分離回路。