JPH0347626B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、周波数変調（FM）音声信号を記録
し複数のヘツドにて交互に再生する音声再生回路
の再生ヘツド切換時点に発生する雑音を除去する
回路に関するものである。

従来、FM変調音声信号を例えばヘリカルスキ
ヤン形磁気テープ記録再生装置を用いて記録再生
する場合、再生トラツク切換時点においてFM搬
送波が不連続になるために大振幅の雑音が発生す
るため、雑音発生期間中は復調音声信号を遮断す
るか、あるいは雑音発生直前の信号レベルを前値
保持する方式などが考えられてきた。

第１図は前値保持方式による雑音除去回路の動
作を示す音声信号波形図である。第１図におい
て、ａは再生された音声FM音声波形、ｂはFM
復調された音声信号波形、ｃは前値保持指示信
号、ｄは前値保持指示信号に基づいて雑音除去さ
れた音声信号波形である。第１図ａに示した再生
ヘツド切換時点ではFM搬送波が不連続となるた
め再生音声信号にはｂに示すような大振幅の雑音
が発生する。一方、再生ヘツド切換時点はあらか
じめ明らかであることから、ｃに示すように雑音
発生期間を示すパルスを発生させることは容易で
あり、ｃに示すパルスにてｂに示す信号を前値保
持すれば、ｄのように雑音除去された信号を得る
ことができる。しかしこのように単に雑音発生直
前の信号レベルを前値保持するだけでは保持終端
部で信号レベルの不連続が発生し、特に周波数の
高い信号の場合には原信号との差が大きくなり新
らたな雑音を発生するため、雑音を完全に抑圧す
ることができず、耳障りであつた。

しかしながら、再生トラツク切換時点における
雑音発生期間がほゞ一定時間幅であることに着目
すれば、単なる前値保持のようないわば零次近似
ではなく雑音発生前後の信号レベルを検出し、そ
の信号レベル差に応じて雑音発生前後の信号レベ
ルを直線的に補間する１次近似が可能となる。

第２図に時間幅ｔだけ零次近似（前値保持）に
より雑音除去された信号波形、第３図に１次近似
により雑音除去された信号波形を示す。このよう
な手段によつて大振幅の雑音は除去できるが、近
似誤差による新らたな雑音が発生することにな
る。近似誤差雑音は原波形との波形積分値の差と
して考えることができる。すなわち原音声信号の
再生トラツク切換部分を含む一定期間の波形積分
値（DC成分）と近似した後の波形の同一期間の
波形積分値の差として近似誤差雑音を表わすこと
ができる。このような考え方のもとに、原信号を
正弦波とし、一定時間幅50μsだけ補間した場合の
近似方式の違いによる近似誤差雑音の大きさを零
次近似を基準として表わしたのが第４図である。
この図から明らかなように、１次近似を行なうこ
とによつて零次近似の場合に比べて信号周波数
1kHzの場合約26dB、2kHzの場合約20dBと、極め
て大きな雑音低減効果のあることが確認できる。

上記雑音の時間幅は最終復調出力に至るまでの
再生信号通過帯域によつて決定されるため、再生
トラツク切換のたびごとに出現する雑音時間幅τ
は常に一定である。したがつて雑音発生のタイミ
ングは再生トラツク切換時点であり雑音終了のタ
イミングは再生トラツク切換時点からτだけ遅れ
た時点であることが予め判明していることにな
る。このことから、一定時間τだけ遅延させた復
調音声信号を用いて簡単な構成にて１次近似が可
能となる。逆に、雑音発生期間が一定していない
場合には完全な１次近似は極めて困難である。

第５図に１次近似方式の回路構成図を、第６図
に第５図各部信号波形図を示す。第６図ｅに示す
ような復調された音声信号は入力端子１より入力
され、遅延時間τの遅延回路２およびスイツチ回
路５に供給される。遅延回路２にて時間τだけ遅
延された第６図ｆに示すような音声信号はスイツ
チ回路３および４に供給される。スイツチ回路
３，４，５は通常は導通している。一方、第６図
ｇに示す再生トラツク切換信号が入力端子１３か
ら入力され、単安定マルチバイブレータ１４にて
第６図ｈに示すパルス幅τのパルスを発生させ
る。この単安定マルチバイブレータ１４の出力パ
ルス期間は第６図ｅに示す入力音声信号中の雑音
発生期間と一致している。さらに単安定マルチバ
イブレータ１５では単安定マルチバイブレータ１
４の出力を入力として第６図ｉに示す同じくパル
ス幅τのパルスを発生する。この単安定マルチバ
イブレータ１５の出力パルス期間は第６図ｆに示
す遅延回路２の出力信号中の雑音発生期間と一致
している。単安定マルチバイブレータ１５の出力
はスイツチ回路３，４，５に供給され、スイツチ
の開閉を制御しており第６図ｉに示すパルスの立
上りと同時にスイツチ回路３，４，５は遮断され
る。したがつて、第６図ｊ，ｋ，ｌに示すように
スイツチ回路出力側ではコンデンサ８，７，６に
遮断された瞬間の電圧が保持されることになる。
その時にコンデンサ８に保持されるのは第６図ｊ
に示すように雑音終了直後の電圧であり、コンデ
ンサ７に保持されるのは第６図ｋに示すように雑
音発生直前の電圧ということになる。このように
して保持されたコンデンサ７，８の電圧は減算回
路９にて電圧の差を検出され、その差に応じて可
変電流源１０の出力電流が制御される。例えばコ
ンデンサ７に保持された電圧がコンデンサ８に保
持された電圧よりも高い場合には、可変電流源１
０からその電位差に応じた電流が出力され、逆に
コンデンサ７に保持された電圧がコンデンサ８に
保持された電圧よりも低い場合にはその電位差に
応じた電流が可変電流源１０に流れ込むことにな
る。

一方、スイツチ回路１１は通常時は遮断され、
単安定マルチバイブレータ１５の出力パルス（第
６図ｉ）の存在する期間のみ導通するように動作
するため、前記したようにコンデンサ６に保持さ
れた電荷は可変電流源１０の電流に応じて、いい
かえれば雑音発生直前の電圧および雑音終了直後
の電圧の差に応じて放電あるいは充電される。し
たがつて、コンデンサ７，８の電位差と可変電流
源１０の出力電流との対応を調整することによつ
て第６図ｊに示すようにコンデンサ６の電圧すな
わち音声出力端子１２に得られる電圧を雑音発生
期間前後を１次近似にて補間することが可能とな
る。

次に減算回路９と可変電流源１０の具体回路例
を第７図に示す。１６，１７は出力電流制御信号
入力端子であり、第５図のコンデンサ７，８の保
持電圧がそれに相当する。トランジスタ１９，２
０は差動増幅器を構成しており、それぞれのトラ
ンジスタ１９，２０のベース電位差に応じてトラ
ンジスタ１９のコレクタ電流I₁、トランジスタ２
０のコレクタ電流I₂が流れる。ここでトランジス
タ１９，２０のベース電流を無視すれば、定電流
源１８に流れる電流I₀＝I₁＋I₂（＝一定）の関係に
ある。またトランジスタ２１，２２はカレントミ
ラー回路を構成しており、トランジスタ１９のコ
レクタ電流にほとんど等しい電流がトランジスタ
２２のコレクタに流れるように設定してある。し
たがつてI₁＞I₂の場合には電流出力端子２３から
はトランジスタ２２のコレクタ電流とトランジス
タ２０のコレクタ電流の差電流I₁−I₂が流出する
ことになり、I₁＜I₂の場合には逆にI₁−I₂の電流
が端子２３から流入することになる。すなわち端
子１６，１７の電位差に応じて端子２３から流出
あるいは流入する電流を制御できることになる。

以上述べたごとく、再生トラツク切換時点に発
生する雑音の時間幅が常に一定であることを利用
し、雑音発生期間前後の信号レベルを直線的に補
間することにより、従来用いられてきた前値保持
方式に比べて簡単な回路構成にて極めて大きな近
似誤差雑音の抑圧が可能である。

しかしながら、FM変調した映像信号と重畳し
て磁気記録再生する場合には、磁気特性の非直線
性によつてFM復調された再生音声信号中に再生
映像信号の水平同期信号周期に関連する周期性雑
音が発生する。

このような周期性雑音をLPFにて取り除く場
合、該LPFにて帯域制限されるため、前述した
再生トラツク切替時点で発生する大振幅の雑音は
該LPFのカツトオフ時定数に相当するトランジ
エントを発生し、雑音発生期間が長くなる。この
ため、前述した１次近似回路の補間期間を長くせ
ざるを得なくなり、原音声信号との差が大きくな
るため、再生音声信号の音質を著しく劣化させ
る。

また、上述のごとき再生音質の劣化を防ぐた
め、帯域制限せずに上記再生トラツク切替時に発
生する雑音のトランジエント幅を短かくして、前
述のごとく１次近似回路にて再生トラツク切替時
の大振幅雑音を除去することが考えられる。この
場合には、無音時において、再生トラツク切替周
期のパルス性雑音が発生し、耳障りである。この
パルス性雑音発生について、第８図を用いて説明
する。

第８図は再生音声信号中に、再生映像信号の水
平同期信号周期に関連する周期性雑音が存在し、
かつ、無音声信号時における従来の雑音除去回路
動作を示す再生信号波形である。第８図において
ｍは再生トラツク切替信号、ｎはFM復調された
再生水平同期信号周期に関連する周期性雑音波
形、ｏは１次近似指示信号、ｐは１次近似指示信
号ｏに基づいて１次近似された雑音波形、ｑは１
次近似された雑音波形をデイエンフアシスした波
形である。

第８図ｍに示した再生トラツク切替時点から一
定期間中は、前述したように再生音声信号中にｎ
に示すような大振幅の雑音が発生する。この大振
幅の雑音が発生する一定期間を示す信号がｏであ
る。

ここで、ｏに示す信号を用いて雑音発生期間を
１次近似補間すると第８図ｐに示すような波形に
なるため、デイエンフアシス回路LPFなどで帯
域外の上記再生水平同期信号周期を基本波とする
周期性雑音を除去した後においても、第８図ｐで
斜線を施した誤差部分のために、同図ｑに示すよ
うなパルス性雑音が発生する。

したがつて、再生音声信号中に上記周期性雑音
が存在する場合、従来の雑音除去回路では再生音
質を劣化せず、かつ、再生トラツク切替周期のパ
ルス性雑音なしで、上記再生トラツク切替時に発
生する大振幅の雑音を除去することができなかつ
た。

本発明の目的は、上記した従来技術の欠点をな
くし、実用上問題のないレベルまで雑音を軽減す
ることのできる雑音除去回路を提供することにあ
る。

本発明は上記再生トラツク切替時点を再生映像
信号の水平同期信号を用いて、上記周期性雑音の
積分値が零となるように制御することにより、再
生トラツク切替周期のパルス性雑音の発生を防
ぎ、かつ、再生音質を劣化することなく再生トラ
ツク切替時の大振幅の雑音を除去することに特徴
がある。

この誤補間雑音ともいうべき雑音が発生する原
因は、周期性雑音を１次近似補間することによつ
て生ずる波形上の正負エネルギー・アンバラン
ス、いいかえれば積分値が零にならないためであ
る。すなわち、周期性雑音はほゞ周波数_H（水平
走査周波数＝15.734kHz）の正弦波とみなせるが、
第９図に示すようにＱ点からＴ秒間１次近似補間
したとすると斜線部分Ａと斜線部分Ｂとの面積差
に相当する波形上の正負エネルギー・アンバラン
スが生じてしまい、LPF等により周期性雑音を
減衰させても雑音が残つてしまう。そこで、この
ような誤補間雑音の発生を防止するには波形上の
正負エネルギー・アンバランスが生じないように
斜線部分ＡとＢの面積差が零となるように補間開
始時点を制御してやればよい。いま、第９図に示
すように補間開始時点Ｑ点をＳ点を基準としてθ
度（360度＝１／_H秒≒63.5μs）の位相にあるとすれ ば、斜線部分ＡとＢとの面積差が零となる補間開
始点は次式にて決定される。

θ＝tan^-1cos360_HＴ＋π_HTsin360_HＴ−１／sin36
0_HＴ−π_HTcos360_HＴ−π_HＴ ……(1) この式は補間期間Ｔに対して誤補間雑音が最小
となる補間開始時点の位相θを与えるものであ
り、Ｔとθとの関係は第１０図に示されるごとく
になる。したがつて、例えばＴ＝63.5μsの時には
θ＝０度すなわちＱ点とＳ点が一致する点が最も
誤補間雑音が小さくなることがわかる。このよう
に波形上の正負エネルギー・アンバランスすなわ
ち積分値が零となるように補間開始時点を制御す
ることによつて誤補間雑音の発生を効果的に防止
することができる。

第１１図は磁気記録再生装置、特に回転ヘツド
方式磁気テープ記録再生装置に本発明を適用した
雑音除去回路の一実施例である。２４は磁気記録
媒体、２５及び２６は再生ヘツド、２７及び２８
は前置増幅器、２９は再生トラツク切替のための
切替スイツチ回路、３０は再生信号出力端子、３
１はFM音声信号成分抽出用の帯域通過ろ波器
（BPF）、３２はFM復調器、３３はFM搬送波除
去用のLPF、３４はデイエンフアシス回路、３
５は再生音声信号出力端子、３６は再生水平同期
信号入力端子、３７は単安定マルチバイブレー
タ、３８は再生トラツク切替信号入力端子、３９
はＤ型フリツプフロツプ回路、４０はＤ型フリツ
プフロツプ３９の出力信号を元に切替時点に同期
したパルスを発生させる再生トラツク切替パルス
発生回路である。なお２〜１１，１４，１５の各
回路は第５図の同番号の回路と同一である。

第１２図は第１１図に示した回路の各部信号波
形図である。ここで、ｒは入力端子３８より入力
される再生トラツク切替信号、ｓは入力端子３６
より入力される再生水平同期信号、ｔは単安定マ
ルチバイブレータ３７の出力信号波形、ｕはフリ
ツプフロツプ回路３９より出力される前記周期性
雑音の積分値が零になるように制御された再生ト
ラツク切替信号、ｖはFM復調器３２の出力信号
からLPF３３によりFM搬送波を除去した信号波
形、ｗはLPF３３の出力信号ｖを遅延回路２に
て遅延された信号、ｘは１次近似補間されたスイ
ツチ回路３の出力信号、ｙはデイエンフアシス回
路３４の出力信号である。

なお、ｈおよびｉはそれぞれ第６図ｈおよびｉ
に示した波形と同一である。

磁気記録媒体２４から再生ヘツド２５または再
生ヘツド２６によつて取り出された再生信号は前
置増幅器２７または前置増幅器２８を通つたのち
再生トラツク切替スイツチ回路２９により、再生
トラツクが切替えられる。切替スイツチ回路２９
の出力信号中よりBPF３１にてFM音声信号成分
のみを抽出し、FM復調器３２にて復調する。し
かしながら、前述したごとく再生トラツク切替時
点ではFM音声信号に不連続部分が生じるため、
FM復調すると第１２図ｖに示すごとく大振幅の
雑音が発生する。ここで、上記周期性雑音の周期
が再生水平同期信号と関連があることを用いて、
再生トラツク切替時点を上記周期性雑音の積分値
が零になるように制御することにより、再生トラ
ツク切替周期のパルス性雑音の発生を防止してい
る。すなわち、第１２図ｓに示す再生水平同期信
号の前縁（または後縁）を単安定マルチバイブレ
ータ３７のトリガ入力として、上記周期性雑音の
波形積分値が零になるように前記単安定マルチバ
イブレータ３７出力（第１２図ｔ）のパルス幅を
設定し、結果として補間開始時点の位相を制御す
るように構成する。補間幅自体は雑音発生期間と
ほぼ同一で一義的に決まつているため、前出の式
(1)より明らかなように補間開始時点は自ずと決定
される事になる。この時、周期性雑音は映像信号
の水平同期信号に関連した位相で発生するため、
上記したように再生水平同期信号の前縁又は後縁
をトリガ入力として単安定マルチバイブレータ３
７出力のパルス幅をパルスの後縁が上記補間開始
点になるように設定すれば良い。単安定マルチバ
イブレータ３７出力のパルス幅をこのように設定
すれば、最終的に補間タイミング及び補間時間幅
を決定する単安定マルチバイブレータ１４，１５
の動作タイミングが周期性雑音の積分値が零とな
るように制御されることになる。すなわち、第１
２図ｔに示すバルスをクロツク入力とし、第１２
図ｒに示す再生トラツク切替信号を入力信号とし
てＤ型フリツプフロツプ回路３９を動作させ、第
１２図ｕに示す１次近似補間された信号中の上記
周期性雑音の積分値が零となるよう位相制御され
た再生トラツク切替同期信号を作る。このように
して得られたｕの再生トラツク切替に基づいて、
再生トラツク切替スイツチ回路２９及び第５図に
示した１次近似補間回路（ここでは説明を略す）
を動作させることにより、第１２図ｘに示す波形
のように１次近似補間された信号中の上記周期性
雑音の積分値を常に零とすることが可能となる。
この時、第５図及び第６図の説明個所でも述べた
ごとく、単安定マルチバイブレータ１４，１５の
出力パルス（第１２図ｈ，Ｉ）の幅は、補間する
時間幅、言い換えるとほぼ雑音発生期間に相当す
る時間幅になるように設定する。このようにして
得られた第１２図Ｘに波形を示した信号はデイエ
ンフアシス回路３４によつて高域不要成分を減衰
された後に出力端子３５より出力される。したが
つて出力端子３５より出力される波形は第１２図
ｙに示すごとくなり、１次近似補間期間を長くす
ることなく、上記周期性雑音に起因する再生トラ
ツク切替周期のパルス性雑音の発生をほぼ完全に
防止することができ、かつ再生音質の劣化もな
い。なお、第５図においては雑音発生期間前後の
信号レベルを遅延した信号と遅延しない信号を用
いて同時に検出しているが、遅延しない信号の雑
音発生期間前後の信号レベルをそれぞれ別々のタ
イミングで検出する方法も可能であることは明ら
かである。またコンデンサの充放電などアナログ
的な手段による補間だけでなく、検出した信号レ
ベル差からデイジタル的に補間電圧レベルを算出
して近似するなどの方法も本発明の趣旨からはず
れるものではない。さらに、遅延回路２の遅延時
間は少くとも雑音発生期間以上であればよく、雑
音発生期間に一致させる必要がないことも明白で
ある。

以上説明したように、本発明を用いれば、FM
変調された音声信号の再生信号中に再生水平同期
信号同期に関連する周期性雑音が存在する場合に
おいても、再生トラツク切替時点におけるFM信
号の不連続に起因する大振幅雑音を再生トラツク
切替周期のパルス性雑音なしで、かつ、再生音質
の劣化も無く簡単な回路構成によりほぼ完全に除
去することができ、その効果は大である。

【図面の簡単な説明】

第１図は前値保持による雑音除去動作を説明す
る信号波形図、第２図は前値保持方式による補間
波形例を示す図、第３図は１次近似方式による補
間波形例を示す図、第４図は１次近似方式による
雑音抑圧効果を示す特性図、第５図は１次近似に
よる雑音除去回路の一例を示す回路構成図、第６
図は第５図各部信号波形図、第７図は第５図中の
減算回路９および可変電流源１０の具体例を示す
回路図、第８図は周期性雑音に起因する誤補間雑
音発生過程を説明する信号波形図、第９図は誤補
間雑音除去方式を説明する信号波形図、第１０図
は誤補間雑音除去方式の特性図、第１１図は本発
明による雑音除去回路を備えた音声信号再生装置
回路構成図、第１２図は第１１図各部信号波形図
である。 ２……遅延回路、３，４，５，１１……スイツ
チ回路、９……減算回路、１０……可変電流源、
１４，１５，３７……単安定マルチバイブレー
タ、３９……Ｄ型フリツプフロツプ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 周波数変調映像信号と該周波数変調映像信号
   記録帯域よりも低域側に周波数変調音声信号を周
   波数多重して記録された磁気テープを複数のヘツ
   ドを順次切替えて再生することによつて、再生水
   平同期信号周期に関連する周期の周期性雑音と、
   再生トラツクの切替毎に起こる周波数変調音声信
   号搬送波の不連続によつて再生トラツクの切替直
   後の所定期間に発生するトラツク切替雑音とが復
   調音声信号中に生じる磁気記録信号の再生装置に
   おいて、 上記所定期間の直前直後の信号レベル差を検出
   する検出回路と、 復調音声信号を入力とし少なくとも上記所定期
   間以上の遅延時間を持つ遅延回路と、 前記検出回路にて検出された信号レベル差に基
   づいて上記遅延回路出力信号中の上記所定期間直
   前の信号レベルと直後の信号レベルとを直線的に
   補間する補間回路と、 上記再生水平同期信号とトラツク切替周期の信
   号とが入力され、これら入力信号の位相が特定の
   関係となるように、設定可能であつて、特定の関
   係に位相設定された信号をトラツク切替信号とし
   て出力するトラツク切替信号発生回路とからな
   り、 このトラツク切替信号発生回路は、 上記再生トラツク切替直後の所定期間中におけ
   る上記周期性雑音の積分値が零となるように位相
   設定される ことを特徴とする雑音除去回路を備えた音声信号
   再生装置。