JPH0262961B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はFM復調回路に係り、特にデイジタ
ル演算処理を用いて復調を行なうFM復調回路に
関する。

〔従来の技術〕

FM（周波数変調）信号を復調する場合、復調
出力に入力の変調信号が重畳されるため、従来で
は復調回路の後段にフイルタを置いて変調信号成
分を分離・除去していた。しかしながら、例えば
VTRにおける画像記録方式で採用されているよ
うな、搬送波の帯域が広く搬送波周波数の低い、
いわゆる低搬送波FM方式の場合には、第１図に
示すようにFM信号１１の下側波帯と復調出力１
２（ビデオ信号）の高周波成分とが斜線のごとく
重なり合うと、FM信号成分が復調回路およびフ
イルタを通り抜けてビート障害を起こすことがあ
る。この現象を一般に復調回路におけるフイード
スルーと称している。

このようなフイードスルーを防止するために、
FM信号の周波数をあまり下げることは不可能と
なる。すなわち伝送系の本来の帯域は広くとも、
復調出力の帯域の分だけFM信号の周波数を高く
せねばならず、その結果、伝送帯域を本来の使用
できる帯域の２／３程度しか利用できないという
問題がある。

一方、特開昭56−140706号公報に記載されてい
るように、FM復調をデイジタル演算により行な
えば、上述した問題は解決される。しかし、この
公知例は標本化されたFM信号の零クロスの数を
計測し、それが一定数に達するまでの時間間隔の
逆数を計算することによつてFM復調出力を得る
方式であるため、搬送波周波数が変調入力信号の
周波数に対して十分に高くなければならず、搬送
周波数が変調入力信号の周波数に近い低搬送波
FM方式のFM信号の復調には適用が難しい。す
なわち、低搬送波FM方式では変調入力信号によ
つてFM信号の零クロス点間の時間間隔が大きく
変化しているが、公知例の方式ではこの時間間隔
を計測することができず、正しい復調出力が得ら
れない。

〔発明が解決しようとする課題〕

上述したように、従来のデイジタル演算処理を
用いたFM復調回路では、FM信号の零クロスの
数が一定数に達するまでの時間間隔の逆数を計算
することによつてFM復調出力を得ているため、
低搬送波FM方式のFM信号の復調には適用が難
しいという問題があつた。

本発明は低搬送波FM方式のFM信号の復調を
デイジタル演算処理により行なうことができる
FM復調回路を提供することを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

本発明のFM復調回路は、周波数変調信号をデ
イジタル信号に変換すし、デイジタル演算処理に
より復調を行なうFM復調回路において、前記デ
イジタル信号の第１の零クロス点の直後の第１の
サンプル点から第２の零クロス点の直前の第２の
サンプル点までの第１の時間間隔をクロツクの計
数により計測する手段と、前記第１の零クロス点
を前記第１のサンプル点および第１の零クロス点
の直前のサンプル点から内挿により推定し、前記
第２の零クロス点を前記第２のサンプル点および
第２の零クロス点の直後のサンプル点から内挿に
より推定し、第１の零クロス点と第１のサンプル
点との間の第２の時間間隔および第２の零クロス
点と第２のサンプル点との間の第３の時間間隔を
計測する手段と、前記第１、第２および第３の時
間間隔を加算して零クロス点間の時間間隔を算出
し、その時間間隔を表わすデイジタル値を前記周
波数変調信号についての復調出力に対応したデイ
ジタル信号として出力する手段とを有することを
特徴とする。

〔作用〕

本発明のFM復調回路は、基本的に零クロス点
間の時間間隔を計測するものであるため、搬送波
周波数が低い場合でも良好な復調出力が得られ
る。

そして、本発明では上記第１、第２および第３
の時間間隔を加算することによつて零クロス点間
の時間間隔が精度良く求まる。

すなわち、第１の時間間隔に関しては、クロツ
クの精度で決まるため、クロツクと水晶発振器で
発生させれば極めて高精度に計測ができる。一
方、第２、第３の時間間隔に関しては零クロス点
を内挿により求めるため、デイジタル信号の量子
化精度と同等の精度で計測できる。

〔実施例〕

第２図はこの発明の一実施例に係るFM復調回
路の構成を示すもので、入力端子２１には変調信
号、例えば前述した低搬送波FM方式によるFM
信号が入力される。この変調信号はＡ／Ｄ変換器
２２に入力さる。Ａ／Ｄ変換器２２はクロツク発
生回路２３から供給されるサンプリングクロツク
により入力の変調信号をサンプリングし、適当な
ビツト数のデイジタル信号を出力する。クロツク
発生回路２３は入力とは関係なく一定周期のクロ
ツクを発生するものでもよいが、入力の変調信号
に同期したクロツクを発生するものがより好まし
い。

第３図はPLL（フエーズロツクループ）を用い
て入力の変調信号に同期したクロツクを発生する
クロツク発生回路２３の構成例を示したもので、
入力の変調信号３１と１／Ｎ分周器３５からの出
力信号とを乗算器３２で乗算して位相比較を行な
い、その出力をローパスフイルタ３３を介して電
圧制御発振器（VCO）３４に制御電圧として供
給し、このVCO３４の出力を１／Ｎ分周器３５
を通して乗算器３２に供給することによつて、
VCO３４から入力の変調信号３１に同期し、か
つ変調信号３１の搬送波周波数のＮ倍の周波数の
クロツク３６を得るように構成されている。

一方、Ａ／Ｄ変換器２２から出力されるデイジ
タル信号はデイジタル演算回路２４に供給され、
ここで入力の変調信号についての復調出力に対応
したデイジタル信号が生成される。このデイジタ
ル演算回路２４から出力されるデイジタル信号は
Ｄ／Ａ変換器２５でアナログ信号に変換され、出
力端子２６を介して復調信号として取出される。

デイジタル演算回路２４は例えば入力の変調信
号がFM信号の場合、第４図ａに示すようにＡ／
Ｄ変換器２２からのデイジタル信号の零クロス点
間の時間間隔、すなわちP₁，P₂間、P₂・P₃間…
の時間間隔T_xを順次計測し、それらの時間間隔
を表わす計数値を上記復調出力に対応したデイジ
タル信号として出力するように構成される。FM
信号は情報を周波数偏移、つまり周期変化の形で
有しているので、上記のように零クロス点間の時
間間隔を計測し、その時間間隔を表わすデイジタ
ル信号をＤ／Ａ変換器２５でアナログ信号に変換
する操作は、復調動作にほかならない。ここで、
零クロス点の検出は対象とするデイジタル信号が
時間的に離散的なサンプリング系列であるため、
Ａ／Ｄ変換器２２より出力されるデイジタル信号
から直接行なうことはできない。そこで、この実
施例では零クロス点を内挿により推定し、それに
基いて上記の時間間隔を計測する。

すなわち、第４図ｂに示すように例えば零クロ
ス点P₁，P₂間の時間間隔を求める場合は、まず
デイジタル信号の極性が負から正へと変化した直
後のサンプル点（零クロス点P₁の次のサンプル
点）B₁から、次に極性が変化する直前のサンプ
ル点（零クロス点P₂の前のサンプル点）A₂まで
の時間間隔T₀を計測する。そして、零クロス点
P₁，P₂とそれらを挾む正負２つのサンプル点の
デイジタル信号値から内挿により推定し、サンプ
ル点B₁とその直前の零クロス点P₁との時間間隔
T₁、およびサンプル点A₂とその直後の零クロス
点P₂との時間間隔T₂を計測する。これらの時間
間隔T₁，T₂はそれぞれ T₁＝B₁／（A₁＋B₁）、 T₂＝A₂／（A₂＋B₂）により求めることができ
る。このようにして求められた３つの時間間隔
T₀，T₁，T₂を加算すれば、零クロス点P₁とP₂と
の間の時間間隔T_xが求められることになる。

第５図はこの原理に基づくデイジタル演算回路
２４の具体的な構成例を示すものである。第５図
において、第２図におけるＡ／Ｄ変換器２２から
出力されるデイジタル信号４１は極性変化検出回
路４２に入力され、例えばデイジタル信号４１の
極性ビツトの“１”、“０”の状態から極性変化の
タイミンングが検出される。この極性変化検出回
路４２の検出パルスはカウンタ４３にリセツトパ
ルスとして、ラツチ回路４４にラツチパルスとし
てそれぞれ与えられる。但し、カウンタ４３への
リセツトパルスはラツチ回路４４へのラツチパル
スのタイミングより僅かに遅れることが望まし
い。カウンタ４３は一定周期、この例ではデイジ
タル信号４１のサンプル点間隔と同じ周期のクロ
ツクを計数することによつて、第４図ｂにおける
時間間隔T₀を計測する。

なお、極性変化検出回路４２は例えば第４図ｂ
におけるデイジタル信号４１の零クロス点P₁の
次のサンプル点と、零クロス点P₂の次のサンプ
ル点で検出パルスを発生するので、カウンタ４３
はこれらのサンプル点の間の時間T₀＋τ（τはデ
イジタル信号４１のサンプル間隔）にわたつてク
ロツクを計数する。この場合、カウンタ４３への
クロツクはデイジタル信号４１のサンプル点間隔
と同一周期とすると、カウンタ４３は（T₀／τ）
＋１個のクロツクを計数することになるので、そ
の計数値をそのままT₀とすると、“＋１”の計数
値に相当するτの誤差を生じる。しかし、カウン
タ４３はリセツト時に内容が“０”でなく、“−
１”にされるものとすると（これはカウンタの初
期値をどう設定するかの問題であるから、容易に
実現できる）、このような誤差は生じることがな
く、正しくT₀を計測できる。

こうしてカウンタ４３により得られるT₀の計
測値は、カウンタ４３が次にリセツトされる直前
のタイミングでラツチ４４にラツチされ、零クロ
ス点P₁，P₂間の時間間隔T_xに関する上位ビツト
出力４５となる。

一方、Ａ／Ｄ変換器２２からのデイジタル信号
４１はさらに１サンプル遅延回路４６を介してラ
ツチ４７，４８に入力される。ラツチ４７は極性
変化検出回路４２の検出パルスをラツチパルスと
して、またラツチ４８はこの検出パルスを１サン
プル遅延回路４９で遅延したパルスをラツチパル
スとして、それぞれラツチ動作を行う。これによ
りラツチ４７には例えばA₁，A₂の値が順次ラツ
チされ、ラツチ４８にはB₁，B₂の値が順次ラツ
チされる。これらのラツチ４７，４８の出力は、
第４図ｂにおける時間間隔T₂，T₁をそれぞれ算
出するための演算回路５０，５１に共通に与えら
れる。そして、１サンプル遅延回路４９の出力パ
ルスをさらに遅延する１サンプル遅延回路５２の
出力パルスがラツチパルスとして与えられるラツ
チ５３によつて、演算回路５１の出力がラツチさ
れる。このラツチ５３の出力と、演算回路５０の
出力とが加算器５４で加算される。これによつ
て、加算器５４から第４図ｂにおける時間間隔
T_xに関する下位ビツト出力５５が、零クロス点
P₂の次のサンプル点の直後に得られる。

すなわち、極性変化検出回路４２で零クロス点
P₁の次のサンプル点が検出されると、この時点
で極性変化検出回路４２の検出パルスがラツチ４
７にラツチパルスとして与えられ、さらにこの検
出パルスを１サンプル遅延回路４９で遅延したパ
ルスがラツチ４８にラツチパルスとして与えられ
るが、ラツチ４７，４８の入力は１サンプル遅延
回路４６でデイジタル信号４１を１サンプル分遅
延した信号であるため、ラツチ４７，４８にはそ
れぞれA₁，B₁の値がラツチされる。このとき、
演算回路５０からはA₁／（A₁＋B₁）、演算回路
５１からはB₁／（A₁＋B₁）がそれぞれ出力され
る。次に、さらに１サンプル分遅れて１サンプル
遅延回路５２からラツチ５３にラツチパルスが与
えられるため、ラツチ５３には演算回路５１の出
力であるB₁／（A₁＋B₁）がラツチされ、次のラ
ツチパルス到来まで保持される。

次に、極性変化検出回路４２で零クロス点P₂
の次のサンプル点が検出されると、この時点で極
性変化検出回路４２の検出パルスがラツチ４７に
ラツチパルスとして与えられ、さらにこの検出パ
ルスを１サンプル遅延回路４９で遅延したパルス
がラツチ４８にラツチパルスとして与えられるの
で、ラツチ４７，４８にはそれぞれA₂，B₂の値
がラツチされる。このとき、演算回路５０からは
A₂／（A₂＋B₂）、演算回路５１からはB₂／（A₂
＋B₂）がそれぞれ出力される。そして、加算器
５４からは先にラツチ５３に保持されている
B₁／（A₁＋B₁）と、演算回路５０の出力である
A₂／（A₂＋B₂）との和、すなわちT₁＋T₂の値
が、時間間隔T_xに関する下位ビツト出力５５と
して出力される。

こうして得られた上位および下位ビツト出力４
５，５５が合成され、時間間隔T_xを表わす計数
値がデイジタル演算回路２４の出力５６として取
出される。この場合、時間間隔はＡ／Ｄ変換器２
２の変換精度と同等の精度で求まるので、Ａ／Ｄ
変換器２２に供給されるサンプリングクロツクの
周波数はサンプリング定理で規定される値、すな
わち入力変調信号の最高周波数の２倍以上であれ
ばよい。

このように、入力される変調信号をデイジタル
信号に変換した後、デイジタル演算によつて復調
出力に対応したデイジタル信号を生成し、これを
アナログ信号に変換して復調出力を得るようにす
ることにより、従来のアナログ処理による復調回
路で見られたようなフイードスルーがなくなるの
で、例えば第１図に示したように変調信号（FM
信号）１１と復調出力１２との周波数スペクトル
が一部で重なつても、ビート妨害等のない安定な
復調が可能となる。また、第６図ａに示すように
変調信号１１の下側波帯と復調出力１２とが完全
に重なつたような場合、さらには同図ｂに示すよ
うに変調信号１１の下側波帯を制限して単側波帯
に近い形にしたものと復調出力１２とがほとんど
重なつているような場合にも、安定・良好な復調
が可能である。このようにして伝送帯域の利用効
率が大幅に改善される。

第７図はこの発明の他の実施例を示すもので、
入力端子２１に入力されるデイジタル信号をリミ
ツタ７１により方形波とし、さらに積分器７２で
積分して第８図に示すごとく三角波にした後、
Ａ／Ｄ変換器２２に入力するようにしたものであ
る。このようにすると、第４図ｂで説明したよう
な零クロス点の内挿による推定をより正確に行な
うことができ、さらに良好な復調が可能となる。

また、上記説明ではＡ／Ｄ変換器２２の出力信
号の零クロス点を推定するのに、零クロス点近傍
の波形を直線と見なして内挿を行なつたが、Ａ／
Ｄ変換器２２のサンプリング間隔を短くして入力
変調信号波形の正弦波と仮定し、上記零クロス点
を正弦波の零クロス点として計算により求めるこ
とも可能である。

なお、入力のFM変調信号波形をそのままＡ／
Ｄ変換器でデイジタル信号に変換せず、FM変調
信号の周期を計測してデイジタル信号に変換する
ことが考えられる。しかし、その場合にはＡ／Ｄ
変換に要求される量子化ビツト数をｎとしたと
き、入力変調信号の周期を１／2ⁿの細かさで計測
する必要がある。換言すれば、FM信号の周波数
偏移の2ⁿ倍の周波数のクロツクが必要となる。一
例として現在一般に用いられているVTRでは、
FM搬送波周波数は8MHz程度、周波数偏移は±
1MHz程度であるから、周波数変化範囲７〜
9MHzに対応して周期の変化範囲は約159〜111ns
となり、変化幅は48nsとなる。これを仮に８ビツ
トのデイジタル信号に変換するとすれば48ns／2⁸
＝0.187nsとなり、5.3GHzのクロツク周波数が必
要である。これに対し、先の実施例によればＡ／
Ｄ変換のためのクロツクの周波数は前述のように
変調信号の最高周波数の２倍以上であればよく、
上記VTRの場合を例にとれば18MHzでよいこと
なる。

〔発明の効果〕

以上述べたように、本発明によればデイジタル
演算処理によりVTRで用いられている低搬送波
FM方式のような搬送周波数の低いFM信号につ
いてもデイジタル演算処理により良好な復調が可
能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は低搬送波FM方式における変調信号お
よび復調出力の周波数スペクトラムを示す図、第
２図はこの発明の一実施例に係る復調回路の構成
を示す図、第３図は同実施例におけるクロツク発
生回路の具体的構成例を示す図、第４図ａ，ｂは
同実施例におけるデイジタル演算回路の動作原理
を説明するための図、第５図はデイジタル演算回
路の具体的構成例を示す図、第６図ａ，ｂはこの
発明の復調回路に適合する変調信号および復調出
力の周波数スペクトルを示す図、第７図はこの発
明の他の実施例に係る復調回路の構成を示す図、
第８図は同実施例においてＡ／Ｄ変換器に入力さ
れる変調信号の波形を示す図である。 １１…変調信号、１２…復調出力、２１…変調
信号入力端子、２２…Ａ／Ｄ変換器、２３…クロ
ツク発生回路、２４…デイジタル演算回路、２５
…Ｄ／Ａ変換器、２６…出力端子、７１…リミツ
タ、７２…積分器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 入力される周波数変調信号をデイジタル信号
   に変換し、デイジタル演算処理により復調を行な
   うFM復調回路において、前記デイジタル信号の
   第１の零クロス点の直後の第１のサンプル点から
   第２の零クロス点の直前の第２のサンプル点まで
   の第１の時間間隔をクロツクの計数により計測す
   る手段と、前記第１の零クロス点を前記第１のサ
   ンプル点および第１の零クロス点の直前のサンプ
   ル点から内挿により推定し、前記第２の零クロス
   点を前記第２のサンプル点および第２の零クロス
   点の直後のサンプル点から内挿により推定し、第
   １の零クロス点と第１のサンプル点との間の第２
   の時間間隔および第２の零クロス点と第２のサン
   プル点との間の第３の時間間隔を計測する手段
   と、前記第１、第２および第３の時間間隔を加算
   して零クロス点間の時間間隔を算出し、その時間
   間隔を表わすデイジタル値を前記周波数変調信号
   についての復調出力に対応したデイジタル信号と
   して出力する手段とを有することを特徴とする
   FM復調回路。 ２ 前記周波数変調信号は三角波に変換されてい
   ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
   FM復調回路。 ３ 前記周波数変調信号は低搬送波周波数変調方
   式により変調されていることを特徴とする特許請
   求の範囲第１項または第２項記載のFM復調回
   路。