JPH0344448B2 - - Google Patents
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- JPH0344448B2 JPH0344448B2 JP59020703A JP2070384A JPH0344448B2 JP H0344448 B2 JPH0344448 B2 JP H0344448B2 JP 59020703 A JP59020703 A JP 59020703A JP 2070384 A JP2070384 A JP 2070384A JP H0344448 B2 JPH0344448 B2 JP H0344448B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/45—Differential amplifiers
- H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
- H03F3/45179—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using MOSFET transistors as the active amplifying circuit
- H03F3/45197—Pl types
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
- H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
- H03F1/0261—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the polarisation voltage or current, e.g. gliding Class A
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/42—Modifications of amplifiers to extend the bandwidth
- H03F1/48—Modifications of amplifiers to extend the bandwidth of aperiodic amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/45—Differential amplifiers
- H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
- H03F3/4508—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using bipolar transistors as the active amplifying circuit
- H03F3/45098—PI types
- H03F3/45103—Non-folded cascode stages
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は差動増幅器、特に能動過渡応答補正機
能を有する高周波差動増幅器に関する。
能を有する高周波差動増幅器に関する。
従来技術とその問題点
高周波増幅器にあつては、各増幅段の過渡応答
（トランジエント・レスポンス）が可能であり、
製造工程で生じる能動素子の特性変化等を補償す
るのが好ましい。典型的には、過渡応答調整（高
周波補償又は信号ピーキングともいう）は、信号
路中に挿入したコンデンサやインダクタのリアク
タンス素子を可変することにより行なつている。
この従来の過渡応答調整法は種々の欠点があるこ
とが判つた。第１に、リアクタンス素子又はその
調整治具は動作調整用路中に寄生リアクタンスを
生じること。第２に、集積回路（IC）の如き小
型回路にあつては、調整素子を接続したい回路部
には接近し得ないことである。第３に、リアクタ
ンス素子、特に可変リアクタンス素子は高価であ
ると共に大型となり、多数の増幅段に使用すると
原価が著しく上昇することである。最後に、従来
の過渡応答調整方法は自動又はプログラム制御が
不可能であること、又は温度や信号振幅の関数と
して過渡応答調整することができないことであ
る。
（トランジエント・レスポンス）が可能であり、
製造工程で生じる能動素子の特性変化等を補償す
るのが好ましい。典型的には、過渡応答調整（高
周波補償又は信号ピーキングともいう）は、信号
路中に挿入したコンデンサやインダクタのリアク
タンス素子を可変することにより行なつている。
この従来の過渡応答調整法は種々の欠点があるこ
とが判つた。第１に、リアクタンス素子又はその
調整治具は動作調整用路中に寄生リアクタンスを
生じること。第２に、集積回路（IC）の如き小
型回路にあつては、調整素子を接続したい回路部
には接近し得ないことである。第３に、リアクタ
ンス素子、特に可変リアクタンス素子は高価であ
ると共に大型となり、多数の増幅段に使用すると
原価が著しく上昇することである。最後に、従来
の過渡応答調整方法は自動又はプログラム制御が
不可能であること、又は温度や信号振幅の関数と
して過渡応答調整することができないことであ
る。
発明の目的
従つて、本発明の目的の１つは、利得やダイナ
ミツクレンジは略一定に維持したままで帯域幅や
ステツプ応答特性の調整可能な差動増幅器を提供
することである。
ミツクレンジは略一定に維持したままで帯域幅や
ステツプ応答特性の調整可能な差動増幅器を提供
することである。
本発明の他の目的は、１対の緩衝入力段を有
し、ステツプ応答のダンピング・フアクタが直流
バイアス電流の変化により調整できる差動増幅器
を提供することである。
し、ステツプ応答のダンピング・フアクタが直流
バイアス電流の変化により調整できる差動増幅器
を提供することである。
本発明の更に他の目的は、カスコンプ増幅器
（米国特許第4146844号公報等を参照）用の緩衝誤
差増幅器であつて、このカスコンプ増幅器のステ
ツプ応答の見掛け上のダンピング・フアクタが外
部制御直流電圧により調整できる差動増幅器を提
供することである。
（米国特許第4146844号公報等を参照）用の緩衝誤
差増幅器であつて、このカスコンプ増幅器のステ
ツプ応答の見掛け上のダンピング・フアクタが外
部制御直流電圧により調整できる差動増幅器を提
供することである。
本発明の他の目的、特徴及び作用効果は添付図
面を参照して次の説明を読めば当業者は容易に理
解できよう。
面を参照して次の説明を読めば当業者は容易に理
解できよう。
発明の概要
本発明による高周波差動増幅器はエミツタ結合
トランジスタ対を含むと共にその増幅器の各側に
入力信号路並びに帰還信号路を形成する緩衝段
（バツフアステージ）を有する。各緩衝段は静止
電流が平衡した（この要件はさ程重要ではない
が）エミツタ結合トランジスタ対を含み、夫々の
側の差動増幅器には、緩衝段のエミツタ結合トラ
ンジスタ対の１方のトランジスタのコレクタ・ベ
ース接合間に接続されたトランジスタのベース・
エミツタ接合を有する。動作時には、入力信号は
緩衝段のエミツタ結合トランジスタ対のベース間
に伝達され、差動増幅トランジスタのエミツタ間
に現われる。トランジスタの相互コンダクタンス
（gm）は、そのコレクタ電流（IC）に比例するの
で、gmはトランジスタと静止電流を変化するこ
とにより可変できる。この現象を利用して、各エ
ミツタ結合トランジスタ対の静止電流を可変電流
源により供給する。トランジスタの周波数特性は
gmに関連し、（ダンピングフアクタは１／gmに
関連する）ので、エミツタ結合対の帯域幅とステ
ツプ応答はこれら素子の電流を変化することによ
り調整できる。更に、この調整による差動増幅器
の利得及びダイナミツクレンジへの影響は全くな
いが、例えあつたとしても極く僅かであるので、
これらのパラメータは実質的に一定である。
トランジスタ対を含むと共にその増幅器の各側に
入力信号路並びに帰還信号路を形成する緩衝段
（バツフアステージ）を有する。各緩衝段は静止
電流が平衡した（この要件はさ程重要ではない
が）エミツタ結合トランジスタ対を含み、夫々の
側の差動増幅器には、緩衝段のエミツタ結合トラ
ンジスタ対の１方のトランジスタのコレクタ・ベ
ース接合間に接続されたトランジスタのベース・
エミツタ接合を有する。動作時には、入力信号は
緩衝段のエミツタ結合トランジスタ対のベース間
に伝達され、差動増幅トランジスタのエミツタ間
に現われる。トランジスタの相互コンダクタンス
（gm）は、そのコレクタ電流（IC）に比例するの
で、gmはトランジスタと静止電流を変化するこ
とにより可変できる。この現象を利用して、各エ
ミツタ結合トランジスタ対の静止電流を可変電流
源により供給する。トランジスタの周波数特性は
gmに関連し、（ダンピングフアクタは１／gmに
関連する）ので、エミツタ結合対の帯域幅とステ
ツプ応答はこれら素子の電流を変化することによ
り調整できる。更に、この調整による差動増幅器
の利得及びダイナミツクレンジへの影響は全くな
いが、例えあつたとしても極く僅かであるので、
これらのパラメータは実質的に一定である。
本発明の差動増幅器の応用例には種々あるが、
パトリツク・エイ・クイン発明の米国特許第
4146844号明細書に開示され当業者では「カスコ
ンプ」増幅器と呼ばれるカスコード・フイードフ
オワード増幅器用誤差増幅器に使用するのに特に
好適である。ここで、カスコンプ増幅器回路の見
掛け上のダイピングフアクタは、誤差増幅器の２
個の緩衝増幅段用の１対の電流源を同時に変化す
る単一の直流バイアス制御器の変化により調整し
得る。
パトリツク・エイ・クイン発明の米国特許第
4146844号明細書に開示され当業者では「カスコ
ンプ」増幅器と呼ばれるカスコード・フイードフ
オワード増幅器用誤差増幅器に使用するのに特に
好適である。ここで、カスコンプ増幅器回路の見
掛け上のダイピングフアクタは、誤差増幅器の２
個の緩衝増幅段用の１対の電流源を同時に変化す
る単一の直流バイアス制御器の変化により調整し
得る。
実施例
次に第１図を参照して本発明の高周波差動増幅
器の１実施例を説明する。同図はエミツタが信号
電流発生用抵抗器１０にて相互接続されたトラン
ジスタ対Q1−Q2を含む差動増幅器を示す。Q1の
エミツタは定電流源１２を介して所望負電圧源−
VEEに接続され、定電流源１２がQ1の静止電流IE
を決定する。同様して、Q2のエミツタはQ2のIE
を決定する電流源１４を介して負電圧源−VEEに
接続される。図示例のQ1，Q2のコレクタは適当
は正電圧源＋VCCに接続され、信号電流ISは抵抗
REを有する抵抗器１０の両端に現われるので、
Q1のコレクタ電流はIE＋ISであり、Q2のそれはIE
−ISである。これは勿論Q1，Q2のβが共に十分高
く、ベース電流は無視でき、エミツタ電流IEの殆
んどすべてがコレクタ電流として流れるという前
堤に立つている。しかし、実際問題としては、こ
れら素子には有限のベース電流が流れるが、本発
明の理解の為に、この理想状態を考えて単純化を
図つている。
器の１実施例を説明する。同図はエミツタが信号
電流発生用抵抗器１０にて相互接続されたトラン
ジスタ対Q1−Q2を含む差動増幅器を示す。Q1の
エミツタは定電流源１２を介して所望負電圧源−
VEEに接続され、定電流源１２がQ1の静止電流IE
を決定する。同様して、Q2のエミツタはQ2のIE
を決定する電流源１４を介して負電圧源−VEEに
接続される。図示例のQ1，Q2のコレクタは適当
は正電圧源＋VCCに接続され、信号電流ISは抵抗
REを有する抵抗器１０の両端に現われるので、
Q1のコレクタ電流はIE＋ISであり、Q2のそれはIE
−ISである。これは勿論Q1，Q2のβが共に十分高
く、ベース電流は無視でき、エミツタ電流IEの殆
んどすべてがコレクタ電流として流れるという前
堤に立つている。しかし、実際問題としては、こ
れら素子には有限のベース電流が流れるが、本発
明の理解の為に、この理想状態を考えて単純化を
図つている。
差動増幅器のQ1側（左側）の緩衝段は、エミ
ツタを共通接続して電流源（カレントシンク）１
６を介して負電源−VEEに接続したトランジスタ
Q3，Q4より成る。Q3のベースは入力端子１８と
なり、Q4のベースは差動増幅トランジスタQ1の
エミツタに接続されている。Q1のベースはまた
Q4のコレクタにも接続される。ダブルコレクタ
型のカレントミラー・トランジスタQ5を使用し
て、そのベースとコレクタの一方とをQ3のコレ
クタに接続し、他のコレクタをQ4のコレクタと
Q1のベースに接続する。Q5のエミツタは所望バ
イアス電圧VPPに接続する。カレントミラー・ト
ランジスタQ5の目的は、電流源１６により発生
される電流ITをQ3，Q4間に等分することである
が、電流の不平衡がもしあつてもこの緩衝段を破
壊するものではない。Q3，Q4の負荷としての条
件を満足するには種々の技法があるが、カレント
ミラーの使用が設計に最適である。
ツタを共通接続して電流源（カレントシンク）１
６を介して負電源−VEEに接続したトランジスタ
Q3，Q4より成る。Q3のベースは入力端子１８と
なり、Q4のベースは差動増幅トランジスタQ1の
エミツタに接続されている。Q1のベースはまた
Q4のコレクタにも接続される。ダブルコレクタ
型のカレントミラー・トランジスタQ5を使用し
て、そのベースとコレクタの一方とをQ3のコレ
クタに接続し、他のコレクタをQ4のコレクタと
Q1のベースに接続する。Q5のエミツタは所望バ
イアス電圧VPPに接続する。カレントミラー・ト
ランジスタQ5の目的は、電流源１６により発生
される電流ITをQ3，Q4間に等分することである
が、電流の不平衡がもしあつてもこの緩衝段を破
壊するものではない。Q3，Q4の負荷としての条
件を満足するには種々の技法があるが、カレント
ミラーの使用が設計に最適である。
差動増幅器のQ2（右）側の緩衝段も左側と実質
的に同じであつて、エミツタ結合トランジスタ
Q6，Q7、電流源２０、入力端子２２及びダブル
コレクタ型カレントミラー・トランジスタQ8よ
り成る。ここでもまた、Q8は電流源２０の電流IT
をQ6，Q7間で等分する。
的に同じであつて、エミツタ結合トランジスタ
Q6，Q7、電流源２０、入力端子２２及びダブル
コレクタ型カレントミラー・トランジスタQ8よ
り成る。ここでもまた、Q8は電流源２０の電流IT
をQ6，Q7間で等分する。
動作を説明すると、入力端子１８，２２に夫々
印加した入力信号＋VIN／２と−VIN／２は夫々Q4とQ6 のベースに伝達されて信号VINを抵抗器１０の両
端に生じて、そこに信号電流ISを流す。Q3−Q4と
Q6−Q7の静止電流は等しいので、各VBEも等し
く、Q4，Q6のベースへの夫々Q1，Q2による負帰
還作用、及びQ3のベースからQ1のベースへ、ま
たQ7のベースからQ2のベースへ高いオープンル
ープ利得により、信号±VIN／２がQ4，Q6のベース 間にそのまま再生される。従つて、Q1，Q2のβ
が十分高いと仮定すると、信号電流ISの値は
VIN／REとなる。
印加した入力信号＋VIN／２と−VIN／２は夫々Q4とQ6 のベースに伝達されて信号VINを抵抗器１０の両
端に生じて、そこに信号電流ISを流す。Q3−Q4と
Q6−Q7の静止電流は等しいので、各VBEも等し
く、Q4，Q6のベースへの夫々Q1，Q2による負帰
還作用、及びQ3のベースからQ1のベースへ、ま
たQ7のベースからQ2のベースへ高いオープンル
ープ利得により、信号±VIN／２がQ4，Q6のベース 間にそのまま再生される。従つて、Q1，Q2のβ
が十分高いと仮定すると、信号電流ISの値は
VIN／REとなる。
トランジスタの相互コンダクタンス（gm）は、
gmIC／VTである。ここにICはコレクタ電流で
あり、VTは温度の等価電圧であつて、VT＝
KT／ｑである。ここでＫはジユール／〓単位の
ボルツマン定数であり、Ｔは絶対温度（〓）、ｑ
は電子の電荷である。ここでは数学的に導出する
ことはしないが、多くの教科書等に説明されてい
るとおり、トランジスタの周波数応答は相互コン
ダクタンスgmに比例する。帰還トランジスタ
Q1，Q3，Q4の開ループ電圧利得はQ3，Q4のgm
に比例する。よつて閉ループ周波数応答はgmの
変化により変化する。更に、調整は緩衝段トラン
ジスタにより行うので、差動増幅器Q1，Q2の利
得とダイナミツク・レンジには殆んど影響がな
く、これらパラメータは実質的に一定値にとどま
る。この目的の為に電流源１６，２０を可変電流
源として、その調整によりQ3−Q4及びQ6−Q7の
帯域幅及びステツプレスポンスが最適になるよう
にする。電流源１６，２０は別個に調整してもよ
いが、Q3，Q4，Q6，Q7がIC工程で製造した場合
の如く実質的に同じであるならば、電流源１６，
２０は図示のとおり単一の電流源調整器２４によ
り調整できる。この電流源制御は多くの方法で実
施でき、例えば手動調整のDCバイアス制御でも
又はコンピユータによるプログラマブルDC電圧
であつてもよい。
gmIC／VTである。ここにICはコレクタ電流で
あり、VTは温度の等価電圧であつて、VT＝
KT／ｑである。ここでＫはジユール／〓単位の
ボルツマン定数であり、Ｔは絶対温度（〓）、ｑ
は電子の電荷である。ここでは数学的に導出する
ことはしないが、多くの教科書等に説明されてい
るとおり、トランジスタの周波数応答は相互コン
ダクタンスgmに比例する。帰還トランジスタ
Q1，Q3，Q4の開ループ電圧利得はQ3，Q4のgm
に比例する。よつて閉ループ周波数応答はgmの
変化により変化する。更に、調整は緩衝段トラン
ジスタにより行うので、差動増幅器Q1，Q2の利
得とダイナミツク・レンジには殆んど影響がな
く、これらパラメータは実質的に一定値にとどま
る。この目的の為に電流源１６，２０を可変電流
源として、その調整によりQ3−Q4及びQ6−Q7の
帯域幅及びステツプレスポンスが最適になるよう
にする。電流源１６，２０は別個に調整してもよ
いが、Q3，Q4，Q6，Q7がIC工程で製造した場合
の如く実質的に同じであるならば、電流源１６，
２０は図示のとおり単一の電流源調整器２４によ
り調整できる。この電流源制御は多くの方法で実
施でき、例えば手動調整のDCバイアス制御でも
又はコンピユータによるプログラマブルDC電圧
であつてもよい。
第２図は本発明の高周波差動増幅器をカスコー
ド・フイードフオワード（カスコンプ）増幅器に
応用した場合の実施例である。尚、説明の便宜
上、第１の回路と対応する回路素子には同様の参
照符号を附している。このカスコンプ増幅器は主
チヤンネル差動増幅トランジスタQ10−Q11を含
み、そのエミツタは信号電流発生抵抗器３０を介
して接続されている。電流源３２，３４は主チヤ
ンネルの静止電流IMを定める。入力信号は入力端
子３６，３８間に印加され、抵抗器４０，４２は
適当なバイアス抵抗器である。ベース接地トラン
ジスタQ12，Q13を使用して夫々のエミツタを
Q10，Q11のコレクタに接続することによりカス
コード増幅器としている。抵抗値RCを有する抵
抗器５０，５２をQ12，Q13のベース間に接続し
て誤差信号を発生し、トランジスタのαに起因す
る誤差を補正する。Q12，Q13のコレクタは夫々
適当な負荷抵抗器５４，５６を介して正電圧源＋
VCCに接続される。出力端子６０，６２をQ12，
Q13のコレクタに接続する。誤差増幅器を、その
入力がQ10，Q11のコレクタ間に接続され、出力
がQ12，Q13のコレクタの交差結合されるように
接続されている。この形式のカスコンプ増幅器の
原理はパトリツク・エイ・クイン発明の米国特許
第4146844号及びケネス・ジー・シユロツツハウ
ア等の発明の米国特許第4322688号公報に十分開
示されているので参照されたい。
ド・フイードフオワード（カスコンプ）増幅器に
応用した場合の実施例である。尚、説明の便宜
上、第１の回路と対応する回路素子には同様の参
照符号を附している。このカスコンプ増幅器は主
チヤンネル差動増幅トランジスタQ10−Q11を含
み、そのエミツタは信号電流発生抵抗器３０を介
して接続されている。電流源３２，３４は主チヤ
ンネルの静止電流IMを定める。入力信号は入力端
子３６，３８間に印加され、抵抗器４０，４２は
適当なバイアス抵抗器である。ベース接地トラン
ジスタQ12，Q13を使用して夫々のエミツタを
Q10，Q11のコレクタに接続することによりカス
コード増幅器としている。抵抗値RCを有する抵
抗器５０，５２をQ12，Q13のベース間に接続し
て誤差信号を発生し、トランジスタのαに起因す
る誤差を補正する。Q12，Q13のコレクタは夫々
適当な負荷抵抗器５４，５６を介して正電圧源＋
VCCに接続される。出力端子６０，６２をQ12，
Q13のコレクタに接続する。誤差増幅器を、その
入力がQ10，Q11のコレクタ間に接続され、出力
がQ12，Q13のコレクタの交差結合されるように
接続されている。この形式のカスコンプ増幅器の
原理はパトリツク・エイ・クイン発明の米国特許
第4146844号及びケネス・ジー・シユロツツハウ
ア等の発明の米国特許第4322688号公報に十分開
示されているので参照されたい。
電流源１６，２０は、ここではベースがダイオ
ード接続トランジスタQ16のベースに接続されて
いるトランジスタQ14，Q15により構成されてい
る。Q16のコレクタと電源＋VCC間にポテンシヨ
メータの如き可変抵抗器７０を接続して、Q16の
電流、よつてQ14，Q15のDCバイアス電流を調整
する。これにより、Q3，Q4，Q6及びQ7の電流IT
を調整する。ここでは、これらQ3〜Q7は特性が
実質的に同一であると仮定する。またQ14，Q15
のベースには破線で示すとおり間接的にプログラ
マブルDCバイアス制御回路８０が接続されてい
る。この制御回路８０は、コンピユータ制御装置
であるを可とし、電流源トランジスタQ14，Q15
にて生じる電流IT調整用のDCバイアス電圧を発
生する。このことは、バイアス制御可変抵抗器７
０に代つて、バイアス制御電圧はコンピユータ制
御によりプログラムできることを示す。
ード接続トランジスタQ16のベースに接続されて
いるトランジスタQ14，Q15により構成されてい
る。Q16のコレクタと電源＋VCC間にポテンシヨ
メータの如き可変抵抗器７０を接続して、Q16の
電流、よつてQ14，Q15のDCバイアス電流を調整
する。これにより、Q3，Q4，Q6及びQ7の電流IT
を調整する。ここでは、これらQ3〜Q7は特性が
実質的に同一であると仮定する。またQ14，Q15
のベースには破線で示すとおり間接的にプログラ
マブルDCバイアス制御回路８０が接続されてい
る。この制御回路８０は、コンピユータ制御装置
であるを可とし、電流源トランジスタQ14，Q15
にて生じる電流IT調整用のDCバイアス電圧を発
生する。このことは、バイアス制御可変抵抗器７
０に代つて、バイアス制御電圧はコンピユータ制
御によりプログラムできることを示す。
最適動作をするには、誤差動増幅器は理想的な
相互コンダクタンス増幅器でなければならないこ
とが理解できよう。ここに提案した回路構成は、
この理想状態に近づくことが判る。その理由は、
Q1，Q2のエミツタ・ベース接続による帰還は高
度の直線性と低熱歪となり、Q3−Q4とQ6−Q7の
緩衝動作により必要とする入力バイアス電流は低
く、Q12，Q13のβローデイングは低く誤差相殺
作用を改善するからである。
相互コンダクタンス増幅器でなければならないこ
とが理解できよう。ここに提案した回路構成は、
この理想状態に近づくことが判る。その理由は、
Q1，Q2のエミツタ・ベース接続による帰還は高
度の直線性と低熱歪となり、Q3−Q4とQ6−Q7の
緩衝動作により必要とする入力バイアス電流は低
く、Q12，Q13のβローデイングは低く誤差相殺
作用を改善するからである。
実際には、Q12，Q13のエミツタに現われる誤
差信号は、抵抗器５０，５２とこれらトランジス
タのベースの寄生インダクタンスとにより高周波
においてピーキング作用を生じる。よつて、高周
波における誤差信号はgm及びα損失の補正に要
する値より大きくなる。そこで、緩衝段の電流IT
を変化することにより、誤差増幅器の帯域幅を調
整して、所望量の高周波補正信号が出力端へ通過
するようにする。これにより、カシコンプ増幅回
路の過渡応答の見掛け上のダンピングフアクタを
変化することができる。
差信号は、抵抗器５０，５２とこれらトランジス
タのベースの寄生インダクタンスとにより高周波
においてピーキング作用を生じる。よつて、高周
波における誤差信号はgm及びα損失の補正に要
する値より大きくなる。そこで、緩衝段の電流IT
を変化することにより、誤差増幅器の帯域幅を調
整して、所望量の高周波補正信号が出力端へ通過
するようにする。これにより、カシコンプ増幅回
路の過渡応答の見掛け上のダンピングフアクタを
変化することができる。
以上、本発明を好適実施例につき説明したが、
本発明は斯る実施例のみに限定するものではな
く、特定の用途に応じて種々の変更変形をなし得
ること当業者には理解されよう。よつて、本発明
の技術的範囲には、変更変形をも包含するもので
あるこというまでもない。
本発明は斯る実施例のみに限定するものではな
く、特定の用途に応じて種々の変更変形をなし得
ること当業者には理解されよう。よつて、本発明
の技術的範囲には、変更変形をも包含するもので
あるこというまでもない。
発明の効果
本発明の差動増幅器によると、エミツタ結合ト
ランジスタ対の各トランジスタのベース・エミツ
タ間に負帰還関係で接続されたエミツタ結合トラ
ンジスタ対を含む緩衝段を介して入力信号を印加
し、この緩衝段のトランジスタ対のCDバイアス
電流を調整することにより差動増幅器を構成する
トランジスタの相互コンダクタントを調整し、利
得及びダイナミツクレンジを殆ど変化させること
なく周波数応答特性が制御できる。よつて、増幅
器の特性をDC的に遠隔ないしプログラム制御す
ることが可能であり、IC化増幅器の特性調整、
特にカスコンプ増幅器と一体に使用してその増幅
特性を調整する場合に好適である。従来の如く、
受動素子ないし、可変受動素子を使用する必要が
なくなるので、小型化、低廉化が可能である等の
顕著な効果を有する。
ランジスタ対の各トランジスタのベース・エミツ
タ間に負帰還関係で接続されたエミツタ結合トラ
ンジスタ対を含む緩衝段を介して入力信号を印加
し、この緩衝段のトランジスタ対のCDバイアス
電流を調整することにより差動増幅器を構成する
トランジスタの相互コンダクタントを調整し、利
得及びダイナミツクレンジを殆ど変化させること
なく周波数応答特性が制御できる。よつて、増幅
器の特性をDC的に遠隔ないしプログラム制御す
ることが可能であり、IC化増幅器の特性調整、
特にカスコンプ増幅器と一体に使用してその増幅
特性を調整する場合に好適である。従来の如く、
受動素子ないし、可変受動素子を使用する必要が
なくなるので、小型化、低廉化が可能である等の
顕著な効果を有する。
第１図は本発明の差動増幅器の一実施例の回路
図、第２図は本発明の差動増幅器をカスコンプ増
幅器に組込んだ場合の回路例である。 Q1，Q2……Q16は夫々トランジスタ、１２，１
４，３２及び３４は夫々定電流源、１６及び２０
夫々可変電流源、２４及び８０は夫々電流源制御
回路である。
図、第２図は本発明の差動増幅器をカスコンプ増
幅器に組込んだ場合の回路例である。 Q1，Q2……Q16は夫々トランジスタ、１２，１
４，３２及び３４は夫々定電流源、１６及び２０
夫々可変電流源、２４及び８０は夫々電流源制御
回路である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ エミツタが抵抗器を介して相互接続された第
１及び第２トランジスタと、 一方のトランジスタのベースに入力信号を受
け、他方のトランジスタのコレクタ及びベースが
上記第１トランジスタのベース及びエミツタに
夫々接続された第１エミツタ結合トランジスタ対
と、 一方のトランジスタのベースに入力信号を受
け、他方のトランジスタのコレクタ及びベースが
上記第２トランジスタのベース及びエミツタに
夫々接続された第２エミツタ結合トランジスタ対
と、 上記第１及び第２エミツタ結合トランジスタ対
の共通エミツタに夫々接続された１対の可変電流
手段とを具え、 該可変電流手段の電流を調整することにより上
記第１及び第２エミツタ結合トランジスタ対の相
互コンダクタンスを調整することを特徴とする差
動増幅器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US464287 | 1983-02-07 | ||
| US06/464,287 US4528515A (en) | 1983-02-07 | 1983-02-07 | High frequency differential amplifier with adjustable damping factor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59148415A JPS59148415A (ja) | 1984-08-25 |
| JPH0344448B2 true JPH0344448B2 (ja) | 1991-07-08 |
Family
ID=23843295
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59020703A Granted JPS59148415A (ja) | 1983-02-07 | 1984-02-07 | 差動増幅器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4528515A (ja) |
| EP (1) | EP0118166B1 (ja) |
| JP (1) | JPS59148415A (ja) |
| DE (1) | DE3463592D1 (ja) |
Families Citing this family (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61173506A (ja) * | 1985-01-28 | 1986-08-05 | Iwatsu Electric Co Ltd | 差動増幅器 |
| US4616189A (en) * | 1985-04-26 | 1986-10-07 | Triquint Semiconductor, Inc. | Gallium arsenide differential amplifier with closed loop bias stabilization |
| US4691174A (en) * | 1986-09-19 | 1987-09-01 | Tektronix, Inc. | Fast recovery amplifier |
| US4667146A (en) * | 1986-10-10 | 1987-05-19 | Tektronix, Inc. | Voltage-controlled push-pull current source |
| US4714896A (en) * | 1986-10-15 | 1987-12-22 | Tektronix, Inc. | Precision differential amplifier having fast overdrive recovery |
| JP2723228B2 (ja) * | 1987-07-16 | 1998-03-09 | 株式会社東芝 | 利得可変増幅回路 |
| US5111506A (en) * | 1989-03-02 | 1992-05-05 | Ensonig Corporation | Power efficient hearing aid |
| US4965529A (en) * | 1989-09-21 | 1990-10-23 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of Commerce | High current, very wide band transconductance amplifier |
| US5075636A (en) * | 1990-12-03 | 1991-12-24 | Tektronix, Inc. | Differential amplifier with fast overdrive recovery |
| GB2277843B (en) * | 1990-12-10 | 1995-02-15 | Sony Corp | Cascode circuits |
| US5191234A (en) * | 1990-12-10 | 1993-03-02 | Sony Corporation | Pulse signal generator and cascode differential amplifier |
| US5197102A (en) * | 1991-01-14 | 1993-03-23 | Peavey Electronics Corporation | Audio power amplifier system with frequency selective damping factor controls |
| SE468412B (sv) * | 1991-05-15 | 1993-01-11 | Ericsson Telefon Ab L M | Limiterande foerstaerkare |
| US5332928A (en) * | 1992-12-10 | 1994-07-26 | Threepenny Electronics Corporation | Battery drain reducer |
| US5392003A (en) * | 1993-08-09 | 1995-02-21 | Motorola, Inc. | Wide tuning range operational transconductance amplifiers |
| JPH0832406A (ja) * | 1994-05-12 | 1996-02-02 | Hitachi Ltd | 電圧制御フィルタ回路及び信号処理用半導体集積回路装置並びにそれを用いた信号読み取りシステム |
| GB2312579A (en) * | 1996-04-25 | 1997-10-29 | Plessey Semiconductors Ltd | A differential amplifier with I/P buffer differential amplifiers including current mirrors |
| US6051999A (en) * | 1998-01-14 | 2000-04-18 | Intel Corporation | Low voltage programmable complementary input stage sense amplifier |
| US7161752B1 (en) * | 2003-11-05 | 2007-01-09 | Marvell International Ltd. | Asymmetric compensation circuit |
| US6937071B1 (en) | 2004-03-16 | 2005-08-30 | Micrel, Incorporated | High frequency differential power amplifier |
| US7259628B2 (en) * | 2005-06-30 | 2007-08-21 | Silicon Laboratories Inc. | Signal dependent biasing scheme for an amplifier |
| RU2419199C1 (ru) * | 2010-03-17 | 2011-05-20 | Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Южно-Российский государственный университет экономики и сервиса" (ГОУ ВПО "ЮРГУЭС") | Драйвер дифференциальной линии связи |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4146844A (en) * | 1977-10-31 | 1979-03-27 | Tektronix, Inc. | Feed-forward amplifier |
| DE2755827A1 (de) * | 1977-12-15 | 1979-06-21 | Philips Patentverwaltung | Schaltungsanordnung mit einem durch eine steuergleichspannung veraenderbaren frequenzgang |
| CA1134463A (en) * | 1978-10-13 | 1982-10-26 | Kyoichi Murakami | Circuit for converting single-ended input signals to a pair of differential output signals |
| US4322688A (en) * | 1979-10-11 | 1982-03-30 | Tektronix, Inc. | Cascode feed-forward amplifier |
-
1983
- 1983-02-07 US US06/464,287 patent/US4528515A/en not_active Expired - Fee Related
-
1984
- 1984-01-12 EP EP84300189A patent/EP0118166B1/en not_active Expired
- 1984-01-12 DE DE8484300189T patent/DE3463592D1/de not_active Expired
- 1984-02-07 JP JP59020703A patent/JPS59148415A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3463592D1 (en) | 1987-06-11 |
| EP0118166B1 (en) | 1987-05-06 |
| US4528515A (en) | 1985-07-09 |
| EP0118166A1 (en) | 1984-09-12 |
| JPS59148415A (ja) | 1984-08-25 |
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