JPH033463B2 - - Google Patents
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- JPH033463B2 JPH033463B2 JP4886382A JP4886382A JPH033463B2 JP H033463 B2 JPH033463 B2 JP H033463B2 JP 4886382 A JP4886382 A JP 4886382A JP 4886382 A JP4886382 A JP 4886382A JP H033463 B2 JPH033463 B2 JP H033463B2
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- Japan
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- switch
- load
- switch element
- circuit
- capacitor
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 21
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
- H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明はスイツチにかかる電圧または流れる
電流波形が共振の弧になるスイツチ式電力増幅器
の電力制御回路に関するものである。 〔発明の技術的背景とその問題点〕 従来スイツチ式電力増幅器はチヨツパー方式に
みられるように入力電源電圧を直接スイツチし、
そのスイツチ幅を変えて負荷への電力量を変える
ものと、Ｄ級電力増幅器にみられるように外部回
路を追加して入力電源電圧を直接スイツチしない
回路を構成し、スイツチにかかる電圧または流れ
る電流を共振の弧になるようにし、負荷への電力
量の変化はもう一つのコンバータを入力側に用い
て行つている。前者のチヨツパー方式のスイツチ
損失はスイツチ周波数が増大するにつれてスイツ
チの遷移損失が増大し、その限界はスイツチ素子
のスイツチスピードによつて決まる。一方後者の
Ｄ級電力増幅器のスイツチ損失はスイツチ周波数
が増大してもスイツチの遷移損失は余り増大せず
高効率なスイツチングができる。反面共振の条件
が外部回路によつて決つているのでスイツチ幅、
スイツチ周期を変えても負荷への電力はスムース
に変わらない。そのためにこのＤ級電力増幅器の
ようなスイツチ回路の負荷への電力の調節は前後
にもう一つの可変電圧装置を設置する必要があ
る。 〔発明の目的〕 この発明は上記の点に鑑みなされたもので共振
波形を利用したスイツチ式電力増幅器であり、共
振波形を保ちながら負荷への電力を広範囲に変え
得るスイツチ式の電力増幅器の電力制御回路を提
供することを目的とするものである。 〔発明の概要〕 この発明では、電圧共振形シングルエンド・ス
イツチ回路に直列共振回路を介して負荷回路を接
続するスイツチ式電力増幅回路において直列共振
回路を、負荷回路を経由しないで直接閉じるスイ
ツチを、負荷回路の入力端子間に設けることによ
つて電圧共振を維持しながら負荷回路への電力の
制御をスムーズにできるようにしたものである。 〔発明の実施例〕 以下この発明を実施例により詳細に説明する。
第１図はこの発明の一実施例を示す回路構成図で
ある。１は入力直流電源であり、この両端に電流
平滑用チヨーク２を介してトランジスタあるいは
サイリスタ（GTOも含む）等のスイツチ素子３
を接続する。このスイツチ素子３にダンパーダイ
オード５と共振用コンデンサ５を並列につなぐ。
またこのスイツチ素子３に電力転送用コンデンサ
６およびインダクタンス７を介してスイツチ８を
接続する。このスイツチ８に並列に負荷回路９を
接続する。この負荷回路は単純に抵抗だけの場合
とブリツヂ整流器を経て電圧平滑コンデンサおよ
び負荷抵抗等を含む場合等も含む。 ここで第１図の動作を説明するために若干の仮
定をする。スイツチ素子３は一定のパルス幅およ
び周期で開閉し、第１図の回路は定常状態に達し
ているとする。すなわちチヨーク２には一定電流
Iinが流れ、周期開始時における共振用コンデン
サ６の端子電圧はある一定値Vc1なつていて、更
に電力伝送用インダクタンス７にも電流がある一
定値Ioだけ流れているとする。スイツチ素子３，
８およびダイオード５はそれぞれ理想スイツチと
し、導通時には伝導抵抗は零オーム、断時には無
限大である。 先づ簡単のたゆスイツチ素子８は開きつばなし
の状態で、スイツチ素子３が“導通”の状態の期
間から本発明の動作を説明する。 第１図において負荷回路９を具体的に抵抗１１
で表わして、スイツチ素子３が“導通”のとき等
価回路は第２図のようになる。そして文献N.O.
Sokal“clossE−Arka closs of High−
Efficiency Twad Sigle−Euded Switching
Power Awplifier”IEEE Vol SC−10No.３
June1975によるとあらかじめ負荷抵抗１１の値
Ｒをスイツチの動作周波数とインダクタンス７
の値Ｌとを用いておおよそ 2π・Ｌ／RL＞６ …(1) 程度に選択しておく。 チヨーク２には電源１から電流が流れ込んで磁
気エネルギーの補給を行う。一方負荷１１を一部
に含む閉路においてはインダクタンス７に蓄積さ
れていた磁気エネルギーを電流Loutとして図示
の方向に流して放出する。その間Loutは負荷RL
にエネルギーを消費しながら、コンデンサ６にエ
ネルギーを電圧の形で蓄積する。この状態は動作
周期の半分まで継続する。すなわち動作周期の半
分の経過後スイツチ素子３は強制的に“断”状態
になる。そのとき、電源１とチヨークコイル２は
一定電流Loutを供給する電流源となり、スイツ
チ素子３両端に接続されていたコンデンサ４が表
われるのでスイツチ素子３の“断”の期間の等価
回路は第３図のようになる。 コンデンサ４には電流源１２からの流入と、共
振回路１０に蓄積されていたエネルギーの流入が
ある。そしてコンデンサ４，６とコイル７および
負荷１１で共振回路を形成するために、コンデン
サ４の端子電圧は正弦波の弧を描いて上昇し再び
降下してやがて零になり更に負電位になろうとす
る。そのときコンデンサ４の両端にダイオード５
が第１図に示す向きに入つているために等価回路
は再び第２図に戻る。すなわち動作周期が終るま
でコンデンサ４の端子電圧は零に保たれている。
その後次の周期が始まるとスイツチ素子３の端子
電圧は零の状態で電流が流れ始めるのでスイツチ
素子３の投入時のスイツチ損失は原理的になくな
る。以上の動作波形をまとめると第４図のように
なる。すなわち第４図ａはスイツチ素子３の“導
通”，“断”の配分を示し、ｂはスイツチ素子３の
電流波形を、ｃはスイツチ素子３の端子電圧波形
を、ｄは負荷RLに流れる電流波形をそれぞれ示
した。但し第３図の負荷電流Loutの実線の向き
は第４図のｄの負の部分が対応する。 ここで負荷RLが変動しても(1)式を満たす範囲
に入つているときには第４図の各部波形は大幅に
変わることはないが負荷RLが軽くなり(1)式の範
囲を出ると負荷電流Loutの減衰が第４図ｄの点
線に示すように激しくなりスイツチ素子３が
“断”になつたとき共振回路１０に蓄積されてい
たエネルギーが少ないのでコンデンサ４の電圧が
第４図ｃの点線で示すように一周期が終了しても
電位が零にならない。すなわちコンデンサ４に電
圧Vresを残したまま次の周期が始まると１／２ CV2resだけの電気エネルギーがスイツチ素子３
に一瞬の内に流れる。そのことは第４図ｂの点線
に示すようにスパイク状の大きな電流となる。そ
の結果スイツチ素子３は許容電流値を起え破壊す
る。また破壊に至らない場合はスイツチ素子での
損失が著しく増大する。 以上の事実から負荷を軽い方向に変えるにはコ
ンデンサ４の端子電圧Vcが零になれるエネルギ
ーが、スイツチ素子の“導通”期間に共振回路１
０に蓄えられていないといけないことになる。こ
のことを言い換えると共振回路１０に端子電圧
Vcを零にできるエネルギーが蓄えられているの
が負荷RLを軽るくできる限界になる。その負荷
の可変範囲は狭く定格負荷RLから1/5倍程度で各
部波形が第４図の点線のようになる。 この負荷の可変範囲の狭くなる原因は共振回路
１０に、コンデンサ４の端子電圧を零まで下げる
のに十分なエネルギーが蓄められないことにある
かまたは端子電圧Vcを零まで下げるのに十分な
エネルギーが蓄まつているにもかかわらず負荷
RLでエネルギー消費が大きいために共振回路１
０の蓄積エネルギーがコンデンサ４に伝わらない
ことにある場合の二通りである。この後半の状態
は本発明によれば救済できる。すなわち負荷RL
の両端にスイツチを設けて負電流Loutを適当な
時期Taに閉じて共振回路１０のエネルギーを負
荷RLを経由しないで直接コンデンサ４に伝える
ようにすれば端子電圧Vcは零になる。 スイツチ８のON−OFFチヤートは一周期Ｔの
中で第５図ｅに示すようにTonの中で一回とTon
〜Ｔまでの中で一回それぞれ閉じる。スイツチ８
が開いている時期Taは第４図において各部波形
は点線部分になり、閉じている期間（Ton−Ta）
は第４図の実線部分になるのでそれらスイツチ８
のON−OFFチヤートに従つて書ひ直すと各部波
形は第５図ｂ〜ｄになる。すなわちスイツチ素子
３に流れる波形はｂ図に、スイツチ素子３にかか
る波形はｃ図に共振回路１０に流れる電流波形は
ｄにそれぞれ示した。 ここでTa経過後スイツチ８で切り換えられ共
振回路１０の大きな共振電流がコンデンサ４に流
れ込むので端子電圧Vcの振幅は第５図ｂに示す
ように大きく振動し一周期が終了する時刻には零
になる。 スイツチ８が閉じている期間（Ton−Ta），
（Ｔ−Ta）は負荷１１には電力は伝わつてないの
で負荷１１の平均電力は減少する。またTaの幅
を変えれば負荷１１で消費される平均電力は任意
に変えられる。 スイツチ８はサイリスタを第６図に示すように
逆平行に接続しても良いしトランジスタ等又は磁
気増幅器等でも直接第５図ｅに示すスイツチのチ
ヤートに従つてスイツチすれば容易に実現でき
る。 〔発明の効果〕 以上の説明から明らかなように主スイツチ３が
スイツチ損失の少ない動作をしているのにもかか
わらず補助スイツチ８の導通時期を変えることに
よつて負荷１１への消費電力をスムース変えるこ
とができる。 また負荷回路９中の中身は第７図に示すものを
用いても基本動作はそこなわれない。しかも負荷
抵抗１１の端子電圧は補助スイツチ８が閉じても
零になることはない。
電流波形が共振の弧になるスイツチ式電力増幅器
の電力制御回路に関するものである。 〔発明の技術的背景とその問題点〕 従来スイツチ式電力増幅器はチヨツパー方式に
みられるように入力電源電圧を直接スイツチし、
そのスイツチ幅を変えて負荷への電力量を変える
ものと、Ｄ級電力増幅器にみられるように外部回
路を追加して入力電源電圧を直接スイツチしない
回路を構成し、スイツチにかかる電圧または流れ
る電流を共振の弧になるようにし、負荷への電力
量の変化はもう一つのコンバータを入力側に用い
て行つている。前者のチヨツパー方式のスイツチ
損失はスイツチ周波数が増大するにつれてスイツ
チの遷移損失が増大し、その限界はスイツチ素子
のスイツチスピードによつて決まる。一方後者の
Ｄ級電力増幅器のスイツチ損失はスイツチ周波数
が増大してもスイツチの遷移損失は余り増大せず
高効率なスイツチングができる。反面共振の条件
が外部回路によつて決つているのでスイツチ幅、
スイツチ周期を変えても負荷への電力はスムース
に変わらない。そのためにこのＤ級電力増幅器の
ようなスイツチ回路の負荷への電力の調節は前後
にもう一つの可変電圧装置を設置する必要があ
る。 〔発明の目的〕 この発明は上記の点に鑑みなされたもので共振
波形を利用したスイツチ式電力増幅器であり、共
振波形を保ちながら負荷への電力を広範囲に変え
得るスイツチ式の電力増幅器の電力制御回路を提
供することを目的とするものである。 〔発明の概要〕 この発明では、電圧共振形シングルエンド・ス
イツチ回路に直列共振回路を介して負荷回路を接
続するスイツチ式電力増幅回路において直列共振
回路を、負荷回路を経由しないで直接閉じるスイ
ツチを、負荷回路の入力端子間に設けることによ
つて電圧共振を維持しながら負荷回路への電力の
制御をスムーズにできるようにしたものである。 〔発明の実施例〕 以下この発明を実施例により詳細に説明する。
第１図はこの発明の一実施例を示す回路構成図で
ある。１は入力直流電源であり、この両端に電流
平滑用チヨーク２を介してトランジスタあるいは
サイリスタ（GTOも含む）等のスイツチ素子３
を接続する。このスイツチ素子３にダンパーダイ
オード５と共振用コンデンサ５を並列につなぐ。
またこのスイツチ素子３に電力転送用コンデンサ
６およびインダクタンス７を介してスイツチ８を
接続する。このスイツチ８に並列に負荷回路９を
接続する。この負荷回路は単純に抵抗だけの場合
とブリツヂ整流器を経て電圧平滑コンデンサおよ
び負荷抵抗等を含む場合等も含む。 ここで第１図の動作を説明するために若干の仮
定をする。スイツチ素子３は一定のパルス幅およ
び周期で開閉し、第１図の回路は定常状態に達し
ているとする。すなわちチヨーク２には一定電流
Iinが流れ、周期開始時における共振用コンデン
サ６の端子電圧はある一定値Vc1なつていて、更
に電力伝送用インダクタンス７にも電流がある一
定値Ioだけ流れているとする。スイツチ素子３，
８およびダイオード５はそれぞれ理想スイツチと
し、導通時には伝導抵抗は零オーム、断時には無
限大である。 先づ簡単のたゆスイツチ素子８は開きつばなし
の状態で、スイツチ素子３が“導通”の状態の期
間から本発明の動作を説明する。 第１図において負荷回路９を具体的に抵抗１１
で表わして、スイツチ素子３が“導通”のとき等
価回路は第２図のようになる。そして文献N.O.
Sokal“clossE−Arka closs of High−
Efficiency Twad Sigle−Euded Switching
Power Awplifier”IEEE Vol SC−10No.３
June1975によるとあらかじめ負荷抵抗１１の値
Ｒをスイツチの動作周波数とインダクタンス７
の値Ｌとを用いておおよそ 2π・Ｌ／RL＞６ …(1) 程度に選択しておく。 チヨーク２には電源１から電流が流れ込んで磁
気エネルギーの補給を行う。一方負荷１１を一部
に含む閉路においてはインダクタンス７に蓄積さ
れていた磁気エネルギーを電流Loutとして図示
の方向に流して放出する。その間Loutは負荷RL
にエネルギーを消費しながら、コンデンサ６にエ
ネルギーを電圧の形で蓄積する。この状態は動作
周期の半分まで継続する。すなわち動作周期の半
分の経過後スイツチ素子３は強制的に“断”状態
になる。そのとき、電源１とチヨークコイル２は
一定電流Loutを供給する電流源となり、スイツ
チ素子３両端に接続されていたコンデンサ４が表
われるのでスイツチ素子３の“断”の期間の等価
回路は第３図のようになる。 コンデンサ４には電流源１２からの流入と、共
振回路１０に蓄積されていたエネルギーの流入が
ある。そしてコンデンサ４，６とコイル７および
負荷１１で共振回路を形成するために、コンデン
サ４の端子電圧は正弦波の弧を描いて上昇し再び
降下してやがて零になり更に負電位になろうとす
る。そのときコンデンサ４の両端にダイオード５
が第１図に示す向きに入つているために等価回路
は再び第２図に戻る。すなわち動作周期が終るま
でコンデンサ４の端子電圧は零に保たれている。
その後次の周期が始まるとスイツチ素子３の端子
電圧は零の状態で電流が流れ始めるのでスイツチ
素子３の投入時のスイツチ損失は原理的になくな
る。以上の動作波形をまとめると第４図のように
なる。すなわち第４図ａはスイツチ素子３の“導
通”，“断”の配分を示し、ｂはスイツチ素子３の
電流波形を、ｃはスイツチ素子３の端子電圧波形
を、ｄは負荷RLに流れる電流波形をそれぞれ示
した。但し第３図の負荷電流Loutの実線の向き
は第４図のｄの負の部分が対応する。 ここで負荷RLが変動しても(1)式を満たす範囲
に入つているときには第４図の各部波形は大幅に
変わることはないが負荷RLが軽くなり(1)式の範
囲を出ると負荷電流Loutの減衰が第４図ｄの点
線に示すように激しくなりスイツチ素子３が
“断”になつたとき共振回路１０に蓄積されてい
たエネルギーが少ないのでコンデンサ４の電圧が
第４図ｃの点線で示すように一周期が終了しても
電位が零にならない。すなわちコンデンサ４に電
圧Vresを残したまま次の周期が始まると１／２ CV2resだけの電気エネルギーがスイツチ素子３
に一瞬の内に流れる。そのことは第４図ｂの点線
に示すようにスパイク状の大きな電流となる。そ
の結果スイツチ素子３は許容電流値を起え破壊す
る。また破壊に至らない場合はスイツチ素子での
損失が著しく増大する。 以上の事実から負荷を軽い方向に変えるにはコ
ンデンサ４の端子電圧Vcが零になれるエネルギ
ーが、スイツチ素子の“導通”期間に共振回路１
０に蓄えられていないといけないことになる。こ
のことを言い換えると共振回路１０に端子電圧
Vcを零にできるエネルギーが蓄えられているの
が負荷RLを軽るくできる限界になる。その負荷
の可変範囲は狭く定格負荷RLから1/5倍程度で各
部波形が第４図の点線のようになる。 この負荷の可変範囲の狭くなる原因は共振回路
１０に、コンデンサ４の端子電圧を零まで下げる
のに十分なエネルギーが蓄められないことにある
かまたは端子電圧Vcを零まで下げるのに十分な
エネルギーが蓄まつているにもかかわらず負荷
RLでエネルギー消費が大きいために共振回路１
０の蓄積エネルギーがコンデンサ４に伝わらない
ことにある場合の二通りである。この後半の状態
は本発明によれば救済できる。すなわち負荷RL
の両端にスイツチを設けて負電流Loutを適当な
時期Taに閉じて共振回路１０のエネルギーを負
荷RLを経由しないで直接コンデンサ４に伝える
ようにすれば端子電圧Vcは零になる。 スイツチ８のON−OFFチヤートは一周期Ｔの
中で第５図ｅに示すようにTonの中で一回とTon
〜Ｔまでの中で一回それぞれ閉じる。スイツチ８
が開いている時期Taは第４図において各部波形
は点線部分になり、閉じている期間（Ton−Ta）
は第４図の実線部分になるのでそれらスイツチ８
のON−OFFチヤートに従つて書ひ直すと各部波
形は第５図ｂ〜ｄになる。すなわちスイツチ素子
３に流れる波形はｂ図に、スイツチ素子３にかか
る波形はｃ図に共振回路１０に流れる電流波形は
ｄにそれぞれ示した。 ここでTa経過後スイツチ８で切り換えられ共
振回路１０の大きな共振電流がコンデンサ４に流
れ込むので端子電圧Vcの振幅は第５図ｂに示す
ように大きく振動し一周期が終了する時刻には零
になる。 スイツチ８が閉じている期間（Ton−Ta），
（Ｔ−Ta）は負荷１１には電力は伝わつてないの
で負荷１１の平均電力は減少する。またTaの幅
を変えれば負荷１１で消費される平均電力は任意
に変えられる。 スイツチ８はサイリスタを第６図に示すように
逆平行に接続しても良いしトランジスタ等又は磁
気増幅器等でも直接第５図ｅに示すスイツチのチ
ヤートに従つてスイツチすれば容易に実現でき
る。 〔発明の効果〕 以上の説明から明らかなように主スイツチ３が
スイツチ損失の少ない動作をしているのにもかか
わらず補助スイツチ８の導通時期を変えることに
よつて負荷１１への消費電力をスムース変えるこ
とができる。 また負荷回路９中の中身は第７図に示すものを
用いても基本動作はそこなわれない。しかも負荷
抵抗１１の端子電圧は補助スイツチ８が閉じても
零になることはない。
第１図はこの発明の一実施例を示す回路構成
図、第２図および第３図は動作を説明するための
等価回路図、第４図および第５図は動作波形図、
第６図はスイツチの構成法を示す図、第７図は負
荷回路の一例を示す図である。 １…電源、２…チヨーク、３，８…スイツチ素
子、４，６，１３，…コンデンサ、７…インダク
タンス、９…負荷回路、１０…共振回路、１１…
負荷抵抗、１２…電流源、１４…ブリツジダイオ
ード。
図、第２図および第３図は動作を説明するための
等価回路図、第４図および第５図は動作波形図、
第６図はスイツチの構成法を示す図、第７図は負
荷回路の一例を示す図である。 １…電源、２…チヨーク、３，８…スイツチ素
子、４，６，１３，…コンデンサ、７…インダク
タンス、９…負荷回路、１０…共振回路、１１…
負荷抵抗、１２…電流源、１４…ブリツジダイオ
ード。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 直流電源にチヨークを介して一定条件で開閉
するスイツチ素子を接続し、このスイツチ素子に
並列にコンデツサとダンパーダイオードを接続
し、このスイツチ素子に他のコンデンサを介して
コイルを介し負荷回路を接続し、この負荷回路に
並列に他のスイツチ素子を接続したことを特徴と
する電力制御回路。 ２ 負荷回路に並列に接続したスイツチ素子は少
なくとも、チヨークを介して接続したスイツチ素
子が“導通”時に１回，“断”時に１回それぞれ
開閉するスイツチ作動をすることを特徴とする特
許請求の範囲第１項記載の電力制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4886382A JPS58170358A (ja) | 1982-03-29 | 1982-03-29 | 電力制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4886382A JPS58170358A (ja) | 1982-03-29 | 1982-03-29 | 電力制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58170358A JPS58170358A (ja) | 1983-10-06 |
| JPH033463B2 true JPH033463B2 (ja) | 1991-01-18 |
Family
ID=12815110
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4886382A Granted JPS58170358A (ja) | 1982-03-29 | 1982-03-29 | 電力制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58170358A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4945466A (en) * | 1989-02-22 | 1990-07-31 | Borland Walter G | Resonant switching converter |
| US5164891A (en) * | 1991-08-21 | 1992-11-17 | Power Integrations, Inc. | Low noise voltage regulator and method using a gated single ended oscillator |
-
1982
- 1982-03-29 JP JP4886382A patent/JPS58170358A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58170358A (ja) | 1983-10-06 |
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