JPH0347022B2 - - Google Patents
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- JPH0347022B2 JPH0347022B2 JP60207401A JP20740185A JPH0347022B2 JP H0347022 B2 JPH0347022 B2 JP H0347022B2 JP 60207401 A JP60207401 A JP 60207401A JP 20740185 A JP20740185 A JP 20740185A JP H0347022 B2 JPH0347022 B2 JP H0347022B2
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- radio
- signal
- interference
- intermediate frequency
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B17/00—Monitoring; Testing
- H04B17/30—Monitoring; Testing of propagation channels
- H04B17/309—Measuring or estimating channel quality parameters
- H04B17/345—Interference values
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Quality & Reliability (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は電波干渉検出方式に関し、一層詳細に
はFM波を使用した無線機で電波干渉により現れ
る振幅成分を検出して電波干渉量を検出する電波
干渉検出方式に関する。
はFM波を使用した無線機で電波干渉により現れ
る振幅成分を検出して電波干渉量を検出する電波
干渉検出方式に関する。
自動車電話システム、携帯電話システム等マル
チチヤンネル移動通信システムを利用する場合に
おいて、電波干渉により通話品質が劣化すると正
確な音声情報が伝達されない。このような状況下
ではチヤンネル切替により電波干渉を回避するこ
とが望まれるが当該チヤンネル切替等を行わせる
ためには、予め、電波干渉量を正確に計測するこ
とが望まれる。
チチヤンネル移動通信システムを利用する場合に
おいて、電波干渉により通話品質が劣化すると正
確な音声情報が伝達されない。このような状況下
ではチヤンネル切替により電波干渉を回避するこ
とが望まれるが当該チヤンネル切替等を行わせる
ためには、予め、電波干渉量を正確に計測するこ
とが望まれる。
従来宜術に係る電波干渉方式では振幅成分検出
電圧をサンプリングし、演算処理により微少時間
の検出電力（検出電圧の２乗）変化から本波と干
渉波との電力積を求めると同時に検出平均電力か
ら本波と干渉波の電力和を求め、さらに、演算処
処理により本波電力と干渉電力との比、すなわ
ち、電波干渉量を求めている。これは1983年に開
催されたNTT国際シンポジウムにおいて明らか
にされた大容量移動通信方式に詳細に説明されて
いる。
電圧をサンプリングし、演算処理により微少時間
の検出電力（検出電圧の２乗）変化から本波と干
渉波との電力積を求めると同時に検出平均電力か
ら本波と干渉波の電力和を求め、さらに、演算処
処理により本波電力と干渉電力との比、すなわ
ち、電波干渉量を求めている。これは1983年に開
催されたNTT国際シンポジウムにおいて明らか
にされた大容量移動通信方式に詳細に説明されて
いる。
この電波干渉検出方式において、先ず、電波干
渉による振幅変動成分の発生原理を第１図によつ
て説明する。
渉による振幅変動成分の発生原理を第１図によつ
て説明する。
第１図において、参照符号D〓はFMの希望波ベ
クトルを示し、参照符号U〓はFMの妨害波ベクト
ルを示し、さらに、参照符号R〓はFMの受信波ベ
クトルを示している。
クトルを示し、参照符号U〓はFMの妨害波ベクト
ルを示し、さらに、参照符号R〓はFMの受信波ベ
クトルを示している。
第１図からも明らかなように、希望波D〓と妨害
波U〓の周波数が僅かに異なる場合、合成波R〓の振
幅は希望波D〓と妨害波U〓の周波数差に伴つた早さ
で振幅変動する。すなわち振幅変調を受けること
になり、振幅変調成分が発生する。従つて、振幅
変動量を計測することによつて電波干渉比率
（D〓／U〓）を求めることが可能となる。参考のた
めに、第２図に電波干渉比率（D〓／U〓）に対する
振幅変動幅の関係の一例を示しておく。
波U〓の周波数が僅かに異なる場合、合成波R〓の振
幅は希望波D〓と妨害波U〓の周波数差に伴つた早さ
で振幅変動する。すなわち振幅変調を受けること
になり、振幅変調成分が発生する。従つて、振幅
変動量を計測することによつて電波干渉比率
（D〓／U〓）を求めることが可能となる。参考のた
めに、第２図に電波干渉比率（D〓／U〓）に対する
振幅変動幅の関係の一例を示しておく。
一方、FM受信機では、中間周波フイルタが有
するFM−AM変換特性により、FM変調信号を
通過させ、これによつて振幅成分が発生する。こ
れは、特に、通過信号周波数が中間周波フイルタ
の中心周波数からずれることによりFM−AM変
換が顕著に現れる。
するFM−AM変換特性により、FM変調信号を
通過させ、これによつて振幅成分が発生する。こ
れは、特に、通過信号周波数が中間周波フイルタ
の中心周波数からずれることによりFM−AM変
換が顕著に現れる。
すなわち、詳細に説明すれば、FM受信機にお
いて、中間周波フイルタ等の周波数帯域制限フイ
ルタの通過域特性は平坦ではなく、特に遅延時間
特性が平坦な特性を有するフイルタでは通過域特
性は略２乗特性を有する。従つて、FM変調波が
周波数帯域制限フイルタにより振幅変換されるこ
とになる。このため、振幅変動量を計測して電波
干渉量を求める電波干渉検出方式において、計測
誤差が顕著になる不都合が露呈する。
いて、中間周波フイルタ等の周波数帯域制限フイ
ルタの通過域特性は平坦ではなく、特に遅延時間
特性が平坦な特性を有するフイルタでは通過域特
性は略２乗特性を有する。従つて、FM変調波が
周波数帯域制限フイルタにより振幅変換されるこ
とになる。このため、振幅変動量を計測して電波
干渉量を求める電波干渉検出方式において、計測
誤差が顕著になる不都合が露呈する。
本発明は前記の不都合を克服するためになされ
たものであつて、振幅成分検出信号からFM−
AM変換による信号分を除去することにより、振
幅成分検出信号を介して正確に電波干渉量を検出
することが可能な電波干渉検出方式を提供するこ
とを目的とする。また、サンプリングによる場合
も同様に、サンプリング出力からFM−AM変換
による信号分による誤差を除去し、これにより正
確な電波干渉量を検出することが可能な電波干渉
検出方式を提供することを目的とする。
たものであつて、振幅成分検出信号からFM−
AM変換による信号分を除去することにより、振
幅成分検出信号を介して正確に電波干渉量を検出
することが可能な電波干渉検出方式を提供するこ
とを目的とする。また、サンプリングによる場合
も同様に、サンプリング出力からFM−AM変換
による信号分による誤差を除去し、これにより正
確な電波干渉量を検出することが可能な電波干渉
検出方式を提供することを目的とする。
前記の目的を達成するために、本発明はFM無
線機における電波干渉により生ずる振幅変動成分
を検出することにより電波干渉量を検出する電波
干渉検出方法において、 中間周波フイルタの出力をリミツタを通した
後、FM復調し、該FM復調信号を２乗した信号
と前記中間周波フイルタの出力を対数検波器で検
波した信号とを加算し、この加算した出力の振幅
変動成分を検出するようにすることにより、該中
間周波フイルタのFM−AM変換特性による影響
を除去することを特徴とする。
線機における電波干渉により生ずる振幅変動成分
を検出することにより電波干渉量を検出する電波
干渉検出方法において、 中間周波フイルタの出力をリミツタを通した
後、FM復調し、該FM復調信号を２乗した信号
と前記中間周波フイルタの出力を対数検波器で検
波した信号とを加算し、この加算した出力の振幅
変動成分を検出するようにすることにより、該中
間周波フイルタのFM−AM変換特性による影響
を除去することを特徴とする。
さらにまた、本発明はFM無線機における電波
干渉により生ずる振幅変動成分を検出することに
より電波干渉量を検出する電波干渉検出装置にお
いて、 アンテナから受信した電波の周波数を変換する
周波数変換回路と、 前記周波数変換回路の出力信号をろ波する中間
周波フイルタと、 前記中間周波フイルタの出力信号を検波する対
数検波器および振幅制御するリミツタ増幅器と、 前記リミツタ増幅器の出力信号を復調するFM
復調器と、 前記FM復調器の出力信号を２乗する２乗回路
と、 前記対数検波器の出力信号と前記２乗回路の出
力信号とを加算する加算回路と、 前記加算回路出力信号をろ波するバイパスフイ
ルタ（H.P.F）と、 前記H.P.F出力信号を検出するレベル検波器と
からなることを特徴とする。
干渉により生ずる振幅変動成分を検出することに
より電波干渉量を検出する電波干渉検出装置にお
いて、 アンテナから受信した電波の周波数を変換する
周波数変換回路と、 前記周波数変換回路の出力信号をろ波する中間
周波フイルタと、 前記中間周波フイルタの出力信号を検波する対
数検波器および振幅制御するリミツタ増幅器と、 前記リミツタ増幅器の出力信号を復調するFM
復調器と、 前記FM復調器の出力信号を２乗する２乗回路
と、 前記対数検波器の出力信号と前記２乗回路の出
力信号とを加算する加算回路と、 前記加算回路出力信号をろ波するバイパスフイ
ルタ（H.P.F）と、 前記H.P.F出力信号を検出するレベル検波器と
からなることを特徴とする。
これによつて、FM復調信号を２乗した信号と
振幅変動成分とを加算した出力中にはFM−AM
変換により生じた振幅変動成分は打消されて存在
しなくなり、加算出力の振幅変動成分は電波干渉
によるものとなつて、FM−AM変換による電波
干渉検出誤差が軽減される効果が得られる。
振幅変動成分とを加算した出力中にはFM−AM
変換により生じた振幅変動成分は打消されて存在
しなくなり、加算出力の振幅変動成分は電波干渉
によるものとなつて、FM−AM変換による電波
干渉検出誤差が軽減される効果が得られる。
次に、本発明に係る電波干渉検出方式につい
て、それを実施する装置との関係において好適な
実施例を挙げ、添付の図面を参照しながら以下詳
細に説明する。
て、それを実施する装置との関係において好適な
実施例を挙げ、添付の図面を参照しながら以下詳
細に説明する。
第３図は本発明に係る電波干渉検出方式を実施
するためのブロツク回路図であり、図中、参照番
号１０はFMアンテナを示し、このFMアンテナ
１０の出力側はFM受信機１２、特に、チユーナ
ー部に接続されている。実質的にこのFM受信機
１２は前記FMアンテナ１０の出力側に接続され
る周波数変換回路１４と、この周波数変換回路１
４の出力側に接続される中間周波フイルタ１６
と、前記中間周波フイルタ１６の出力側に並列に
接続されるリミツタ増幅器１８と対数検波器２
０、および前記リミツタ増幅器１８の出力側に接
続されるFM復調器２２を含む。対数検波器２０
の出力側は、この場合、加算回路２４の一方の入
力端子に接続され、一方、前記加算回路２４の他
方の入力端子には前記FM復調器２２に接続され
る２乗回路２６の出力側が接続する。そして、前
記加算回路２４の出力側はハイパスフイルタ２８
を介してレベル検波器３０に接続されている。
するためのブロツク回路図であり、図中、参照番
号１０はFMアンテナを示し、このFMアンテナ
１０の出力側はFM受信機１２、特に、チユーナ
ー部に接続されている。実質的にこのFM受信機
１２は前記FMアンテナ１０の出力側に接続され
る周波数変換回路１４と、この周波数変換回路１
４の出力側に接続される中間周波フイルタ１６
と、前記中間周波フイルタ１６の出力側に並列に
接続されるリミツタ増幅器１８と対数検波器２
０、および前記リミツタ増幅器１８の出力側に接
続されるFM復調器２２を含む。対数検波器２０
の出力側は、この場合、加算回路２４の一方の入
力端子に接続され、一方、前記加算回路２４の他
方の入力端子には前記FM復調器２２に接続され
る２乗回路２６の出力側が接続する。そして、前
記加算回路２４の出力側はハイパスフイルタ２８
を介してレベル検波器３０に接続されている。
以上のような構成において、アンテナ１０から
の出力は周波数変換回路１４に供給されて中間周
波信号に変換される。周波数変換回路１４によつ
て変換された中間周波信号はリミツタ増幅器１８
および対数検波器２０に供給され、前記リミツタ
増幅器１８により振幅制限された中間周波信号は
FM復調器２２に供給されてFM復調する。FM
復調器２２の復調出力信号は２乗回路２６に供給
されて２乗され、さらに前記２乗回路２６の出力
と対数検波器２０の出力信号とは加算回路２４に
供給されて加算される。加算回路２４の加算出力
はハイパスフイルタ２８を介してレベル検波器３
０に供給され、ハイパスフイルタ２８の出力を検
波することになる。
の出力は周波数変換回路１４に供給されて中間周
波信号に変換される。周波数変換回路１４によつ
て変換された中間周波信号はリミツタ増幅器１８
および対数検波器２０に供給され、前記リミツタ
増幅器１８により振幅制限された中間周波信号は
FM復調器２２に供給されてFM復調する。FM
復調器２２の復調出力信号は２乗回路２６に供給
されて２乗され、さらに前記２乗回路２６の出力
と対数検波器２０の出力信号とは加算回路２４に
供給されて加算される。加算回路２４の加算出力
はハイパスフイルタ２８を介してレベル検波器３
０に供給され、ハイパスフイルタ２８の出力を検
波することになる。
ここで前記した中間周波フイルタ１６の振幅特
性は、第４図において、参照符号ａで示すような
２乗特性を有し、一方、FM復調器２２のFM復
調特性は、第４図において、参照符号ｂで示すよ
うになる。また、対数検波器２０の振幅検波特性
は、第４図において、参照符号ｃに示すようにな
り、さらに、２乗回路２６の入出力特性は、第４
図において、参照符号ｄに示すようになる。
性は、第４図において、参照符号ａで示すような
２乗特性を有し、一方、FM復調器２２のFM復
調特性は、第４図において、参照符号ｂで示すよ
うになる。また、対数検波器２０の振幅検波特性
は、第４図において、参照符号ｃに示すようにな
り、さらに、２乗回路２６の入出力特性は、第４
図において、参照符号ｄに示すようになる。
そこで、今、周波数変換回路１４から出力され
た中間周波信号fn（ｔ）の波形は第４図ｅに示す
ようになり、中間周波フイルタ１６の通過域の中
心周波数より（＋）側に、例えば、1KHzずれて
いる。第４図において参照符号ｅに示す波形の中
間周波信号fn（ｔ）は中間周波フイルタ１６の
FM−AM変換特性によつて変換され、前記変換
された信号Ｒ（ｔ）は、第４図において、参照符
号ｆに示すようになる。第４図において、参照符
号ｆに示す出力は対数検波器２０によつて振幅検
波される。前記対数検波器２０の出力信号Ｌ（ｔ）
の波形は、第４図において、参照符号ｇに示すよ
うになる。
た中間周波信号fn（ｔ）の波形は第４図ｅに示す
ようになり、中間周波フイルタ１６の通過域の中
心周波数より（＋）側に、例えば、1KHzずれて
いる。第４図において参照符号ｅに示す波形の中
間周波信号fn（ｔ）は中間周波フイルタ１６の
FM−AM変換特性によつて変換され、前記変換
された信号Ｒ（ｔ）は、第４図において、参照符
号ｆに示すようになる。第４図において、参照符
号ｆに示す出力は対数検波器２０によつて振幅検
波される。前記対数検波器２０の出力信号Ｌ（ｔ）
の波形は、第４図において、参照符号ｇに示すよ
うになる。
そこで、対数検波器２０の出力Ｌ（ｔ）は次式
で示される。
で示される。
Ｌ(t)＝ａ・Ｒ(t)≒−a′〔fn(t)−f0〕2 …(1)
ここで、ａ，a′は正の比例定数、f0は中間周波
フイルタの通過域の中心周波数である。
フイルタの通過域の中心周波数である。
一方、中間周波数信号fn(t)は中間周波フイルタ
１６を通過することによつて周波数信号としては
殆ど変化せず、リミツタ増幅器１８によつて振幅
制限され、FM復調器２２によつてFM復調され
る。このFM復調器２２の復調出力AF(t)は、第
４図において、参照符号ｈに示すようになる。そ
して、前記復調出力AF(t)は２乗回路２６によつ
て２乗され、この２乗回路２６の出力SQ(t)は、
第４図において、参照符号ｉに示すようになる。
１６を通過することによつて周波数信号としては
殆ど変化せず、リミツタ増幅器１８によつて振幅
制限され、FM復調器２２によつてFM復調され
る。このFM復調器２２の復調出力AF(t)は、第
４図において、参照符号ｈに示すようになる。そ
して、前記復調出力AF(t)は２乗回路２６によつ
て２乗され、この２乗回路２６の出力SQ(t)は、
第４図において、参照符号ｉに示すようになる。
この場合、前記２乗回路２６の出力SQ(t)は次
式のようになる。
式のようになる。
SQ(t)＝ｂ〔AF(t)〕2
＝b′〔fn(t)−f0〕2 …(2)
ここで、ｂ，b′は正の比例定数を示す。
次に、加算回路２４において第(1)式の対数検波
器２０の出力Ｌ(t)と第(2)式の２乗回路２６の出
力SQ(t)とがa′＝b′として電圧加算される。
器２０の出力Ｌ(t)と第(2)式の２乗回路２６の出
力SQ(t)とがa′＝b′として電圧加算される。
従つて、前記加算回路２４において、中間周波
フイルタ１６を通過したことによるAM変動分は
打消されることになる。
フイルタ１６を通過したことによるAM変動分は
打消されることになる。
一方、希望波D〓と妨害波U〓による干渉の場合に
は D〓＝dsinω0t …(3) U〓＝usinω1t …(4) ｄ，ｕは比例定数、ω0およびω1は夫々希望波
D〓の角速度および妨害波U〓の角速度である。ここ
で、ｄ＞ｕとする。
は D〓＝dsinω0t …(3) U〓＝usinω1t …(4) ｄ，ｕは比例定数、ω0およびω1は夫々希望波
D〓の角速度および妨害波U〓の角速度である。ここ
で、ｄ＞ｕとする。
この結果、合成受信波R〓は
R〓＝D〓＋U〓＝dsinω0t＋usinω1t
＝ｒ(t)sin〔ω0t＋φ(t)〕 …(5)
ここで、
ｒ(t)＝√2＋2＋2o …(6)
φ(t)＝sin-1usinωoｔ／ｒ（ｔ） …(7)
ωo＝ω1−ω0 …(8)
となる。
今、ｄ>>ｕとすると
ｒ(t)≒ｄ（１＋ｕ／ｄcosωoｔ） …(9)
φ(t)≒ｕ／ｄsinωoｔ …(10)
となり、位相偏移信号φ(t)を周波数偏移信号fo(t)
に直すと、 fo(t)＝dφ（ｔ）／dt≒uωo／ｄcosωoｔ…(11) となる。
に直すと、 fo(t)＝dφ（ｔ）／dt≒uωo／ｄcosωoｔ…(11) となる。
振幅変動成分Ｙ(t)を対数検波器２０で検波し
た検波出力Lo(t)は Lo(t)≒Ｋｕ／ｄcosωoｔ …(12) となる。
た検波出力Lo(t)は Lo(t)≒Ｋｕ／ｄcosωoｔ …(12) となる。
そこで、前記検波出力Lo(t)を加算回路２４に
供給してFM復調出力を２乗した２乗回路２６の
出力と加算し、ハイパスフイルタ２８を通してレ
ベル検波器３０によつて検波し、そのレベルが検
出される。
供給してFM復調出力を２乗した２乗回路２６の
出力と加算し、ハイパスフイルタ２８を通してレ
ベル検波器３０によつて検波し、そのレベルが検
出される。
ところで、周波数偏移信号fo(t)に変換された
FM信号でも、中間周波信号fn(t)の場合と同様
に、中間周波フイルタ１６によつてFM−AM変
換により振幅変動成分が生ずる。しかし、前記の
中間周波信号の場合と同様に、FM復調信号を２
乗した２乗回路２６の出力を加算回路２４によつ
て対数検波器２０の出力と計数加算することによ
り、生成された振幅変動成分が除去される。
FM信号でも、中間周波信号fn(t)の場合と同様
に、中間周波フイルタ１６によつてFM−AM変
換により振幅変動成分が生ずる。しかし、前記の
中間周波信号の場合と同様に、FM復調信号を２
乗した２乗回路２６の出力を加算回路２４によつ
て対数検波器２０の出力と計数加算することによ
り、生成された振幅変動成分が除去される。
そこで、レベル検波器３０の出力は略ｕ／ｄに
比例した電圧となり、希望波D〓と妨害波U〓のレベ
ル比に比例した出力、すなわち、FM−AM変換
による信号分が除去された振幅成分電圧（干渉量
検出電圧）が得られる。
比例した電圧となり、希望波D〓と妨害波U〓のレベ
ル比に比例した出力、すなわち、FM−AM変換
による信号分が除去された振幅成分電圧（干渉量
検出電圧）が得られる。
なお、ハイパスフイルタ２８は移動通信で発生
するフエージングによる振幅変動成分を除去す
る。
するフエージングによる振幅変動成分を除去す
る。
第５図は第３図に示す２乗回路２６を用いなか
つた場合との干渉検出特性を比較した測定値を示
す一例である。この図は電波干渉比率（D〓／U〓）
と干渉量検出電圧の関係をFM変調量の変化に対
して示している。
つた場合との干渉検出特性を比較した測定値を示
す一例である。この図は電波干渉比率（D〓／U〓）
と干渉量検出電圧の関係をFM変調量の変化に対
して示している。
そこで、前記のように、２乗回路を設けた場
合、干渉量電圧は電波干渉比率に対して表示した
部分の範囲を変動する程度であり、通信品質が悪
化し始める電波干渉比率15dB程度ではFM変調量
に殆ど影響されない干渉量検出電圧が得られる。
合、干渉量電圧は電波干渉比率に対して表示した
部分の範囲を変動する程度であり、通信品質が悪
化し始める電波干渉比率15dB程度ではFM変調量
に殆ど影響されない干渉量検出電圧が得られる。
これに対し、２乗回路を用いなかつた場合、干
渉量電圧は電波干渉比率に対してクロスする斜線
Ａで示す表示部分と単なる斜Ｂで示す表示部分と
の合わせた部分の範囲を変動し、その変動範囲は
大きい。従つて、電波干渉が無い場合でも無変調
時の電波干渉量15dBと同等の干渉量検出電圧が
発生することがあり、検出誤差が極めて大きい。
渉量電圧は電波干渉比率に対してクロスする斜線
Ａで示す表示部分と単なる斜Ｂで示す表示部分と
の合わせた部分の範囲を変動し、その変動範囲は
大きい。従つて、電波干渉が無い場合でも無変調
時の電波干渉量15dBと同等の干渉量検出電圧が
発生することがあり、検出誤差が極めて大きい。
なお、以上説明したように、本発明ではFM受
信機１２の中間周波信号を対数検波した出力と
FM復調出力の２乗した出力とを処理して振幅変
動成分を打消しているため、FM復調出力と対数
検波出力とを同時にサンプリングし、前者を２乗
演算後、対数検波出力に加算するサンプリングに
よる処理の場合においてもFM−AM変換による
振幅変動成分が除去されて、正確な電波干渉量を
計測することが出来る。
信機１２の中間周波信号を対数検波した出力と
FM復調出力の２乗した出力とを処理して振幅変
動成分を打消しているため、FM復調出力と対数
検波出力とを同時にサンプリングし、前者を２乗
演算後、対数検波出力に加算するサンプリングに
よる処理の場合においてもFM−AM変換による
振幅変動成分が除去されて、正確な電波干渉量を
計測することが出来る。
以上説明したように本発明によれば、電波干渉
により生ずる振幅成分検出信号にFM復調信号を
２乗した信号を加えることにより、FM−AM変
換により生じた振幅変動成分が除去され、FM変
調量に影響されずに電波干渉量が正確に求められ
る。従つて、自動車電話システム等マルチチヤン
ネル移動通信システムにおいて、電波干渉量検出
により適切な送信電力制御およびチヤンネル切替
で良質の通話品質を確保することが出来るという
効果が得られる。また、セルラー方式での同一周
波数繰返しゾーン間隔を小さくすることが可能と
なるため周波数の有効利用が図れるという利点も
ある。
により生ずる振幅成分検出信号にFM復調信号を
２乗した信号を加えることにより、FM−AM変
換により生じた振幅変動成分が除去され、FM変
調量に影響されずに電波干渉量が正確に求められ
る。従つて、自動車電話システム等マルチチヤン
ネル移動通信システムにおいて、電波干渉量検出
により適切な送信電力制御およびチヤンネル切替
で良質の通話品質を確保することが出来るという
効果が得られる。また、セルラー方式での同一周
波数繰返しゾーン間隔を小さくすることが可能と
なるため周波数の有効利用が図れるという利点も
ある。
以上、本発明について好適な実施例を挙げて説
明したが、本発明はこの実施例に限定されるもの
ではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲におい
て種々の改良並びに設計の変更が可能なことは勿
論である。
明したが、本発明はこの実施例に限定されるもの
ではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲におい
て種々の改良並びに設計の変更が可能なことは勿
論である。
第１図は電波干渉による振幅変調成分の発生を
説明に供する図、第２図は電波干渉比率に対する
振幅変動幅の関係を示す線図、第３図は本発明の
一実施例の構成を示すブロツク図、第４図は本発
明の一実施例の作用説明に供する波形図、第５図
は本発明の一実施例の作用説明に供する線図であ
る。 １０…アンテナ、１２…FM受信機、１４…周
波数変換回路、１６…中間周波フイルタ、１８…
リミツタ増幅器、２０…対数検波器、２２…FM
復調器、２４…加算回路、２６…２乗回路、２８
…ハイパスフイルタ、３０…レベル検波器。
説明に供する図、第２図は電波干渉比率に対する
振幅変動幅の関係を示す線図、第３図は本発明の
一実施例の構成を示すブロツク図、第４図は本発
明の一実施例の作用説明に供する波形図、第５図
は本発明の一実施例の作用説明に供する線図であ
る。 １０…アンテナ、１２…FM受信機、１４…周
波数変換回路、１６…中間周波フイルタ、１８…
リミツタ増幅器、２０…対数検波器、２２…FM
復調器、２４…加算回路、２６…２乗回路、２８
…ハイパスフイルタ、３０…レベル検波器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ FM無線機における電波干渉により生ずる振
幅変動成分を検出することにより電波干渉量を検
出する電波干渉検出方法において、 中間周波フイルタの出力をリミツタを通した
後、FM復調し、該FM復調信号を２乗した信号
と前記中間周波フイルタの出力を対数検波器で検
波した信号とを加算し、この加算した出力の振幅
変動成分を検出するようにすることにより、該中
間周波フイルタのFM−AM変換特性による影響
を除去することを特徴とする電波干渉検出方法。 ２ FM無線機における電波干渉により生ずる振
幅変動成分を検出することにより電波干渉量を検
出する電波干渉検出装置において、 アンテナから受信した電波の周波数を変換する
周波数変換回路と、 前記周波数変換回路の出力信号をろ波する中間
周波フイルタと、 前記中間周波フイルタの出力信号を検波する対
数検波器および振幅制御するリミツタ増幅器と、 前記リミツタ増幅器の出力信号を復調するFM
復調器と、 前記FM復調器の出力信号を２乗する２乗回路
と、 前記対数検波器の出力信号と前記２乗回路の出
力信号とを加算する加算回路と、 前記加算回路出力信号をろ波するバイパスフイ
ルタ（H.P.F）と、 前記H.P.F出力信号を検出するレベル検波器と
からなることを特徴とする電波干渉検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60207401A JPS6267938A (ja) | 1985-09-19 | 1985-09-19 | 電波干渉検出方法および装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60207401A JPS6267938A (ja) | 1985-09-19 | 1985-09-19 | 電波干渉検出方法および装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6267938A JPS6267938A (ja) | 1987-03-27 |
| JPH0347022B2 true JPH0347022B2 (ja) | 1991-07-18 |
Family
ID=16539132
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60207401A Granted JPS6267938A (ja) | 1985-09-19 | 1985-09-19 | 電波干渉検出方法および装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6267938A (ja) |
-
1985
- 1985-09-19 JP JP60207401A patent/JPS6267938A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6267938A (ja) | 1987-03-27 |
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