【発明の詳細な説明】[Detailed description of the invention]
本発明はテレビジヨン受信用アンテナ（室内又
は屋外用）に適用して好適なアンテナ装置に関す
る。
テレビジヨン受信用アンテナは、特に広帯域性
が要求される。さて、この種のアンテナを小形化
することを考える。しかし、小形アンテナ（例え
ば、長さが半波長より短いダイポールアンテナ）
は利得と帯域幅が相反関係にあるため、広帯域に
亘つて良好な特性の得られる小形アンテナは実現
が頗る困難であつた。これは、従来のアンテナの
使い方として、アンテナと受信回路との間でイン
ピーダンスマツチングをとり、アンテナより最大
電力を取出すようにしているからである。
かかる点に鑑み、本発明は広帯域に亘つて特性
が良好で、しかも容易に小形にすることのできる
アンテナ装置を提案せんとするものである。
本発明によるアンテナ装置は、扇形のアンテナ
導体と、アンテナ導体のインピーダンスに比し十
分大なる入力インピーダンスを備え、アンテナ導
体の給電点に近接配置されて接続された半導体素
子とを有し、半導体素子より受信信号を得るよう
にしたものである。
先ず、第１図〜第３図について、本発明の一実
施例を説明しよう。１，２はダイポール構成の一
対の扇形のアンテナ導体で、最も幅の狭い部分に
設けられた給電点t1，t2の中間を通る軸に対し対
称な形状、配置を以つて配されている。３は十分
大なる入力インピーダンスを備えた半導体増幅素
子で、アンテナ導体１，２の給電点t1，t2間に近
接配置されて接続されている。そして、この半導
体増幅素子３より受信信号が取出されるようにな
されている。
この実施例では、ガラスエポキシ基体４上に銅
等の導電層を印刷等により被着形成することによ
り、平板状のアンテナ導体１，２を形成してい
る。アンテナ導体１，２は、給電点t1，t2から遠
ざかるにつれてその幅が漸次大となるようになさ
れている。このアンテナ導体１，２の側縁８は、
本例では直線状となつているが、曲線状でも良
い。アンテナ導体１，２の遊端９は、本例では半
径ｒの円弧状となつているが、その他の曲線ある
いは直線状でも良い。
アンテナ導体１，２の遊端から遊端までの長さ
2hは例えば40cm、遊端の半径ｒは例えば４cm、
給電点t1，t2間の間隔2gは例えば0.5mmである。
尚、このアンテナ導体１，２の形状、給電点
t1，t2及び半導体増幅素子３の位置関係とアンテ
ナ装置の特性との関係は後に考察することとす
る。
半導体増幅素子３は、本例ではGaAsからなる
電界効果トランジスタを用いている。３ａはその
電界効果トランジスタのICチツプで、絶縁基板
７上に固定されている。そして、アンテナ導体
１，２の給電点t1，t2が接続線４を介してICチツ
プ３ａに接続されている。又、基板７上に電極６
が被着形成され、接続線５を介してICチツプ３
ａに接続されている。基板７は基板４に面一とな
るように埋設固定され、アンテナ導体１，２の給
電点t1，t2側が基板７上にまで延在する。尚基板
７は基板４上に固定しても良い。又、基板７を基
板４の一部としても良い。
次に、上述の半導体増幅素子３を含む増幅回路
１０の一例（差動増幅回路）を第４図について説
明する。１１，１２はICチツプ３ａに形成され
た一対のGaAsのダブルゲート形電界効果トラン
ジスタ（ｎチヤンネル形）である。尚、その他の
回路部分は、第１図から第３図では図示せざる
も、外付け回路として例えば基板４の裏側に取付
ける。電界効果トランジスタ１１，１２の各ソー
スが互いに接続され、その接続点が抵抗器
（100Ω）１３及びコンデンサ（2200pF）１４の並
列回路を通じて接地される。トランジスタ１１，
１２の各第１ゲートG1は夫々抵抗器（1MΩ）１
５，１６を通じて接地されると共に、アンテナ導
体１，２の各給電点t1，t2に接続される。トラン
ジスタ１１，１２の各第２ゲートG2はコンデン
サ（2200pF）１７を介して接地されると共に、
抵抗器（200Ω）１８を介してポテンシヨメータ
（500kΩ）１９の可動中間接点に接続される。ポ
テンシヨメータ１９の両端は、直流電源（電池）
２０の両極に接続されている。又、電池２０の正
極はコンデンサ（2200pF）２１を介して接地さ
れる。
２２は300Ω→75Ω変換用バルンである。バル
ン２２に於いて、コイル２３，２４が結合され、
コイル２５，２６が結合される。トランジスタ１
１のドレインがコイル２３−コンデンサ
（2200pF）２７を通じてホツトエンド側出力端子
２９に接続される。トランジスタ１２のドレイン
がコイル２６−コンデンサ（2200pF）２８を通
じてコールドエンド側（接地側）出力端子３０に
接続される。電池２０の正極はコイル２４，２５
−コンデンサ２８，２７を通じて出力端子３０，
２９に夫々接続される。
この場合、各トランジスタ１１，１２のドレイ
ン側の出力インピーダンスは70〜120Ω程度なの
で、上述の市販のバルン２２が使用できる。そし
て、出力端子２９，３０に75Ωの同軸ケーブルを
接続したとき、VSWRが２以内で整合がとれた。
次に、半導体増幅素子及び周波数変換器の混合
用半導体素子をICチツプ３ａに一体形成した場
合の一例を第５図について説明するも、第４図と
対応する部分には同一符号を付して説明する。１
１，１２，１３〜３４はGaAsからなるシングル
ゲート形電界効果トランジスタで、トランジスタ
１１，１２にて増幅回路１０を構成し、トランジ
スタ３１〜３４にて混合回路３５を構成する。
又、混合回路３５及び局部発振器３６にて周波数
変換回路４０を構成している。
トランジスタ３１，３２の各ソースをトランジ
スタ１１のドレインに接続する。トランジスタ３
３，３４の各ソースはトランジスタ１２のドレイ
ンに接続される。トランジスタ１１，１２の各ゲ
ートはアンテナ導体１，２の各給電点t1，t2に接
続される。トランジスタ１１，１２の各ソースは
抵抗器１３を通じて接地される。トランジスタ３
１，３２及び３３，３４の各ゲートに発振器３６
からの発振出力が差動的に供給される。トランジ
スタ３１，３３の各ドレインがバルン２２のコイ
ル２３−コンデンサ３６を通じて中間周波増幅回
路３８の入力端に接続される。トランジスタ３
２，３４の各ドレインがバルン２２のコイル２６
−コンデンサ３９を通じて接地される。負極の接
地された電池２０の正極がバルン２２のコイル２
４−コンデンサ３９を通じて接地される。電池２
０の正極がコイル２５−コンデンサ３６を通じて
中間周波増幅回路３８の入力端に接続される。
次に、アンテナ導体１，２の形状、その給電点
t1，t2及び半導体増幅素子３の位置関係とアンテ
ナ装置の特性との関係について説明する。この場
合、アンテナ導体１，２の形状は、遊端が半球状
の円錐形である。そして、この円錐部分の平面投
影による両側テーパー部（第１図の側縁８に対応
する）を直線から内側に凹のｍ次曲線（ｍ＝２、
３……）に変形すると共に、半球部分を径比ｂ／ａ
の回転半楕円体に変形した場合の、アンテナ導体
１，２の給電点t1，t2間に誘起する電圧の変化
を、回転体アンテナ散乱体の数値解析理論（K.
Fukuzawa＆R.Sato：1979IEEE／AP−Ｓ
International Symposium Digest、Seattle）を
用いて行なつた（第６図参照）。
第６図は横軸に次数ｍを、縦軸に誘起電圧の絶
対値｜Voi｜をとり、受信周波数ｆが200MHz、
100MHz、径比ｂ／ａが１、0.75、0.5のときの特
性曲線を示した。但し、アンテナ導体１，２の遊
端から遊端までの長さ2hを40cm、給電点t1，t2間
の間隔2gを200μｍ、アンテナ導体１，２の給電
点t1，t2の部分の幅2dを300μｍ、回転半楕円体の
幅方向の径（長径）ａを４cmとした場合である。
入射電界Eoiは１（Ｖ／ｍ）として求められる。
第６図では、次数ｍを５〜６次とし、半楕円体
の径比ｂ／ａをｂ／ａ＜１とした場合には、ｂ／
ａ＝１の場合と比較して２割程度（1.6dB）誘起
電圧｜Voi｜が高くなつている。100MHzにおい
て、次数ｍが６次次以上になると、誘起電圧｜
Voi｜が低下するのは、半楕円体の長径ａを固定
しているため、テーパ部と半楕円体との接続部に
おける曲率が大きくなり、半楕円体で生じる電流
のこの部分での反射が大きくなるためである。
200MHzに対しては、曲率が２倍になれば同様な
現象を生じるものと考えられる。又、アンテナ導
体１，２にこのように５〜６次曲線のテーパ部を
持たせることによつて誘起電圧｜Voi｜を大きく
出来る要因は、給電点t1，t2間の間隙をはさん
で、２つのアンテナ導体１，２間の結合を間隙付
近以外で小さくし、外部電界によつて生じた電荷
を円滑に給電点t1，t2間の間隙に運べる形状とな
つているためであると思われる。
この点について、第７図及び第８図を参照して
更に説明する。第７図はアンテナ導体１，２の断
面形状が三角形の場合を、第８図はアンテナ導体
１，２の断面形状が、遊端が楕円でテーパー部が
５〜６次曲線である場合を夫々示す。第７図及び
第８図に於いて、CAはアンテナ導体１，２の各
自己容量を、CMはアンテナ導体１，２間の相互
容量を、CGはアンテナ導体１，２の対地容量を、
Clはトランジスタ１１，１２の各ゲート間容量を
夫々示す。又、Ｅは電解、Voは給電点t1，t2間の
誘起電圧、＋Ｑ、−Ｑは電荷を夫々示す。
かくすると、第８図のアンテナ導体１，２の場
合は、相互容量CMが第７図のアンテナ導体１，
２に比し小となり、又、自己容量CAが逆に大に
なるため、誘起電圧Voを大きくできるのである。
尚、アンテナ導体１，２の一部に突起部がある
と、自己容量CAが減少するため誘起電圧Voは小
さくなるから、アンテナ導体１，２の輪郭形状は
滑めらかであることが望ましい。
次に第９図について説明する。第９図は横軸に
次数ｍを、縦軸に誘起電圧の絶対値｜Voi｜をと
り、受信周波数ｆが200MHz、100MHz、給電点
t1，t2間の間隔2gが200μｍ、１mm、２mmのときの
特性曲線を示した。但し、2h＝40cm、ａ＝４cm、
ｂ／ａ＝0.75、ｄ／ｇ＝1.5、Eoｉ＝1V／ｍとし
た場合である。
第９図から、次数ｍが高くなるにつれて、2g
の変化が｜Voi｜に大きく影響を及ぼすことが分
る。そこで、誘起電圧｜Voi｜は次式の関数を以
つて表わされる。
｜Voi｜＝Ｆ（fO、Ｓ、ｇ）・Eoi
但し、foは受信周波数、Ｓはアンテナの形状を
夫々示す。従つて、｜Voi｜を大にするには、関
数Ｆ（fO、Ｓ、ｇ）を最適化しなければならない
が、本発明ではアンテナ形状を扇形にし、ギヤツ
プ長を充分小さく取ることで、最適な値を得てい
る。
次に、アンテナ導体１，２の給電点t1，t2間に
負荷（半導体増幅素子）３を接続したときの、負
荷抵抗ZLの変化に対する出力電圧Voの変化につ
いて考察する。出力電圧の絶対値｜Vo｜は、入
力インピーダンスをZin、負荷抵抗をZLとすると、
次式のように表わされる。
｜Vo｜＝｜ZL｜／｜Zin＋ZL｜・｜Voi｜
第１０図は横軸に負荷抵抗ZLを、縦軸に出力電
圧｜Vo｜をとつたときの特性曲線を示す。この
場合、2h＝40cm、2g＝100μｍ、2d＝300μｍ、ア
ンテナ導体１，２の断面の給電点t1，t2付近のテ
ーパー部の角度2θが20゜、ｆ＝170MHz、Eoi＝
1V／ｍ、Zin＝15.34−j254.97（Ω）とした場合で
ある。
第８図の曲線によれば、負荷抵抗ZLが大きくな
る程出力電圧｜Vo｜が高くなることがわかる。
出力電圧｜Vo｜の最大値は0.2487（Ｖ）となる。
次に、次数ｍを変化させた場合のアンテナ導体
１，２のインピーダンスZin（＝Ｒ＋jX）の周波
数特性について検討する。第１１図は横軸に周波
数ｆをとり、縦軸に抵抗Ｒ及びリアクタンスＸを
とり、次数ｍを１、２、３、４、５、と変化させ
た場合の特性曲線を示す。但し、ｂ／ａ＝1.0、
2h＝40cm、2g＝200μｍ、2d＝300μｍ、ａ＝４cm
の場合である。
周波数100〜200MHzにおいて、抵抗分Ｒは６〜
30Ω程度であり、次数ｍを変化させた場合でもそ
の変化量は最大3Ωである。一方リアクタンス分
Ｘは、次数ｍに依存して大きく変化する。100M
Hz付近では大きな差はないが、160MHz以上では
大幅な違いが見られ、次数ｍが４次以上になる
と、180〜190MHz付近で容量性から誘導性にと変
化するが、低インピーダンスなので問題はない。
かくして次数ｍを上げることによつて、100〜
200MHzにおけるインピーダンス｜Zin｜を小さく
できることがわかる。
尚、第１図〜第３図のようなアンテナ導体１，
２が平板なアンテナ装置の場合も上述と類似した
特性を示す。
次に、第１図〜第３図に示した本発明によるア
ンテナ装置（アンテナ導体１，２は平板状であ
る）のＳ／Ｎを、VHFのチヤンネルを変えて、
即ちその受信周波数（テレビの音声搬送周波数
Fs）を変えると共に次数ｍを変えて、従来の半
波長の標準ダイポールアンテナ装置と比較して測
定した例を表１に示す。
The present invention relates to an antenna device suitable for application to a television reception antenna (for indoor or outdoor use). Television receiving antennas are particularly required to have wideband performance. Now, let's consider making this type of antenna smaller. However, small antennas (e.g. dipole antennas with a length shorter than half a wavelength)
Because gain and bandwidth are in a reciprocal relationship, it has been extremely difficult to create a small antenna that can provide good characteristics over a wide band. This is because the conventional way of using an antenna is to perform impedance matching between the antenna and the receiving circuit to extract maximum power from the antenna. In view of these points, the present invention aims to propose an antenna device that has good characteristics over a wide band and can be easily made compact. An antenna device according to the present invention includes a fan-shaped antenna conductor, a semiconductor element having an input impedance sufficiently larger than the impedance of the antenna conductor, and connected to a feeding point of the antenna conductor. This makes it possible to obtain more received signals. First, an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 to 3. Reference numerals 1 and 2 denote a pair of fan-shaped antenna conductors in a dipole configuration, which are arranged in a symmetrical shape and arrangement with respect to an axis passing between the feed points t 1 and t 2 provided at the narrowest part. . Reference numeral 3 denotes a semiconductor amplification element having a sufficiently large input impedance, which is arranged close to and connected between the feed points t 1 and t 2 of the antenna conductors 1 and 2. A received signal is extracted from this semiconductor amplifying element 3. In this embodiment, plate-shaped antenna conductors 1 and 2 are formed by depositing a conductive layer of copper or the like on a glass epoxy substrate 4 by printing or the like. The widths of the antenna conductors 1 and 2 gradually increase as they move away from the feeding points t 1 and t 2 . The side edges 8 of the antenna conductors 1 and 2 are
Although the shape is straight in this example, it may be curved. Although the free ends 9 of the antenna conductors 1 and 2 are arcuate with radius r in this example, they may have other curved or linear shapes. Length from free end to free end of antenna conductors 1 and 2
2h is, for example, 40cm, the radius r of the free end is, for example, 4cm,
The distance 2g between the feed points t 1 and t 2 is, for example, 0.5 mm. In addition, the shape of the antenna conductors 1 and 2, the feeding point
The relationship between the positional relationship between t 1 , t 2 and the semiconductor amplification element 3 and the characteristics of the antenna device will be discussed later. As the semiconductor amplification element 3, a field effect transistor made of GaAs is used in this example. 3a is an IC chip of the field effect transistor, which is fixed on the insulating substrate 7. Feeding points t 1 and t 2 of the antenna conductors 1 and 2 are connected to the IC chip 3a via a connecting line 4. Further, an electrode 6 is placed on the substrate 7.
is deposited and connected to the IC chip 3 via the connection wire 5.
connected to a. The substrate 7 is buried and fixed flush with the substrate 4, and the feed points t 1 and t 2 sides of the antenna conductors 1 and 2 extend onto the substrate 7. Note that the substrate 7 may be fixed on the substrate 4. Further, the substrate 7 may be a part of the substrate 4. Next, an example of the amplifier circuit 10 (differential amplifier circuit) including the semiconductor amplifier element 3 described above will be explained with reference to FIG. Reference numerals 11 and 12 denote a pair of GaAs double-gate field effect transistors (n-channel type) formed on the IC chip 3a. Although other circuit parts are not shown in FIGS. 1 to 3, they are attached as external circuits, for example, to the back side of the board 4. The sources of the field effect transistors 11 and 12 are connected to each other, and the connection point thereof is grounded through a parallel circuit of a resistor (100Ω) 13 and a capacitor (2200pF) 14. transistor 11,
Each of the 12 first gates G 1 is connected to a resistor (1MΩ) 1
5 and 16, and is connected to respective feed points t 1 and t 2 of antenna conductors 1 and 2. Each second gate G2 of the transistors 11 and 12 is grounded via a capacitor (2200pF) 17, and
It is connected to a movable intermediate point of a potentiometer (500kΩ) 19 via a resistor (200Ω) 18. Both ends of the potentiometer 19 are connected to a DC power source (battery).
It is connected to both poles of 20. Further, the positive electrode of the battery 20 is grounded via a capacitor (2200 pF) 21. 22 is a balloon for converting from 300Ω to 75Ω. In the balloon 22, the coils 23 and 24 are coupled,
Coils 25 and 26 are coupled. transistor 1
1 is connected to the hot end side output terminal 29 through a coil 23 and a capacitor (2200 pF) 27. The drain of the transistor 12 is connected to a cold end side (ground side) output terminal 30 through a coil 26 and a capacitor (2200 pF) 28. The positive electrode of the battery 20 is the coil 24, 25
- output terminal 30 through capacitors 28, 27;
29 respectively. In this case, since the output impedance on the drain side of each transistor 11, 12 is about 70 to 120Ω, the above-mentioned commercially available balun 22 can be used. When a 75Ω coaxial cable was connected to output terminals 29 and 30, matching was achieved with a VSWR of 2 or less. Next, an example of a case where a semiconductor element for mixing a semiconductor amplifier element and a frequency converter is integrally formed in the IC chip 3a will be explained with reference to FIG. explain. 1
1, 12, 13 to 34 are single gate field effect transistors made of GaAs; the transistors 11 and 12 constitute an amplifier circuit 10, and the transistors 31 to 34 constitute a mixing circuit 35.
Further, the mixing circuit 35 and the local oscillator 36 constitute a frequency conversion circuit 40. Each source of transistors 31 and 32 is connected to the drain of transistor 11. transistor 3
The sources of transistors 3 and 34 are connected to the drain of transistor 12. Each gate of the transistors 11 and 12 is connected to each feed point t 1 and t 2 of the antenna conductor 1 and 2. Each source of transistors 11 and 12 is grounded through a resistor 13. transistor 3
Oscillator 36 at each gate of 1, 32 and 33, 34
The oscillation output from is differentially supplied. The drains of the transistors 31 and 33 are connected to the input terminal of an intermediate frequency amplification circuit 38 through the coil 23 of the balloon 22 and the capacitor 36. transistor 3
Each drain of 2 and 34 is connected to the coil 26 of the balloon 22.
- grounded through capacitor 39; The positive electrode of the battery 20 whose negative electrode is grounded is the coil 2 of the balloon 22.
4-grounded through capacitor 39; battery 2
0 is connected to the input terminal of an intermediate frequency amplification circuit 38 through a coil 25 and a capacitor 36. Next, the shape of antenna conductors 1 and 2 and their feeding points
The relationship between t 1 , t 2 and the positional relationship of the semiconductor amplification element 3 and the characteristics of the antenna device will be explained. In this case, the antenna conductors 1 and 2 have a conical shape with a hemispherical free end. Then, the tapered portions on both sides (corresponding to the side edges 8 in FIG. 1) formed by plane projection of this conical portion are formed by concave m-th curves (m=2,
3...) and the hemispherical part is transformed into a rotating semiellipsoid with a diameter ratio b/a, the change in voltage induced between the feeding points t 1 and t 2 of the antenna conductors 1 and 2 is expressed as: Numerical analysis theory of rotating antenna scatterers (K.
Fukuzawa & R. Sato: 1979 IEEE/AP-S
International Symposium Digest, Seattle) (see Figure 6). In Figure 6, the horizontal axis represents the order m, and the vertical axis represents the absolute value of the induced voltage |Vo i |, and the reception frequency f is 200MHz,
Characteristic curves at 100MHz and diameter ratio b/a of 1, 0.75, and 0.5 are shown. However, the length 2h from free end to free end of antenna conductors 1 and 2 is 40 cm, the interval 2g between feeding points t 1 and t 2 is 200 μm, and the feeding points t 1 and t 2 of antenna conductors 1 and 2 are This is a case where the width 2d of is 300 μm, and the widthwise diameter (major axis) a of the hemiellipsoid of revolution is 4 cm.
The incident electric field Eo i is determined as 1 (V/m). In Figure 6, when the order m is the 5th to 6th order and the diameter ratio b/a of the semiellipsoid is b/a<1, b/
Compared to the case where a=1, the induced voltage |Vo i | is about 20% (1.6 dB) higher. At 100MHz, when the order m becomes the 6th order or higher, the induced voltage |
The reason why Vo i | decreases is because the major axis a of the semiellipsoid is fixed, so the curvature at the connection between the tapered part and the semiellipsoid increases, and the current generated in the semiellipsoid is reflected at this part. This is because it becomes larger.
For 200MHz, it is thought that a similar phenomenon will occur if the curvature is doubled. Furthermore, the reason why the induced voltage |Vo i | can be increased by providing the antenna conductors 1 and 2 with taper portions of the 5th to 6th curves is that the gap between the feeding points t 1 and t 2 is widened. The shape is such that the coupling between the two antenna conductors 1 and 2 is reduced except near the gap, and the electric charge generated by the external electric field can be smoothly transported to the gap between the feeding points t 1 and t 2 . It seems to be. This point will be further explained with reference to FIGS. 7 and 8. Figure 7 shows the case where the cross-sectional shape of the antenna conductors 1 and 2 is triangular, and Figure 8 shows the case where the cross-sectional shape of the antenna conductors 1 and 2 is an ellipse at the free end and a 5th to 6th order curve at the tapered part. show. In Figures 7 and 8, C A is the self-capacitance of antenna conductors 1 and 2, C M is the mutual capacitance between antenna conductors 1 and 2, and C G is the ground capacitance of antenna conductors 1 and 2. of,
C l represents the capacitance between the gates of the transistors 11 and 12, respectively. Further, E indicates electrolysis, Vo indicates induced voltage between feeding points t 1 and t 2 , and +Q and -Q indicate charges, respectively. Thus, in the case of antenna conductors 1 and 2 in FIG. 8, the mutual capacitance C M is equal to that of antenna conductors 1 and 2 in FIG.
2, and since the self-capacitance C A becomes larger, the induced voltage Vo can be increased.
Note that if there are protrusions on some of the antenna conductors 1 and 2, the self-capacitance C A will decrease and the induced voltage Vo will decrease, so the contours of the antenna conductors 1 and 2 should be smooth. desirable. Next, FIG. 9 will be explained. Figure 9 shows the order m on the horizontal axis and the absolute value of the induced voltage |Vo i | on the vertical axis, and the reception frequency f is 200MHz, 100MHz, and the feeding point
Characteristic curves are shown when the distance 2g between t 1 and t 2 is 200 μm, 1 mm, and 2 mm. However, 2h=40cm, a=4cm,
This is the case where b/a=0.75, d/g=1.5, and Eoi=1V/m. From Figure 9, as the order m increases, 2g
It can be seen that changes in |Vo i | have a large effect on |Vo i |. Therefore, the induced voltage |Vo i | is expressed by the function of the following equation. |Vo i |=F(f O , S, g)·Eo i where fo is the receiving frequency and S is the shape of the antenna. Therefore, in order to increase |Vo i |, it is necessary to optimize the function F (f O , S, g), but in the present invention, by making the antenna shape fan-shaped and keeping the gap length sufficiently small, Obtaining optimal value. Next, the change in the output voltage Vo with respect to the change in the load resistance Z L when the load (semiconductor amplification element) 3 is connected between the feeding points t 1 and t 2 of the antenna conductors 1 and 2 will be considered. The absolute value of the output voltage |Vo| is given by Zin as the input impedance and ZL as the load resistance.
It is expressed as the following formula. |Vo|=|Z L |/|Zin+Z L |・|Vo i | FIG. 10 shows a characteristic curve when the horizontal axis is the load resistance Z L and the vertical axis is the output voltage |Vo|. In this case, 2h = 40cm, 2g = 100μm, 2d = 300μm, the angle 2θ of the tapered part near the feeding points t 1 and t 2 of the cross section of antenna conductors 1 and 2 is 20°, f = 170MHz, Eo i =
This is the case when 1V/m and Zin=15.34−j254.97 (Ω). According to the curve in FIG. 8, it can be seen that the larger the load resistance Z L is, the higher the output voltage |Vo| becomes.
The maximum value of the output voltage |Vo| is 0.2487 (V). Next, the frequency characteristics of the impedance Zin (=R+jX) of the antenna conductors 1 and 2 when the order m is changed will be considered. FIG. 11 shows characteristic curves when the order m is varied as 1, 2, 3, 4, and 5, with the frequency f on the horizontal axis and the resistance R and reactance X on the vertical axis. However, b/a=1.0,
2h=40cm, 2g=200μm, 2d=300μm, a=4cm
This is the case. At a frequency of 100~200MHz, the resistance R is 6~
It is about 30Ω, and even when the order m is changed, the amount of change is 3Ω at most. On the other hand, the reactance X varies greatly depending on the order m. 100M
There is no big difference near Hz, but there is a significant difference above 160MHz, and when the order m becomes 4th or higher, it changes from capacitive to inductive around 180-190MHz, but it is low impedance so there is no problem. .
Thus, by increasing the order m, 100~
It can be seen that the impedance |Zin| at 200MHz can be reduced. In addition, the antenna conductor 1 as shown in FIGS. 1 to 3,
An antenna device in which 2 is a flat plate exhibits characteristics similar to those described above. Next, the S/N of the antenna device according to the present invention shown in FIGS. 1 to 3 (antenna conductors 1 and 2 are flat) is changed by changing the VHF channel.
i.e. its receiving frequency (the television's audio carrier frequency)
Table 1 shows an example of measurements made by changing the order m as well as changing the Fs) and comparing with a conventional half-wavelength standard dipole antenna device.
【表】
表１から、ローチヤンネルにおいては、本発明
によるアンテナ装置は標準ダイポールアンテナ装
置と比較して特性が悪くなつているが、ｍ＝３の
場合ローチヤンネルで最良の特性を示している。
ハイチヤンネルでは、本発明によるアンテナ装置
は、標準ダイポールアンテナ装置と比較して遜色
のない特性を示し、特に10CHでは＋1dBとなつ
ている。
尚、本発明はモノポールアンテナ装置にも適用
することができる。又、本発明によるダイポール
アンテナ装置を八木アンテナの放射器に適用する
こともできる。
上述せる本発明では、アンテナ導体を扇形にし
たので、アンテナ導体の実効面積が大となり、ア
ンテナ導体で得られた電荷を効率良く、変換デバ
イスである半導体素子に伝送することができ、給
電点の電圧を高くすることができる。アンテナ導
体の遊端に丸味があり、一層好ましくは楕円であ
り、テーパー部が内側に凹の高次曲線である程
又、アンテナ導体が回転立体である程、更に全体
の形状が滑かである程、電荷を一層効率良く半導
体増幅素子に伝送することができ、給電点の電圧
を一層高くすることができる。
更に、本発明ではアンテナ導体の給電点に近接
して、アンテナ導体のインピーダンスに比し十分
高いインピーダンスの半導体素子を配したので、
受信周波数によるアンテナ導体のインピーダンス
変化は半導体素子の入力インピーダンスに比し無
視し得るから、アンテナ導体の給電点近傍の電界
を直接検出することによつて受信信号を広帯域に
亘つて効率良く検出することができる。
即ち、本発明によるアンテナ装置は、ダイポー
ルアンテナの場合、標準ダイポールアンテナ（半
波長アンテナ）に比し、入力電圧で約6dB大きく
とれる。[Table] From Table 1, in the low channel, the antenna device according to the present invention has worse characteristics compared to the standard dipole antenna device, but when m=3, it shows the best characteristics in the low channel.
In the Haitian channel, the antenna device according to the present invention exhibits characteristics comparable to those of standard dipole antenna devices, with +1 dB in particular for 10 channels. Note that the present invention can also be applied to a monopole antenna device. Further, the dipole antenna device according to the present invention can also be applied to a radiator of a Yagi antenna. In the present invention described above, since the antenna conductor is fan-shaped, the effective area of the antenna conductor is large, and the electric charge obtained by the antenna conductor can be efficiently transmitted to the semiconductor element that is the conversion device. The voltage can be increased. The free end of the antenna conductor is rounded, more preferably elliptical, and the more the tapered part is an inwardly concave high-order curve, and the more the antenna conductor is a rotating solid, the smoother the overall shape. The more efficiently the charge can be transmitted to the semiconductor amplification element, the more the voltage at the feeding point can be increased. Furthermore, in the present invention, a semiconductor element having a sufficiently higher impedance than the impedance of the antenna conductor is arranged close to the feeding point of the antenna conductor.
Since the impedance change of the antenna conductor due to the receiving frequency can be ignored compared to the input impedance of the semiconductor element, the received signal can be detected efficiently over a wide band by directly detecting the electric field near the feeding point of the antenna conductor. Can be done. That is, in the case of a dipole antenna, the antenna device according to the present invention can obtain an input voltage approximately 6 dB higher than that of a standard dipole antenna (half-wavelength antenna).
【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]
第１図は本発明の一実施例を示す平面図、第２
図は第１図の一部の拡大平面図、第３図は第１図
の断面図、第４図及び第５図は夫々本発明の各実
施例を示す回路図、第６図は特性曲線図、第７図
及び第８図はアンテナ導体の等価回路を示す回路
図、第９図、第１０図及び第１１図は夫々特性曲
線図である。
１，２はアンテナ導体、t1，t2は給電点、３は
半導体増幅素子である。
FIG. 1 is a plan view showing one embodiment of the present invention, and FIG.
The figure is an enlarged plan view of a part of FIG. 1, FIG. 3 is a sectional view of FIG. 1, FIGS. 4 and 5 are circuit diagrams showing each embodiment of the present invention, and FIG. 6 is a characteristic curve. 7 and 8 are circuit diagrams showing equivalent circuits of the antenna conductor, and FIGS. 9, 10, and 11 are characteristic curve diagrams, respectively. 1 and 2 are antenna conductors, t 1 and t 2 are feed points, and 3 is a semiconductor amplification element.