JPH0346077B2 - - Google Patents
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- JPH0346077B2 JPH0346077B2 JP59255818A JP25581884A JPH0346077B2 JP H0346077 B2 JPH0346077 B2 JP H0346077B2 JP 59255818 A JP59255818 A JP 59255818A JP 25581884 A JP25581884 A JP 25581884A JP H0346077 B2 JPH0346077 B2 JP H0346077B2
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- JP
- Japan
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- signal
- compression filter
- pulse compression
- sampled
- digital pulse
- Prior art date
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- 238000007906 compression Methods 0.000 claims description 41
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
- G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
- G01S7/28—Details of pulse systems
- G01S7/285—Receivers
- G01S7/288—Coherent receivers
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
- G01S13/06—Systems determining position data of a target
- G01S13/08—Systems for measuring distance only
- G01S13/10—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves
- G01S13/26—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave
- G01S13/28—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave with time compression of received pulses
- G01S13/282—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave with time compression of received pulses using a frequency modulated carrier wave
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、周波数変調された送信パルスを発生
して送信し、エコー信号を受信し、かつエコー信
号をサンプリングされデイジタル化された信号に
変換するよう構成配置したレーダ又はソーナ送受
信装置用のデイジタル・パルス圧縮フイルタに関
する。
して送信し、エコー信号を受信し、かつエコー信
号をサンプリングされデイジタル化された信号に
変換するよう構成配置したレーダ又はソーナ送受
信装置用のデイジタル・パルス圧縮フイルタに関
する。
種々のデイジタル・パルス圧縮フイルタが既知
である。米国特許第3680105号明細書には送信パ
ルスの複製を示す送信パルス複製信号の離散フー
リエ変換の共役複素数と、サンプリングされデイ
ジタル化されたエコー信号の離散フーリエ変換と
を乗算する周波数相関回路を使用し、乗算によつ
て得た積信号から離散フーリエ逆変換を介して圧
縮パルスを得るようにしたパルス圧縮フイルタが
記載されている。離散フーリエ変換に必要なエコ
ー信号の直交成分は直交検波により普通の態様で
得ることができる。送信パルス複製信号の直交成
分は１回の計算だけで算出する必要がある。米国
特許第4379295号明細書には、直交検波によつて
得たエコー信号の直交成分をサンプリングしデイ
ジタル化して高速フーリエ変換装置に供給し、
種々の周波数出力チヤンネルを介して供給される
信号にそれぞれ特定の遅延を付与し、これを合成
して圧縮パルスを形成するようにしたデイジタ
ル・パルス圧縮フイルタが記載されている。しか
しこれらのパルス圧縮フイルタは極めて複雑であ
る他、後者のパルス圧縮フイルタは送信パルスの
形に適切に適合することができない。本発明の目
的は、これら欠点を大幅に改善するデイジタル・
パルス圧縮フイルタを提供するにある。
である。米国特許第3680105号明細書には送信パ
ルスの複製を示す送信パルス複製信号の離散フー
リエ変換の共役複素数と、サンプリングされデイ
ジタル化されたエコー信号の離散フーリエ変換と
を乗算する周波数相関回路を使用し、乗算によつ
て得た積信号から離散フーリエ逆変換を介して圧
縮パルスを得るようにしたパルス圧縮フイルタが
記載されている。離散フーリエ変換に必要なエコ
ー信号の直交成分は直交検波により普通の態様で
得ることができる。送信パルス複製信号の直交成
分は１回の計算だけで算出する必要がある。米国
特許第4379295号明細書には、直交検波によつて
得たエコー信号の直交成分をサンプリングしデイ
ジタル化して高速フーリエ変換装置に供給し、
種々の周波数出力チヤンネルを介して供給される
信号にそれぞれ特定の遅延を付与し、これを合成
して圧縮パルスを形成するようにしたデイジタ
ル・パルス圧縮フイルタが記載されている。しか
しこれらのパルス圧縮フイルタは極めて複雑であ
る他、後者のパルス圧縮フイルタは送信パルスの
形に適切に適合することができない。本発明の目
的は、これら欠点を大幅に改善するデイジタル・
パルス圧縮フイルタを提供するにある。
本発明のデイジタル・パルス圧縮フイルタは、
サンプリング周波数fSを、サンプリングされデイ
ジタル化された信号の中心周波数fOの約４倍に等
しくし、かつサンプリングされデイジタル化され
た信号の帯域幅Δfの約２倍より大きくし、かつ
デイジタル・パルス圧縮フイルタが一方ではサン
プリングされたデイジタル化された信号により、
かつ他方では送信パルスの複製を示す送信パルス
複製信号により供給される時間相関回路を備え、
時間相関回路に供給されたこれら２つの形式の信
号の一方の形式の信号を、時間相関回路に供給さ
れた他方の形式の信号の直交成分と相関させて圧
縮パルスの直交成分を得るよう構成したことを特
徴とする。従つてデイジタル・パルス圧縮フイル
タに供給されるサンプリングされデイジタル化さ
れたエコー信号を送信パルス複製信号の直交成分
と相関させることができ、かつデイジタル・パル
ス圧縮フイルタに供給されるサンプリングされデ
イジタル化されたエコー信号の直交成分がデイジ
タル・パルス圧縮フイルタにおいて送信パルス複
製信号と共に得られる。
サンプリング周波数fSを、サンプリングされデイ
ジタル化された信号の中心周波数fOの約４倍に等
しくし、かつサンプリングされデイジタル化され
た信号の帯域幅Δfの約２倍より大きくし、かつ
デイジタル・パルス圧縮フイルタが一方ではサン
プリングされたデイジタル化された信号により、
かつ他方では送信パルスの複製を示す送信パルス
複製信号により供給される時間相関回路を備え、
時間相関回路に供給されたこれら２つの形式の信
号の一方の形式の信号を、時間相関回路に供給さ
れた他方の形式の信号の直交成分と相関させて圧
縮パルスの直交成分を得るよう構成したことを特
徴とする。従つてデイジタル・パルス圧縮フイル
タに供給されるサンプリングされデイジタル化さ
れたエコー信号を送信パルス複製信号の直交成分
と相関させることができ、かつデイジタル・パル
ス圧縮フイルタに供給されるサンプリングされデ
イジタル化されたエコー信号の直交成分がデイジ
タル・パルス圧縮フイルタにおいて送信パルス複
製信号と共に得られる。
後者の場合にはサンプリングされデイジタル化
されたエコー信号がその直交成分を発生するよう
にする必要がある。これを行わせるため、パルス
圧縮フイルタの一部を構成するヒルバート
（Hilbert）・フイルタを使用することができる。
ヒルバート・フイルタはこれらの信号の直交成分
を、サンプリングされデイジタル化されたエコー
信号に加える動作を行う。しかしこのようにして
得た信号の直交性は、非巡回FIR（有限インパル
スレスボンス）フイルタとして構成されるこのフ
イルタが非実用的な長さの遅延回路を備えていな
いと所望の精度を満足しない。このようにすると
初めて、互に結合されるヒルバート・フイルタの
通過帯域におけるリツプル値及び阻止帯域におけ
るリツプル値が充分小さくなり、加えられた成分
及び既存のリツプルを含まない成分がある範囲ま
で直交性となる。サンプリングされたデイジタル
化された信号はパルス圧縮フイルタの一部を構成
する２個のフイルタに加える方が良好である。こ
れら２個のフイルタは“Remez Exchange
Algorithm”（L.R.Rabiner及びG.Gold共著
“Theory and Application of Digital Signal
Processing”（Prentice Hall社1975年刊）§3.30
及びappendix，pp187〜204参照）によつて得ら
れるパルスレスポンスｈ（ｎ）を呈する低域通過
フイルタ特性を有する非巡回FIRフイルタから、
次の如くして得ることができる。このフイルタの
通過帯域が（ｋ−1/4）fSから（ｋ＋1/4）fSにわ
たり、かつ阻止帯域が（ｋ＋1/4）fSから（ｋ＋
３／４）fSにわたると仮定し、ここでｋ＝…，−２，
−１，０，１，２，…である。パルスレスポンス
に係数e1/2 jn〓を乗算することにより新たなパルス
レスポンスh′（ｎ）＝ｈ（ｎ）・e1/2 jn〓となり、従
つ
て周波数特性が推移されて、通過帯域の範囲が
kfSから（ｋ＋1/2）fSまでとなり、かつ阻止帯域
の範囲が（ｋ＋1/2）fSから（ｋ＋１）fSまでとな
る。新たなパルスレスポンスh′（ｎ）について、
ｎが偶数である場合の値はｎが奇数である場合の
値に対し直交する。従つて偶数及び奇数パルスレ
スポンスにより２つのフイルタが決定される。従
つて一方のフイルタのパルスレスポンスは…，
h′（−２），０，h′（０），０，h′(2)，０，h′(4)
，…
となり、他方のフイルタのパルスレスポンスは
…，h′（−３），０，h′（−１），０，h′(1)，０，
h′(3)，…となる。直交パルスレスポンスを有する
２個のフイルタを時間相関回路において合体する
ことにより一層好適な実施例が得られる。かかる
場合には時間相関回路は２個の非巡回FIRフイル
タで構成され、各フイルタはサンプリングされデ
イジタル化された信号を供給され、この信号を送
信パルス複製信号の２つの直交成分の一方と相関
させる。時間相関回路を構成する２個のフイルタ
を合成して単一の非巡回FIRフイルタを構成する
ようにすることもできる。
されたエコー信号がその直交成分を発生するよう
にする必要がある。これを行わせるため、パルス
圧縮フイルタの一部を構成するヒルバート
（Hilbert）・フイルタを使用することができる。
ヒルバート・フイルタはこれらの信号の直交成分
を、サンプリングされデイジタル化されたエコー
信号に加える動作を行う。しかしこのようにして
得た信号の直交性は、非巡回FIR（有限インパル
スレスボンス）フイルタとして構成されるこのフ
イルタが非実用的な長さの遅延回路を備えていな
いと所望の精度を満足しない。このようにすると
初めて、互に結合されるヒルバート・フイルタの
通過帯域におけるリツプル値及び阻止帯域におけ
るリツプル値が充分小さくなり、加えられた成分
及び既存のリツプルを含まない成分がある範囲ま
で直交性となる。サンプリングされたデイジタル
化された信号はパルス圧縮フイルタの一部を構成
する２個のフイルタに加える方が良好である。こ
れら２個のフイルタは“Remez Exchange
Algorithm”（L.R.Rabiner及びG.Gold共著
“Theory and Application of Digital Signal
Processing”（Prentice Hall社1975年刊）§3.30
及びappendix，pp187〜204参照）によつて得ら
れるパルスレスポンスｈ（ｎ）を呈する低域通過
フイルタ特性を有する非巡回FIRフイルタから、
次の如くして得ることができる。このフイルタの
通過帯域が（ｋ−1/4）fSから（ｋ＋1/4）fSにわ
たり、かつ阻止帯域が（ｋ＋1/4）fSから（ｋ＋
３／４）fSにわたると仮定し、ここでｋ＝…，−２，
−１，０，１，２，…である。パルスレスポンス
に係数e1/2 jn〓を乗算することにより新たなパルス
レスポンスh′（ｎ）＝ｈ（ｎ）・e1/2 jn〓となり、従
つ
て周波数特性が推移されて、通過帯域の範囲が
kfSから（ｋ＋1/2）fSまでとなり、かつ阻止帯域
の範囲が（ｋ＋1/2）fSから（ｋ＋１）fSまでとな
る。新たなパルスレスポンスh′（ｎ）について、
ｎが偶数である場合の値はｎが奇数である場合の
値に対し直交する。従つて偶数及び奇数パルスレ
スポンスにより２つのフイルタが決定される。従
つて一方のフイルタのパルスレスポンスは…，
h′（−２），０，h′（０），０，h′(2)，０，h′(4)
，…
となり、他方のフイルタのパルスレスポンスは
…，h′（−３），０，h′（−１），０，h′(1)，０，
h′(3)，…となる。直交パルスレスポンスを有する
２個のフイルタを時間相関回路において合体する
ことにより一層好適な実施例が得られる。かかる
場合には時間相関回路は２個の非巡回FIRフイル
タで構成され、各フイルタはサンプリングされデ
イジタル化された信号を供給され、この信号を送
信パルス複製信号の２つの直交成分の一方と相関
させる。時間相関回路を構成する２個のフイルタ
を合成して単一の非巡回FIRフイルタを構成する
ようにすることもできる。
次に図面につき本発明の実施例を説明する。
レーダ受信装置の一部を第１図に示してある。
中間周波数増幅器１及びこれに接続した帯域通過
フイルタ２からは、周波数変調され中間周波数変
換されたエコー信号が得られる。その場合この信
号の中心周波数はfIFであり、その帯域幅はΔfで
ある。この中間周波信号はサンプリング回路３に
おいてサンプリング周波数fSでサンプリングさ
れ、次いでアナログ・デイジタル・コンバータ４
においてデイジタル化される。サンプリング周波
数を適切に選定して、周波数変換が行われ、サン
プリングされデイジタル化された信号として中心
周波数f0＝1/4fSを有する信号が生ずるようにす
る。この信号の帯域幅ΔfについてはΔf1/2fSで
ある。アナログ・デイジタル・コンバータ４から
の信号はデイジタル・パルス圧縮フイルタ５に供
給する。このフイルタ５は送信パルスの複製を示
す送信パルス複製信号Ｒとの時間相関動作を行
い、圧縮されたパルスの直交成分Ｉ及びＱを送出
する。第２図はサンプリングされデイジタル化さ
れた信号の周波数特性を示し、中間周波信号のサ
ンプリング後に得られる基本周波数は周波数間隔
〔０，1/2fS〕内にある。
中間周波数増幅器１及びこれに接続した帯域通過
フイルタ２からは、周波数変調され中間周波数変
換されたエコー信号が得られる。その場合この信
号の中心周波数はfIFであり、その帯域幅はΔfで
ある。この中間周波信号はサンプリング回路３に
おいてサンプリング周波数fSでサンプリングさ
れ、次いでアナログ・デイジタル・コンバータ４
においてデイジタル化される。サンプリング周波
数を適切に選定して、周波数変換が行われ、サン
プリングされデイジタル化された信号として中心
周波数f0＝1/4fSを有する信号が生ずるようにす
る。この信号の帯域幅ΔfについてはΔf1/2fSで
ある。アナログ・デイジタル・コンバータ４から
の信号はデイジタル・パルス圧縮フイルタ５に供
給する。このフイルタ５は送信パルスの複製を示
す送信パルス複製信号Ｒとの時間相関動作を行
い、圧縮されたパルスの直交成分Ｉ及びＱを送出
する。第２図はサンプリングされデイジタル化さ
れた信号の周波数特性を示し、中間周波信号のサ
ンプリング後に得られる基本周波数は周波数間隔
〔０，1/2fS〕内にある。
第３図はパルス圧縮フイルタの実施例を示し、
本例はヒルバート・フイルタ６及び時間相関回路
７を備えている。このヒルバート・フイルタはフ
イルタ５の入力信号の直交成分を発生し、これに
よつて得た成分と、フイルタ５の入力信号を直接
供給した成分とを時間相関回路７において送信パ
ルス複製信号Ｒと相関させるようにする。第４図
はパルス圧縮フイルタの他の実施例を示し、本例
は相互直交パルスレスポンスを有する２個の非巡
回FIRフイルタ８及び９と、時間相関回路７とを
備えており、これら２個のフイルタを介して得た
直交成分を時間相関回路７において送信パルス複
製信号Ｒと相関させるようにする。ヒルバート・
フイルタを用いた場合に得られる結果と、直交パ
ルスレスポンスを有する２個のフイルタを用いた
場合に得られる結果とを第５Ａ〜５Ｆ図につき次
に対比して説明する。
本例はヒルバート・フイルタ６及び時間相関回路
７を備えている。このヒルバート・フイルタはフ
イルタ５の入力信号の直交成分を発生し、これに
よつて得た成分と、フイルタ５の入力信号を直接
供給した成分とを時間相関回路７において送信パ
ルス複製信号Ｒと相関させるようにする。第４図
はパルス圧縮フイルタの他の実施例を示し、本例
は相互直交パルスレスポンスを有する２個の非巡
回FIRフイルタ８及び９と、時間相関回路７とを
備えており、これら２個のフイルタを介して得た
直交成分を時間相関回路７において送信パルス複
製信号Ｒと相関させるようにする。ヒルバート・
フイルタを用いた場合に得られる結果と、直交パ
ルスレスポンスを有する２個のフイルタを用いた
場合に得られる結果とを第５Ａ〜５Ｆ図につき次
に対比して説明する。
第５Ａ図は信号ｆ（ｔ）からその直交成分ｇ
（ｔ）即ちｆ（ｔ）のヒルバート変換（但しｇ（ｔ）
＝ｆ（ｔ）＊（−１／πt））を得るために使用したデ イジタルフイルタの周波数間隔〔０，fS〕におけ
る理想的な振幅−周波数特性１０を示す。第５Ｂ
図はｆ（ｔ）＋jg（ｔ）信号の理想的な特性を示す。
理想的なヒルバート・フイルタは長さが無限であ
るが、実際に使用されるヒルバート・フイルタは
制限された遅延回路を有する非巡回FIRフイルタ
である。かかる場合にはフイルタの振幅−周波数
特性は第５Ｃ図において数字１２で示したように
なる。２つの周波数ｆ間隔〔０，1/2fS〕及び
〔1/2fS，fS〕においてはリツプルはフイルタにお
いて使用される遅延回路の長さに等しく、使用さ
れる遅延回路の長さに依存する。従つてｆ（ｔ）＋
jg（ｔ）信号に対する特性は第５Ｄ図に数字１３
で示したようになる。通過帯域及び阻止帯域にお
けるリツプルは同じである。リツプルが大きくな
る程、ｆ（ｔ）信号及びｇ（ｔ）信号相互の直交性
が低下する。ｆ（ｔ）及びｇ（ｔ）の一層良好な直
交性は直交パルスレスポンスを有する２個のフイ
ルタを使用することによつて得ることができる。
第５Ｅ図はこれらフイルタの振幅−周波数特性１
４及び１５を示す。これらのフイルタも非巡回
FIRフイルタで構成されるから、これらのフイル
タも遅延回路の長さに依存するリツプルを呈する
が、リツプルは周波数値1/4fS及び3/4fSの周りで
互に高い精度で適合させられて、ｆ（ｔ）＋jg（ｔ）
信号の特性が、第５Ｆ図において数字１６で示し
た如く、実際上リツプルを含まない阻止帯域を示
し、これはｆ（ｔ）及びｇ（ｔ）信号の間の相互直
交性が著しく良好であることを意味する。
（ｔ）即ちｆ（ｔ）のヒルバート変換（但しｇ（ｔ）
＝ｆ（ｔ）＊（−１／πt））を得るために使用したデ イジタルフイルタの周波数間隔〔０，fS〕におけ
る理想的な振幅−周波数特性１０を示す。第５Ｂ
図はｆ（ｔ）＋jg（ｔ）信号の理想的な特性を示す。
理想的なヒルバート・フイルタは長さが無限であ
るが、実際に使用されるヒルバート・フイルタは
制限された遅延回路を有する非巡回FIRフイルタ
である。かかる場合にはフイルタの振幅−周波数
特性は第５Ｃ図において数字１２で示したように
なる。２つの周波数ｆ間隔〔０，1/2fS〕及び
〔1/2fS，fS〕においてはリツプルはフイルタにお
いて使用される遅延回路の長さに等しく、使用さ
れる遅延回路の長さに依存する。従つてｆ（ｔ）＋
jg（ｔ）信号に対する特性は第５Ｄ図に数字１３
で示したようになる。通過帯域及び阻止帯域にお
けるリツプルは同じである。リツプルが大きくな
る程、ｆ（ｔ）信号及びｇ（ｔ）信号相互の直交性
が低下する。ｆ（ｔ）及びｇ（ｔ）の一層良好な直
交性は直交パルスレスポンスを有する２個のフイ
ルタを使用することによつて得ることができる。
第５Ｅ図はこれらフイルタの振幅−周波数特性１
４及び１５を示す。これらのフイルタも非巡回
FIRフイルタで構成されるから、これらのフイル
タも遅延回路の長さに依存するリツプルを呈する
が、リツプルは周波数値1/4fS及び3/4fSの周りで
互に高い精度で適合させられて、ｆ（ｔ）＋jg（ｔ）
信号の特性が、第５Ｆ図において数字１６で示し
た如く、実際上リツプルを含まない阻止帯域を示
し、これはｆ（ｔ）及びｇ（ｔ）信号の間の相互直
交性が著しく良好であることを意味する。
第６〜８図は本発明のパルス圧縮フイルタの３
つの実施例を詳細に示し、これらの実施例では入
力信号を送信パルス複製信号Ｒの２個の直交成分
IR，QRと相関させるようにする。送信パルス複製
信号自体と同様にIR及びQR成分は１回だけの計算
によつて確立することができるので、第６図の実
施例に示したようにパルス圧縮フイルタへ別々に
供給することができ、また第７及び８図の実施例
におけるように、パルス圧縮フイルタの一部を構
成する記憶装置に供給することができる。これら
の実施例では送信パルス複製信号Ｒの直交成分を
得るため別個にフイルタを必要とせず、パルス圧
縮フイルタは時間相関回路だけで構成されてい
る。この時間相関回路は２個の別個の非巡回FIR
フイルタで構成できるが、これら２個のフイルタ
を合成して単一の非巡回FIRフイルタを構成し、
２個のフイルタの動作を正しいタイミングで行わ
せるようにすると遥に有利である。従つて第６〜
８図に示した実施例ではパルス圧縮フイルタを単
一の非巡回FIRフイルタで構成している。
つの実施例を詳細に示し、これらの実施例では入
力信号を送信パルス複製信号Ｒの２個の直交成分
IR，QRと相関させるようにする。送信パルス複製
信号自体と同様にIR及びQR成分は１回だけの計算
によつて確立することができるので、第６図の実
施例に示したようにパルス圧縮フイルタへ別々に
供給することができ、また第７及び８図の実施例
におけるように、パルス圧縮フイルタの一部を構
成する記憶装置に供給することができる。これら
の実施例では送信パルス複製信号Ｒの直交成分を
得るため別個にフイルタを必要とせず、パルス圧
縮フイルタは時間相関回路だけで構成されてい
る。この時間相関回路は２個の別個の非巡回FIR
フイルタで構成できるが、これら２個のフイルタ
を合成して単一の非巡回FIRフイルタを構成し、
２個のフイルタの動作を正しいタイミングで行わ
せるようにすると遥に有利である。従つて第６〜
８図に示した実施例ではパルス圧縮フイルタを単
一の非巡回FIRフイルタで構成している。
第６図のパルス圧縮フイルタはＮ個の遅延素子
１７から成る遅延回路を備えている。この遅延回
路のＮ＋１個の各タツプは対応する乗算器１８に
接続する。各乗算器１８にはスイツチ１９を介し
て或るデイジタル数を供給する。これらデイジタ
ル数はIR成分の値又はQR成分の値を示す。スイツ
チ１９は遅延回路を通る信号のシフト周波数の２
倍の周波数、即ちレーダ又はソーナの送受信装置
に使用されるサンプリング周波数で動作される。
これは遅延素子のタツプにおけるすべての信号が
IR成分の値を示す数系列と、QR成分の値を示す数
系列の双方により乗算されるようにするためであ
る。かかる態様において２つの一連の積の値が１
個の遅延素子１７の遅延時間に対応する時間即ち
シフト周期において発生する。加算器２０は２つ
の一連の積の値から２つの和の値を発生する。２
分の１シフト周期及び１シフト周期後に発生する
各和の値は交互にレジスタ２１及び２２に供給す
る。これらのレジスタに格納された値は圧縮され
たパルスの２つの直交成分Ｉ及びＱを示す。
１７から成る遅延回路を備えている。この遅延回
路のＮ＋１個の各タツプは対応する乗算器１８に
接続する。各乗算器１８にはスイツチ１９を介し
て或るデイジタル数を供給する。これらデイジタ
ル数はIR成分の値又はQR成分の値を示す。スイツ
チ１９は遅延回路を通る信号のシフト周波数の２
倍の周波数、即ちレーダ又はソーナの送受信装置
に使用されるサンプリング周波数で動作される。
これは遅延素子のタツプにおけるすべての信号が
IR成分の値を示す数系列と、QR成分の値を示す数
系列の双方により乗算されるようにするためであ
る。かかる態様において２つの一連の積の値が１
個の遅延素子１７の遅延時間に対応する時間即ち
シフト周期において発生する。加算器２０は２つ
の一連の積の値から２つの和の値を発生する。２
分の１シフト周期及び１シフト周期後に発生する
各和の値は交互にレジスタ２１及び２２に供給す
る。これらのレジスタに格納された値は圧縮され
たパルスの２つの直交成分Ｉ及びＱを示す。
サンプリングし、デイジタル化してパルス圧縮
フイルタに供給すべき周波数変調信号は次式 Ａ（ｔ）＝A0sin〔2π∫（f0−1/2Δf＋Δfｔ／Ｔ）dt
〕 によつて表わすことができ、ここで周波数及び時
間の間の関係は直線性であると仮定し、かつ先に
定義した値f0及びΔfの他にはA0は定数であり、
Ｔはパルス持続時間である。パルスは周波数fS＝
4f0でサンプリングされ、かつパルス当りのサン
プルの総数はＮ＋１に等しく、一方、β＝Δf／2f0， ｔ＝ｋ／4f0及びＴ＝Ｎ／4f0であるから、信号サンプル Ａ(k)の振幅は次式 Ａ(k)＝A0sin2π｛1/4ｋ−1/4βk・Ｎ−ｋ／Ｎ｝ によつて表わすことができ、従つて信号サンプル
Ａ（Ｎ−ｋ）の振幅は次式 Ａ（Ｎ−ｋ）＝A0sin2π｛1/4Ｎ−1/4ｋ−1/4βk・
Ｎ−ｋ／Ｎ｝ によつて表わすことができる。これら２つの関係
式からＮが偶数の場合には Ａ（Ｎ−ｋ）＝（−１）1/2 N+kＡ(k) となる。Ｎを４で割切れるよう選定した場合には Ａ（Ｎ−ｋ）＝（−１）kＡ(k) となる。同様な関係は、周波数変調が時間につき
直線性でない場合にも得られるが、かかる場合に
は直線性からのずれを周波数f0に対し歪対称にす
る必要がある。後者の関係式は、第６図に示した
パルス圧縮フイルタの実施例を簡単化して第７図
に示した実施例を構成できることを示している。
第７図の実施例はＮ個の遅延素子１７から成る遅
延回路を備えている。ｋの値と共に増大する第ｋ
及びＮ−ｋ番目タツプ（但しｋ＝０，１，２，…
…1/2Ｎ−１）はそれぞれ加算器２３及び減算器
２４の入力端子に交互に接続する。加算器２３及
び減算器２４の出力端子は乗算器２５に接続す
る。第1/2Ｎ番目タツプは対応する乗算器に直接
接続する。加算器及び減算器の出力信号と乗算す
べきIR及びQRを形成するデイジタル数は既に乗算
器に永久的に組込まれているか、又は乗算器がこ
れらデイジタル数を格納する記憶装置を備えてい
る。従つて乗算器の個数が実際には第６図の実施
例における個数に対し半分になる。第７図の実施
例の動作は第６図の実施例と同じである。
フイルタに供給すべき周波数変調信号は次式 Ａ（ｔ）＝A0sin〔2π∫（f0−1/2Δf＋Δfｔ／Ｔ）dt
〕 によつて表わすことができ、ここで周波数及び時
間の間の関係は直線性であると仮定し、かつ先に
定義した値f0及びΔfの他にはA0は定数であり、
Ｔはパルス持続時間である。パルスは周波数fS＝
4f0でサンプリングされ、かつパルス当りのサン
プルの総数はＮ＋１に等しく、一方、β＝Δf／2f0， ｔ＝ｋ／4f0及びＴ＝Ｎ／4f0であるから、信号サンプル Ａ(k)の振幅は次式 Ａ(k)＝A0sin2π｛1/4ｋ−1/4βk・Ｎ−ｋ／Ｎ｝ によつて表わすことができ、従つて信号サンプル
Ａ（Ｎ−ｋ）の振幅は次式 Ａ（Ｎ−ｋ）＝A0sin2π｛1/4Ｎ−1/4ｋ−1/4βk・
Ｎ−ｋ／Ｎ｝ によつて表わすことができる。これら２つの関係
式からＮが偶数の場合には Ａ（Ｎ−ｋ）＝（−１）1/2 N+kＡ(k) となる。Ｎを４で割切れるよう選定した場合には Ａ（Ｎ−ｋ）＝（−１）kＡ(k) となる。同様な関係は、周波数変調が時間につき
直線性でない場合にも得られるが、かかる場合に
は直線性からのずれを周波数f0に対し歪対称にす
る必要がある。後者の関係式は、第６図に示した
パルス圧縮フイルタの実施例を簡単化して第７図
に示した実施例を構成できることを示している。
第７図の実施例はＮ個の遅延素子１７から成る遅
延回路を備えている。ｋの値と共に増大する第ｋ
及びＮ−ｋ番目タツプ（但しｋ＝０，１，２，…
…1/2Ｎ−１）はそれぞれ加算器２３及び減算器
２４の入力端子に交互に接続する。加算器２３及
び減算器２４の出力端子は乗算器２５に接続す
る。第1/2Ｎ番目タツプは対応する乗算器に直接
接続する。加算器及び減算器の出力信号と乗算す
べきIR及びQRを形成するデイジタル数は既に乗算
器に永久的に組込まれているか、又は乗算器がこ
れらデイジタル数を格納する記憶装置を備えてい
る。従つて乗算器の個数が実際には第６図の実施
例における個数に対し半分になる。第７図の実施
例の動作は第６図の実施例と同じである。
第８図の実施例では一層の簡単化が達成され
る。本例では遅延回路を、遅延素子２６及び２７
を含む２個の同時作動部で構成する。各作動部に
おける遅延素子の個数は1/2Ｎとなる。分割回路
２８により、加算された信号サンプル列を、シフ
トすべき２つの並列な信号サンプル列即ち信号サ
ンプル列A0，A2，A4，……及び信号サンプル列
A1，A3，A5，……（但しＡ（Ｎ−ｋ）＝（−１）kＡ
(k)に分割する。このように２つの別個の信号サン
プル列に分割することにより、第７図の実施例と
は異なつて、２個の遅延回路部のタツプから加算
器２９だけに信号を供給することが可能となる。
これにより第1/4Ｎ番目及び第（1/4Ｎ＋１）番目
の遅延素子の間にインバータ回路３０を挿入する
ことが必要になることは事実である。また信号サ
ンプル列を２つの別個の信号サンプル列に分割す
ることにより、Ｉ及びＱ成分が得られる周波数を
２分の１にすることができる。本実施例の動作は
第６及び７図の実施例と同じである。
る。本例では遅延回路を、遅延素子２６及び２７
を含む２個の同時作動部で構成する。各作動部に
おける遅延素子の個数は1/2Ｎとなる。分割回路
２８により、加算された信号サンプル列を、シフ
トすべき２つの並列な信号サンプル列即ち信号サ
ンプル列A0，A2，A4，……及び信号サンプル列
A1，A3，A5，……（但しＡ（Ｎ−ｋ）＝（−１）kＡ
(k)に分割する。このように２つの別個の信号サン
プル列に分割することにより、第７図の実施例と
は異なつて、２個の遅延回路部のタツプから加算
器２９だけに信号を供給することが可能となる。
これにより第1/4Ｎ番目及び第（1/4Ｎ＋１）番目
の遅延素子の間にインバータ回路３０を挿入する
ことが必要になることは事実である。また信号サ
ンプル列を２つの別個の信号サンプル列に分割す
ることにより、Ｉ及びＱ成分が得られる周波数を
２分の１にすることができる。本実施例の動作は
第６及び７図の実施例と同じである。
第１図はデイジタル・パルス圧縮フイルタを有
するレーダ受信装置の要部を示すブロツク図、第
２図は中間周波数変換後にサンプリングされた周
波数変調エコー信号の周波数特性を示す図、第３
図及び第４図は本発明によるデイジタル・パルス
圧縮フイルタの二例の概要を示すブロツク図、第
５Ａ〜５Ｆ図は第３及び４図の作動説明図、第６
〜８図は本発明のデイジタル・パルス圧縮フイル
タの３つの実施例を示すブロツク図である。 １……中間周波増幅器、２……帯域通過フイル
タ、３……サンプリング回路、４……アナログ・
デイジタル・コンバータ、５……デイジタル・パ
ルス圧縮フイルタ、６……ヒルバート・フイル
タ、７……時間相関回路、８，９……非巡回FIR
フイルタ、１７……遅延素子、１８……乗算器、
１９……スイツチ、２０……加算器、２１，２２
……レジスタ、２３……加算器、２４……減算
器、２５……乗算器、２６，２７……遅延素子、
２８……分割回路、２９……加算器、３０……イ
ンバータ回路。
するレーダ受信装置の要部を示すブロツク図、第
２図は中間周波数変換後にサンプリングされた周
波数変調エコー信号の周波数特性を示す図、第３
図及び第４図は本発明によるデイジタル・パルス
圧縮フイルタの二例の概要を示すブロツク図、第
５Ａ〜５Ｆ図は第３及び４図の作動説明図、第６
〜８図は本発明のデイジタル・パルス圧縮フイル
タの３つの実施例を示すブロツク図である。 １……中間周波増幅器、２……帯域通過フイル
タ、３……サンプリング回路、４……アナログ・
デイジタル・コンバータ、５……デイジタル・パ
ルス圧縮フイルタ、６……ヒルバート・フイル
タ、７……時間相関回路、８，９……非巡回FIR
フイルタ、１７……遅延素子、１８……乗算器、
１９……スイツチ、２０……加算器、２１，２２
……レジスタ、２３……加算器、２４……減算
器、２５……乗算器、２６，２７……遅延素子、
２８……分割回路、２９……加算器、３０……イ
ンバータ回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 周波数変調された送信パルスを発生して送信
し、エコー信号を受信し、かつエコー信号をサン
プリングされデイジタル化された信号に変換する
よう構成配置したレーダ又はソーナ送受信装置用
のデイジタル・パルス圧縮フイルタにおいて、サ
ンプリング周波数fsを、サンプリングされデイジ
タル化された信号の中心周波数fpの約４倍に等し
くし、かつサンプリングされデイジタル化された
信号の帯域幅Δfの約２倍より大きくし、かつデ
イジタル・パルス圧縮フイルタ５が一方ではサン
プリングされデイジタル化された信号により、他
方では送信パルスの複製を示す送信パルス複製信
号により供給される時間相関回路７を具え、時間
相関回路７に供給されたこれら２つの形式の信号
の一方の形式の信号を、時間相関回路７に供給さ
れた他方の形式の信号の直交成分と相関させて圧
縮パルスの直交成分を得るよう構成したことを特
徴とするデイジタル・パルス圧縮フイルタ。 ２ ヒルバート・フイルタ６を設けてサンプリン
グされデイジタル化された信号の直交成分を求
め、前記直交成分を送信パルス複製信号と比較す
ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
デイジタル・パルスフイルタ。 ３ 直交パルス・レスポンスを有する２個のフイ
ルタ８，９を設けて、サンプリングされデイジタ
ル化された信号の直交成分を求め、前記直交成分
を送信パルス複製信号と相関させることを特徴と
する特許請求の範囲第１項記載のデイジタル・パ
ルス圧縮フイルタ。 ４ 時間相関回路７を２個の非巡回FIRフイルタ
で構成し、これら非巡回FIRフイルタの各々がサ
ンプリングされデイジタル化された信号を受信
し、かつサンプリングされデイジタル化された信
号を送信パルス複製信号の２つの直交成分の一方
と相関させることを特徴とする特許請求の範囲第
１項記載のデイジタル・パルス圧縮フイルタ。 ５ 時間相関回路７を構成する前記２個のフイル
タを合体して単一の非巡回FIRフイルタを構成す
ることを特徴とする特許請求の範囲第４項記載デ
イジタル・パルス圧縮フイルタ。 ６ 前記の単一非巡回FIRフイルタの一部を構成
する遅延回路がＮ個の遅延素子１７から成る特許
請求の範囲第５項記載のデイジタル・パルス圧縮
フイルタにおいて、前記の遅延回路のＮ＋１個の
タツプをそれぞれ対応する乗算器１８に結合し
て、遅延回路に供給された信号に、送信パルス複
製信号の一方の成分によつて決まる値と、送信パ
ルス複製信号の他方の成分によつて決まる値を交
互に乗算して、乗算器の加算された出力信号が圧
縮されたパルスの直交成分の一方を交互に示すよ
うにする特許請求の範囲第５項記載のデイジタ
ル・パルス圧縮フイルタ。 ７ ｋ個の値と共に増大する第ｋ及びＮ−ｋ番目
のタツプ（ｋ＝０，１，２，…，（1/2）Ｎ）を加
算器２３及び減算器２４の入力端子に交互に接続
し、加算器２３及び減算器２４の出力端子の各々
を対応する乗算器２５の入力端子に接続する一
方、第（1/2）Ｎ番目のタツプを対応する乗算器
２５に直接接続することを特徴とする特許請求の
範囲第６項記載のデイジタル・パルス圧縮フイル
タ。 ８ 遅延回路を２個の同時動作部で構成し、その
第１及び第２同時動作部の両方を（1/2）Ｎ個の
遅延素子で構成し、第２同時動作部が第（1/4）
Ｎ番目及び第（（1/4）Ｎ＋１）番目の遅延素子の
間に挿入されたインバータ回路３０を具え、第１
及び第２同時動作部の第ｋ番目及び第（1/2）Ｎ
−ｋ番目のタツプ（ｋ＝０，１，２，…，（1/4）
Ｎ−１）を加算器２９の入力端子に接続し、加算
器２９の各出力端子を対応する乗算器２５の入力
端子にそれぞれ接続する一方、第１同時動作部の
第（1/4）Ｎ番目のタツプを対応する乗算器２５
に直接接続することを特徴とする特許請求の範囲
第６項記載のデイジタル・パルス圧縮フイルタ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL8304210 | 1983-12-07 | ||
| NL8304210A NL8304210A (nl) | 1983-12-07 | 1983-12-07 | Digitaal impulscompressiefilter. |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60200185A JPS60200185A (ja) | 1985-10-09 |
| JPH0346077B2 true JPH0346077B2 (ja) | 1991-07-15 |
Family
ID=19842844
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59255818A Granted JPS60200185A (ja) | 1983-12-07 | 1984-12-05 | デイジタル・パルス圧縮フイルタ |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4673941A (ja) |
| EP (1) | EP0145056B1 (ja) |
| JP (1) | JPS60200185A (ja) |
| CA (1) | CA1208307A (ja) |
| DE (1) | DE3476923D1 (ja) |
| NL (1) | NL8304210A (ja) |
Families Citing this family (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2714481B1 (fr) | 1985-01-08 | 1996-02-23 | Thomson Csf | Procédé de démodulation amplitude phase d'un signal de réception radar et dispositif permettant de mettre en Óoeuvre un tel procédé. |
| US4768156A (en) * | 1986-05-06 | 1988-08-30 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Imaging system |
| EP0472024A3 (en) * | 1990-08-24 | 1992-08-19 | Siemens Aktiengesellschaft | Pulse radar system |
| FR2691812B1 (fr) * | 1992-05-29 | 1994-09-02 | Geophysique Cie Gle | Procédé de traitement de signaux pour prospection géophysique exploitant un opérateur d'extrapolation d'un champ d'onde perfectionné. |
| GB9927462D0 (en) * | 1999-11-22 | 2000-01-19 | Systems Engineering & Assessme | Signal processing apparatus |
| US7443337B2 (en) * | 2006-09-25 | 2008-10-28 | Aai Corporation | Synthesizing arbitrary waveforms using convolution processors |
| CN101776747B (zh) * | 2010-01-15 | 2012-07-18 | 山东大学 | 基于自适应重采样的雷达信号压缩方法 |
| US9363068B2 (en) | 2010-08-03 | 2016-06-07 | Intel Corporation | Vector processor having instruction set with sliding window non-linear convolutional function |
| WO2013063440A1 (en) | 2011-10-27 | 2013-05-02 | Lsi Corporation | Vector processor having instruction set with vector convolution funciton for fir filtering |
| RU2012102842A (ru) | 2012-01-27 | 2013-08-10 | ЭлЭсАй Корпорейшн | Инкрементное обнаружение преамбулы |
| PL222895B1 (pl) * | 2013-02-07 | 2016-09-30 | Bumar Elektronika Spółka Akcyjna | Sposób i układ kompresji sygnału radarowego |
| US9507017B2 (en) * | 2013-03-15 | 2016-11-29 | Src, Inc. | Simultaneous multi-frequency signal processing method |
| US9923595B2 (en) | 2013-04-17 | 2018-03-20 | Intel Corporation | Digital predistortion for dual-band power amplifiers |
| US10677901B2 (en) * | 2016-04-08 | 2020-06-09 | Samsung Medison Co., Ltd. | Ultrasound diagnosis apparatus and method of operating the ultrasound diagnosis apparatus |
| WO2022187357A1 (en) | 2021-03-04 | 2022-09-09 | Deepsight Technology, Inc. | Acoustic imaging and measurements using windowed nonlinear frequency modulation chirp |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3156914A (en) * | 1960-04-29 | 1964-11-10 | Raytheon Co | Transmission and reception of radar signals |
| FR1287403A (fr) * | 1960-12-30 | 1962-03-16 | Snecma | Dispositif d'élaboration et d'exploitation de signaux et son application aux radarsà grande portée |
| DE1247421B (de) * | 1964-10-17 | 1967-08-17 | Telefunken Patent | Verfahren zur Impulskompression von Radarimpulsen und Anordnung zur Durchfuehrung des Verfahrens |
| US4028700A (en) * | 1972-11-16 | 1977-06-07 | Raytheon Company | Pulse compression radar and method of operating such a radar |
| FR2374651A1 (fr) * | 1976-12-16 | 1978-07-13 | Labo Cent Telecommunicat | Dispositif d'elimination des lobes secondaires d'auto-correlation d'un signal continu periodique code en phase |
| SE426010B (sv) * | 1981-03-20 | 1982-12-06 | Bert Persson | Sett for bekempning av skadeinsekter |
| US4416016A (en) * | 1981-06-11 | 1983-11-15 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Differential phase shift keyed receiver |
| US4566010A (en) * | 1982-04-28 | 1986-01-21 | Raytheon Company | Processing arrangement for pulse compression radar |
| US4591857A (en) * | 1983-07-11 | 1986-05-27 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | Programmable LFM signal processor |
-
1983
- 1983-12-07 NL NL8304210A patent/NL8304210A/nl not_active Application Discontinuation
-
1984
- 1984-11-08 DE DE8484201607T patent/DE3476923D1/de not_active Expired
- 1984-11-08 EP EP84201607A patent/EP0145056B1/en not_active Expired
- 1984-11-19 US US06/672,517 patent/US4673941A/en not_active Expired - Fee Related
- 1984-11-20 CA CA000468210A patent/CA1208307A/en not_active Expired
- 1984-12-05 JP JP59255818A patent/JPS60200185A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0145056A3 (en) | 1985-07-24 |
| EP0145056B1 (en) | 1989-03-01 |
| US4673941A (en) | 1987-06-16 |
| NL8304210A (nl) | 1985-07-01 |
| JPS60200185A (ja) | 1985-10-09 |
| EP0145056A2 (en) | 1985-06-19 |
| DE3476923D1 (en) | 1989-04-06 |
| CA1208307A (en) | 1986-07-22 |
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