JPH0347762B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上のの利用分野 本発明はラジオ、テレビの送信機や受信機、お
よびその他通信機全般に用いることができる同調
器に関するものである。

従来例の構成とその問題点 近年、ラジオやテレビの放送電波や通信機の通
信電波の数が増加しており、受信を希望する電波
の周波数選択をする同調器の性能においては、高
い安定性と信頼性が必要とされている。一方、同
調器を設置するそれら受信機、送信機が通信機の
製造コストの低減も大きな課題であり、特に合理
化が困難な高周波部の同調回路部品について抜本
的な新技術の開発が特に必要とされている。

以下図面を参照しながら従来の同調器について
説明する。第１図は基本的な同調回路であり、１
はインダクタ、２はキヤパシタである。そして、
これらインダクタとキヤパシタ２からなる並列共
振回路３にて構成される同調器は、従来において
は第２図もしくは第３図に示すような部品による
構成で実現されていた。すなわち第２図に示すよ
うにインダクタ部品４とキヤパシタ部品５のそれ
ぞれ別個の部品が回路導体６および７によつて接
続されて同調器を構成していた。また第３図に示
すような別の方法として、板状の誘電体８の表面
に平面インダクタ９を設置して、更に対向する電
極１０および１１それぞれよりなるキヤパシタ１
２を設置し、それぞれ別個のインダクタ９とキヤ
パシタ１２が回路導体１３および１４によつて接
続されて同調器を構成していた。

しかしながら上記のような構成においては 第２図に示すものはインダクタ部品４が他の
部品と比較してサイズが大きく、特に高さ寸法
が非常に大きいことが原因して機器の小型化を
薄型化の実現を阻害ししていた。さらにインダ
クタ部品のコイルに挿入されているフエライト
材のコアは機械的振動によつてその設定位置の
変動が発生し、それによつて同調周波数が非常
に大きく変動していた。またそのフエライト材
のコアにおける誘磁率μの温度依存性の大きい
ことが原因してインダクタンスが不安定であ
り、それによつても同調周波数が大きく変動し
ていた。それと同時に同調Ｑも影響を受けて大
きく変動していた。さらに同調周波数を設定目
標値に安定確保するために、それぞれの部品を
定められた設定位置に高い精度で設置する必要
があり、特に高周波同調器として量産する場合
にはその設置精度の確保が困難であり、それに
よつて同調周波数が設定目標値から大きく離れ
ると共に一定値に収れるさせることが不可能で
あり、その量産性に問題があつた。

第３図に示すものはインダクタおよびキヤパ
シタによる占有面積が大きく、それによつて機
器の小型化の実現を阻害していた。さらにそれ
ぞれの部品を構成するために機能する電極はイ
ンダクタ電極とキヤパシタを形成する対向電極
の少なくとも合計３個の機能電極が必要であ
り、導電率が高く従つてコストの高い電極材料
を多量に使用するため同調器の製造コストが高
くなり、それと共に省材料化を図ることが不可
能であつた。

第２図および第３図に示すものにおける共通
の問題点として、インダクタおよびキヤパシタ
はそれぞれ別個の部品として形成されたもので
あり、それぞれ設置された部品に対しして長い
経路の回路導体を介して接続されるように構成
されていた。それによつて不要なリードインダ
クタやストレーキヤパシタが多く発生し、それ
によつて同調器の動作が不安定であると共に初
期の設計目標を実現することが困難であつた。
従つて修正を含む設計作業に多くの時間を費し
ていた。またそれぞれの同調器は独立した最小
機能単位の別個部器の集合回路であるためめ、
既存の技術概念では部品点数の削減および製造
の合理化について対処することが不可能であつ
た。

それによつて同調器のコスト低減には限界があ
るなどの問題点を有していた。

発明の目的 本発明の目的は２次コイルを含む可変インダク
タ部品と可変キヤパシタ部品を一体化した薄型の
同調器を簡単な構成で実現して同調器の形態を超
薄型化と小型化し、更に機械的振動に対しても同
調が安定で、同調周波数の温度依存性が小さく、
同調回路の接続リードの悪影響をなくして高周波
的に安定で、また部品点数を削減して製造工程の
合理化を可能にする同調器を提供することであ
る。

発明の構成 本発明の同調器は誘電体を介して電極を対向設
置しそのうち主電極に対するそれぞれの副電極の
アース端子を主電極のアース端子に対して逆方向
側にすることと同方向側にすることによつて、お
よびどちらの端子もアース端子に設定しないこと
によつて、可変キヤパシタおよび２次コイルを任
意に選択形成するものである。同調器の動作とし
ては主電極がインダクタとして作用し、この主電
極に対してアース端子の設定が主電極と逆方向側
になる副電極が対向して先端オープンの分布定数
回路を形成し、その等価長さを動作させる周波数
波長のλ／４長さ未満に設定することによつて分
布定数回路端に発生する負リアクタンスによるキ
ヤパシタを実現し、上記主電極によるるインダク
タと並列に作用させることを基本とし、これに対
してアース端子の設定が主電極と同方向側となる
かもしくはいずれの端子もアース端子としない副
電極が２次コイルとして作用するものである。

実施例の説明 以下本発明の同調器の実施について図面を参図
しながら説明する。

第４図は本発明の実施例における同調器の構成
図を示すものである。第４図においてａは表面
図、ｂは側面図、ｃは裏面図を示す。（以下第５
図ないし第１３図において同様）第４図それぞれ
において１５は誘電体基板であり、１６はインダ
クタを形成する電極であり、１７は電極１６と相
まつて分布定数回路を成しキヤパシタを形成する
電極であり、１８および１９はそれぞれ２次コイ
ルを形成する電極である。電極１６の端子２０は
アース端子であり、端子２１がオープン端子であ
る。また電極１７の端子２２および電極１８の端
子２３はアース端子であり、電極１９の端子２
４，２５，２６，２７はオープン端子である。第
３図ａに示す側、側と、第３図ｃに示す
側、側が対応している。また電極１７，１８，
１９それぞれの設置位置関係と面積配分は任意で
ある。（以下、第５図ないし第１２図において同
様。） 第４図は本発明の他の実施例における同調器の
構成図を示すものである。誘電体基板２８に対す
る電極２９と電極３０，３１，３２の設置構成は
第４図で説明した実施例と比較して表面と裏面で
逆であり、更に電極２９のアース端子３３とオー
プン端子３４の設定が上下で逆になつている。電
極３０の端子３６、および電極３２の端子３５は
アース端子であり、電極３１の端子３７，３８は
オープン端子である。ここでキヤパシタを形成す
る電極は３２であり、２次コイルを形成する電極
は３０および３１である。（ここで第４図、第５
図の実施例で示した様にそれぞれの電極１６，２
９のアース端子とオープン端子の設定により対定
する電極１８，２２，３０，３２はキヤパシタ電
極にも２次コイルにも任意に設定できる。すなわ
ち電極１６，２９のアース端子に対してアース端
子を逆方向側に設定した電極１７，３２はキヤパ
シタ電極となり、一方アース端子を同方向側に設
定した電極１８，３０は２次コイル電極となる。
（以下第６図ないし第１２図において同様。） 第６図は本発明の他の実施例における同調器の
構成を示すものである。誘電体基板４８に対する
電極４９と電極５０，５１，５２の設置構成およ
び端子モードは第４図で説明した実施例と同様で
あるが、電極４９と電極５０，５１，５２が部分
的に対向するように設置した構成であり、５３と
５４が２次コイル電極５１のオープン端子であ
る。

第７図ないし第９図は本発明の他の実施例にお
ける同調器の構成図を示すものである。第７図に
おける誘電体基板５５に対する電極５６と電極５
７，５８，５９の設置構成と端子モード、および
オープン端子６０，６１、第８図における誘電体
基板６２に対する電極６３と電極６４，６５，６
６の設置構成と端子モード、およびオープン端子
６７，６８、第９図における誘電体基板６９に対
する電極７０と電極７４，７５，７６の設置構成
と端子モード、およびオープン端子７４，７５は
それぞれ第４図で説明した実施例と同様である
が、それぞれの電極は少なくとも一ケ所以上の任
意の屈曲角と屈曲方向を示す屈曲部を有するもの
を用いる。

第１０図は本発明の他の実施例における同調器
の構成図を示すものである。誘電体基板７６に対
する電極７７と電極７８，７９，８０の設置構成
と端子モード、およびオープン端子８１，８２は
第４図で説明した実施例と同様であるが、それぞ
れの電極はスパイラル形状を有するものを用い
る。

第１１図は本発明の他の実施例における同調器
の構成図を示すものである。誘電体基板８３に対
する電極８４と電極８５，８６，８７の設置構成
と端子モード、およびオープン端子８８，８９は
第４図で説明した実施例と同様であるが、電極８
５，８６，８７は電極８４の面積内に含まれた範
囲内で部分的に対向設置するようにした構成であ
る。

第１２図は本発明の他の実施例における同調器
の構成図を示すものである。誘電体基板９０に対
する電極９１と電極９２，９３，９４の設置構成
と端子モード、およびオープン端子９５，９６は
第４図で説明した実施例と同様であるが、電極９
１は誘電体基板９０の内部に設けられている。

いうまでもなく第６図、第１１図、および第１
２図で説明した実施例におけるそれぞれの電極は
第７図ないし第１０図で説明した実施例の電極形
状を有するものを用いてもよいことはいうまでも
ない。

次に本発明の同調器の動作原理について説明す
る。

第１３図ａ〜ｅは本発明の同調器における動作
を説明するための等価回路である。第１３図ａに
おいて、電気長ｌを有し、互いにアース端子を逆
方向側に設定したそれぞれの伝申路電極９７，９
８によつて形成される伝送路に対して、電圧ｅを
発生する信号源９９が伝送路電極９７に接続され
て信号を供給するものとする。それによつて伝送
路電極９７のの先端におけるオープン端子には進
行波電圧e_Aが励起されるものとする。一方、伝送
路電極９８は上記の伝送路電極９７に近接して対
向設置もしくは並設されているので、相互誘導作
用によつて電圧が誘起される。その伝送路電極９
８の先端におけるオープン端子に誘起される進行
波電圧をe_Bとする。

ここで伝送路電極９７および９８においてはそ
れぞれのアース端子が逆方向側に設定されている
ので、誘起される進行波電圧e_Bは励起する進行波
電圧e_Aに対して逆位相となる。そして、それぞれ
の進行波電圧e_Aおよびe_Bは伝送路の先端がオープ
ン状態であるので、伝送路電極９７および７１よ
り成る伝送路において電圧定存波を形成すること
になる。ここで伝送路電極９７における電圧定在
波の分布様態を示す電圧分布係数をＫで表わすも
のとすると、伝送路電極９８における電圧分布係
数は（１−Ｋ）で表わすことができる。

そこで次に、伝送路電極９７および９８におい
て任意の対向する部分において発生する電位差Ｖ
を求めると Ｖ＝Ke_A−（１−Ｋ）e_B ……(1) で表わすことができる。ここで、それぞれの伝送
路電極７０および７１が同じ電気長ｌであるとす
ると e_B＝−e_A ……(2) となり、それによつて第１式における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A＋（１−Ｋ）e_A ＝e_A ……(3) となる。すなわち伝送路電極９７と９８がそれぞ
れ対向する全ての部分において電位差Ｖを発生さ
せることができる。

ここで伝送路電極９７および９８はその電極巾
Ｗを有するものとし（電極の厚みは薄いものとす
る）、さらに誘電率ε_Sを有する誘電体を介して間
隔ｄ おける伝送路の単位長当りに形成するキヤパシタ
C_Oは C_O＝Ｑ／Ｖ＝Ｑ／e_A ……(4) Ｑ＝ε_Oε_SＷ・Ｖ／ｄ＝ε_Oε_SＷ・e_A／ｄ ……(5) であり、故に C_O＝ε_Oε_SＷ／ｄ ……(6) となる。

従つて、第１３図ａに示す伝送路は、第１３図
ｂに示すような単位長当りにおいて第６式で求ま
るC_Oの分布キヤパシタ１００を含んだ伝送路と
なる。この伝送路は第１３図ｃに示すように、平
衡電圧e′を有する平衡信号極１０１によつて平衡
モードで励起される伝送路電極１０２および１０
３によつて形成される平衡モード伝送路と等価に
なる。いうまでもなくその電気長は第１３図ａに
おいて示したものと電気長ｌと同じである。さら
に、この平衡モード伝送路は第１３図ｄに示すよ
うに、伝送路の分布インダクタ成分および伝送路
の屈曲形状により発生する集中インダクタ成分そ
れぞれによる総合的な分布インダクタ１０４およ
び１０５と分布キヤパシタ１００よりなる分布定
数回路と等価に表わすことができる。

次に、この分布キヤパシタ１００の形成におけ
る伝送路の電気長Ｌとの関係について説明する。
第１４図ａに示すような平衡モード伝送路におけ
る単位長当りの特性インピーダンスZ_Oは、第１４
図ｂに示す等価回路で表わすことができる。その
特性インピーダンスZ_Oは一般的に となる。ここで伝送路が無損失の場合は となる。本発明の同調器における実施例の多くは
この仮定を適用することができ、かつ説明の簡略
化のため以下第８式に示す特性インピーダンスZ_O
を用いる。第８式におけるキヤパシタンスC_Oは
第６式において求めた伝送路における単位当りの
キヤパシタンスC_Oと同じものである。すなわち
伝送路における単位長当りの特性インピーダンス
Z_OはキヤパシタンスC_Oの関数であり、それはま
たキヤパシタンスC_Oに関与する誘電体の誘電率
ε_S、伝送路電極の幅Ｗおよびそれぞれの伝送路電
極の設置間隔ｄの関数でもある。

以上のように、伝送路における単位長当りの特
性インピーダンスがZ_Oで、その電気長がｌであ
り、かつ先端がオープン状態である伝送路の端子
に発生する等価リアクタンスＸは Ｘ＝−Z_Ocotθ ……(9) で表わすことができる。ここで θ＝2πｌ／λ ……(10) であり、特に θ＝０〜π／２ θ＝π〜３／４π ……(11) の場合において等価リアクタンスＸは Ｘ≦０ ……(12) となる。すなわち伝送路の端子における等価リア
クタンスはキヤパシテイブリアクタンスとなり得
る。したがつて伝送路の電気長ｌによつてθが第
11式に該当する場合、すなわち例えば電気長ｌを
λ／４以下に設定することによりキヤパシタを形成 することができる。そして、その形成できるキヤ
パシタのキヤパシタンスＣは で表わされるように、θの変化によつて、すなわ
ち伝送路の電気長ｌの設定によつて任意のキヤパ
シタンスＣを実現することができる。

以上第９式〜第13式において説明した伝送路の
動作様態について図に表わしたものが第１５図で
ある。第１５図では、先端がオープン状態の伝送
路において、その電気長ｌの変化に従つて端子に
発生する等価リアクタンスＸが変化する様子を表
わしている。第１５図から明らかなように、伝送
路の電気長ｌがλ／４以下もしくはλ／２〜
4λ／３などにおけるような場合には負の端子リ
アクタンスを形成することが可能であり、すなわ
ち等価的にキヤパシタを形成することができる。
さらに、負の端子リアクタンスを発生させる条件
において、伝送路の電気長ｌを任意に設定するこ
とによつて、キヤパシタンスＣを任意の値に実現
することが可能である。

このようにして形成されるキヤパシタンスＣ
は、第１３図ｄにおいて示す集中定数キヤパシタ
１０６として等価的に置換することができる。そ
して、伝送路に存在する分布インダクタ成分およ
び伝送路の屈曲形成によつて発生する集中インダ
クタ成分それぞれの総合によつて形成されるイン
ダクタは、集中定数インダクタ１０７として等価
的に置換することができる。この第１３図ｄにお
いてアース端子を共通化して表わすと、明らかに
最終的には第１３図ｅにおいて示すように、集中
定数キヤパシタ１０６および集中定数インダクタ
１０７より成る並列共振回路と等価になり、同調
器を実現することができる。

以上において説明した構成と動作により、本発
明の同調器を実現するものであるが、本発明の同
調器における構成とそれに係る動作原理は従来の
同調器におけるものとは全く異なるものである。
そこで、本発明による同調器が従来の同調器もし
くは本発明の同調器における伝送路と同様のもの
を用いても他の構成にしたものそれぞれと比較し
て全く異なるものであることを証明するために、
従来の同調器もしくは他の伝送路構成による同調
器における構成および動作を次に説明して対比す
る。それによつて本発明による同調器との差異を
明確にすると共に、本発明における同調器の新規
性を明らかにする。

第１６図は、伝送路電極として例えば本発明に
おける同調器に用いるものと同様なもので形成し
ても、アース端子が互いに同方向側に設定されて
いる点が異なる場合の動作を示すものである。第
１６図ａにおいて伝送路電極１０８および１０９
よりなる先端オープンの伝送路が、電圧ｅを発生
する信号源１１０によつてドライブされているも
のとする。それによつて伝送路電極１０８の先端
におけるオープン端子には定在波電圧e_Aが励起さ
れ、それと対向設置もしくは並設される伝送路電
極１０９の先端におけるオープン端子には定在波
電圧e_Bが誘起されるものとする。ここで、それぞ
れの伝送路電極１０８および１０９のアース端子
は互いに同方向側に設定されているので、それぞ
れの定在波電圧e_Aとe_Bは互いに同位相となる。従
がつて、伝送路電極１０８および１０９における
それぞれの電圧分布係数は同じＫを有することに
なる。それによつて伝送路電極が対向する任意の
部分における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A−Ke_B ……(14) となる。ここで、それぞれの伝送路電極１０８お
よび１０９の電気長が同じ長さであるとすると e_A＝e_B ……(15) となり、それによつて第14式における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A−Ke_A＝Ｏ ……(16) となる。すなわち伝送路のいずれの部分において
も電位差が発生しないことになる。第１６図ａに
おける信号源１１０を伝送路端に置換設定したも
のが第１６図ｂであり、電圧e′を発生する不平衡
信号源１１１を設置したことと等価になる。そし
てこの等価回路においては互いに電位差を有した
い平行伝送路が存在するのみである。つまりこれ
は第１６図ｃに示すように、等価的に単なる一本
の伝送路電極１１２が存在する場合と同一である
ことは明らかである。そして、信号源１１０およ
びアース端子を第１６図ａに示したようにもとの
回路に等価置換することにより第１６図ｄに示す
ようになる。つまり伝送路の分布インダクタ成分
および伝送路の屈曲形状により発生する集中イン
ダクタ成分それぞれより成る等価的な集中定数イ
ンダクタ１１３のみを形成するだけである。以上
より明らかなように、インダクタと並列にキヤパ
シタを形成することができないので、目的とする
並列共振回路の同調器は実現することできない。

第１７図は、片側の伝送路電極として例えば本
発明の同調器におけるものと同じもので形成した
一般的なマイクロストリツプラインであるが、そ
の伝送路電極と対向する電極が充分に広いアース
となつている点が異なる場合の動作を示すもので
ある。第１７図ａにおいて伝送路電極１１４が充
分に広いアース電極１１５と対向し、電圧ｅを発
生する信号源１１６によつてドライブされ、伝送
路の先端におけるオープン端子に定在波電圧e_Aが
励起されるものとし、その電圧分布係数をＫとす
る。一方、アース電極１１５には仮想的に電圧分
布係数Ｋを有する定在波電圧e_Bが発生するものと
仮定すると、伝送路電極１１４とアース電極１１
５が対向する任意の部分における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A−Ke_B ……(17) で表わされる。しかし、アース電極１１５におけ
る定在波電圧e_Bは一様にアース電位（零電位）で
あり e_B＝Ｏ ……(18) となる。従つてアース電極１１５には電圧分布係
数も存在しない。その結果、電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A ……(19) となる。これによつて、伝送路電極１１４とアー
ス電極１１５の間に分布キヤパシタを形成するこ
とは可能である。しかしながら、伝送路電極１１
４はアース電極１１５と近接して対向しているた
め、相互誘導作用によつて伝送路電極１１４にお
ける両先端がほとんどシヨート状態になつたもの
と等価になる。そのためめ伝送路電極１１４にお
けるインダクタ成分のＱ性能を著しく劣化させる
ことになる。すなわち、このマイクロストリツプ
ラインは第１７図ｂに示すように等価損失抵抗１
１７を含む集中定数インダクタ１１８および集中
定数キヤパシタ１１９それぞれより成る並列共振
回路を形成する。ここで等価損失抵抗１１７は実
際には相当大きな抵抗値を有するものになるた
め、共振回路における損失が非常に大きくなる。
従つて、同調器としては明らかにＱ性能が非常に
低下したものしか実現できず、実際的には実用に
適するものではない。

第１８図は従来において最も多く使用されてい
るλ／４共振器の回路構成を示し、その伝送路に
おける先端条件および伝送路の長さの設定と、更
にアースの設定におけるそれぞれの点で本発明の
同調器と全く異なることを示すものである。第１
８図において平衡モード伝送路電極１２０および
１２１は、その電気長ｌが共振周波数における
λ／４に等しく設定され、かつ先端がシヨートさ
れている。そして電圧ｅを発生する平衡信号源１
２２によつて、それぞれの伝送路電極が平衡モー
ドでドライブされているものとする。アース端子
は平衡信号源１２２の中性点に設定され、特に伝
送路電極におけるいずれかの端子にアースを設定
するものではない。この場合における伝送路の端
子に発生する等価的な端子リアクタンスＸは、伝
送路の特性インピーダンスをZ_Oとすると Ｘ＝Z_Otanθ ……(20) となる。ここで特性インピーダンスZ_Oは第８式に
おいて示したものと同じものであり、またθにつ
いても第10式において示したものと同じものであ
る。この共振器では伝送路の電気長ｌを ｌ＝λ／４ ……(21) としているので θ＝π／２ ……（22） である。従つて第20式における端子リアクタンス
Ｘは Ｘ＝Z_Otanπ／２＝∞ ……(23) となり、等価的に並列共振特性を得ることができ
るものである。しかしながら、このλ／４共振器
における構成を本発明の同調器における構成と比
較すると、まず伝送路の端子条件についてみると
本発明の同調器においてはオープン状態であるの
に対して、従来のλ／４共振器においてはシヨー
ト状態であり、従つて端子条件において全く異な
る構成であることが明らかである。更に伝送路の
電気長ｌの設定についてみると、本発明の同調器
においては同調周波数のλ／４以下に設定するも
のであり実際的にはλ／16程度の非常に短いもの
に設定して構成するものであるが、従来のλ／４
共振器においては厳密に共振周波数のλ／４に設
定するものであり、従つて伝送路の電気長ｌの設
定において根本的に異なる構成であることも明ら
かである。また、構成における伝送路の電気長ｌ
の異いに起因して、両者において同一の同調周波
数もしくは共振周波数に設計しても、本発明の同
調器においては小型化することができるが、λ／
４共振器においては非常に長い伝送路を設ける必
要があり大型化する不都合があつた。従来のλ／
４共振器を小型化する目的で誘電率の非常に大き
な誘電体を介在させて伝送路の長さを短縮化した
ものもみられるが、それに用いる誘電率の高い誘
電体は一般に誘電体損失tanδが非常に大きく、従
つて共振器としてのＱ性能が著しく低下する不都
合があつた。更に、誘電率の高い誘電体における
誘電率の温度依存性は一般に大きく、従つて共振
周波数の安定性を確保することが困難である不都
合もあつた。

次に、本発明の同調器における性能の優透性を
明らかにするために、従来の同調器における性能
と比較した実験結果を示して説明する。第１９図
は同調周波数の温度依存性を測定した実験結果を
表すグラフである。そして第２０図は共振Ｑの温
度依存特性を測定した実験結果を表すグラフであ
る。第１９図および第２０図において、特性Ａは
本発明における同調器の温度依存性であり、誘電
体としてアルミナセラミツク材もしくは樹脂系プ
リント回路基板を使用した場合の実験結果であ
る。一方、特性Ｂは第２図において示すような、
従来において最も多く用いられていた同調器にお
ける温度依存特性である。これらの実験結果か
ら、本発明の同調器においては一般的な誘電体を
用いて構成したものでもその同調周波数は極めて
安定であり、更に共振Ｑが高く、かつ安定である
ことが明らかである。一方、従来の同調器におい
ては、インダクタを構成するフエライト材のコア
における透磁率μとＱの根本的な不安定性、およ
びコイル部分の膨張と収縮によるインダクタンス
の変化がそれぞれ原因して、同調周波数と共振Ｑ
の安定性を確保することが困難であつた。それに
よつて、他の温度補償部品もしくは他の自動安定
化補償回路を付加して不安定性を補つていた。

以上のように構成された本実施例の同調器の同
調周波数調整について第１０図に示す実施例を代
表に以下その動作を説明する。まず、インダクタ
は第１０図ａに示すスパイラル形状電極７７によ
つて形成される。次にキヤパシタは第１０図ａお
よびｃに示すスパイラル形状電極７７および７８
の間に存在する誘電体７６によつて発生する分布
キヤパシタンスによつて形成される。次に第２１
図にこの同調器の動作等価回路を示して説明す
る。第２１図ａの１２３はインダクタを形成する
スパイラル形状電極と等価な伝送路であり、１２
４は１２３のインダクタ形成電極と共に作用して
分布キヤパシタ１２５を形成させるスパイラル状
電極と等価な伝送路である。ここでスパイラル形
状電極１２４のアースポイントはインダクタを形
成するスパイラル形状電極１２３のアースポイン
トとは逆方向側に設定されているため、第２１図
ｂに示すようにスパイラル形状電極１２４のイン
ダクテイブ成分は打消されてアース面１２６と等
価になりインダクタのスパイラル形状電極１２７
と対向して分布キヤパシタ１２８を形成する。こ
れを分布定数回路で示したのが第２１図ｃであ
り、分布インダクタ１２９と分布キヤパシタ１３
０による分布定数回路を形成する。ここでアース
となる分布キヤパシタ電極１３１の任意の電極部
位１３２でカツトすることにより、また分布イン
ダクタ１２９の任意の電極部位１３３でカツトす
ることによつて分布キヤパシタンス１３０と分布
インダクタンス１２９のそれぞれの値を任意に変
化させることが可能である。

第２１図ｄはこれを集中定数等価回路で示した
もので可変インダクタ１３４と可変キヤパシタ１
３５の並列共振回路を形成することになる。

この同調器のインダクタが有するインダクタン
スはスパイラル形状電極の捲回数もしくは電極長
さによつて任意に設計することができる。一方、
分布キヤパシタのキヤパシタンスは対向するスパ
イラル形状電極の対向面積と誘電体の誘電率εお
よび厚みによつて任意に設定することができる。
この分布キヤパシタンスの形成について第２２図
と共に説明する。対向するスパイラル形状電極の
伝送路等価長さをｌとし、この伝送路等価長さｌ
は使用する誘電体の誘電率εによつて定まる波長
短縮率１／√を考慮した動作周波数における
λ／４長よりも短いものに設計する。このλ／４
長に対する伝送路等価長さｌの割合いを任意に設
計することによりキヤパシテイブリアクタンス
X_Cの値を任意に設計することが可能である。こ
のキヤパシテイブリアクタンスX_Cと動作周波数
_OによつてキヤパシタンスＣ＝1/2π_OX_Cが得ら
れる。今この伝送路等価長さｌを伝送路等価長さ
l′に短縮するとキヤパシテイブリアクタンスX_Cは
キヤパシテイブリアクタンスX_C′に変化する。こ
のキヤパシテイブリアクタンスX_C′と動作周波数
_OによつてキヤパシタンスC′＝1/2π_OX_C′が得ら
れ、C′＜Ｃとなつてキヤパシタンスを可変でき
る。このキヤパシタンスＣを有するキヤパシタが
第２１図ｄに示す可変キヤパシタ１３２と等価で
ある。ここでアースとなるキヤパシタ電極を形成
するスパイラルに形状電極〔第１０図ｃにおける
スパイラル形状電極７８〕の長さは、以上の説明
においてインダクタ電極を形成するスパイラル形
状電極〔第１０図ａにおけるスパイラル形状電極
７７〕と同じ長さとしたが、第１０図の実施例に
おいて説明したようにインダクタ電極長さよりも
短い範囲で任意の長さに設計しても良く、またイ
ンダクタ電極と対向する任意の位置に形成しても
所要の目的は達成できる。

次に、第１０図の実施例における電極７９，８
０の動作を説明する。電極７９の両端はオープン
端子８１，８２となつておりインダクタとなる電
極７７と対向する自由な伝送路を形成するため相
互誘導作用によつて電極７７との捲回数比の２乗
に比例したインダクテイブリアクタンスを呈し２
次コイルを形成する。また電極８０は電極７７の
アース端子と同方向側にアース端子を設置してい
るため同様に相互誘導作用が働き、電極７７との
捲回数比の２乗に比例したインダクテイブリアク
タンスを呈し２次コイルを形成する。

ここで、電極７８によるキヤパシタ作用、電極
７９および８０による２次コイル作用は各々独立
に作用するものであり、従つてそれぞれの作用は
個別に制御することができる。

第２３図、第２４図、第２５図、第２６図に第
１０図に示す実施例を代表して可変キヤパシタと
可変インダクタの調整可変の様子を示す。第１４
図はキヤパシタ電極のカツトによつて可変キヤパ
シタを調整するモードの説明図であり、第２３図
に示すようにオープン端子を起点とするカツト位
置までの電極長さを電極カツト量ｄとし、それに
対する分布キヤパシタンスＣ、分布インダクタン
スし、および自己共振周波数_Oの関係は第２４図
のようになる。すなわち、電極カツト量ｄの増大
に対して分布キヤパシタンスＣは減少するが分布
インダクタンスＬは不変である。それにしたがつ
て自己共振周波数_Oは高くなる。一方、第２５
図、第２６図はインダクタ電極のカツトによつて
可変インダクタンスと可変キヤパシタを同時に調
整するモードの説明図であり、第２５図に示すよ
うにオープン端子を起点とするカツト位置までの
電極長さを同じく電極カツト量ｄとし、それに対
する分布インダクタＬ、分布キヤパシタＣ、およ
び自己共振周波数_Oの関係は第２６図のようにな
る。すなわち電極カツト量ｄの増大に対して分布
インダクタンスＬと分布キヤパシタンスＣは共に
減少し、それにしがつて自己共振周波数_Oは高く
なる。

ここで電極をカツトする方法としてはレーザカ
ツター、サンドプラスター等の調整時において同
調周波数に影響を与えない非接触カツト手段を用
いると良い。

次に以上のように構成された本実施の同調器の
同調周波数を調整する別の方法について第１０図
に示す実施例を代表して以下その動作を説明す
る。第２７図ａの１３６はインダクタを形成する
スパイラル形状電極と等価な伝送路であり、１３
７は１３６のインダクタ形成電極と共に作用して
分布キヤパシタ１３８を形成させるスパイラル形
状電極と等価な伝送路である。ここで、伝送路電
極１３７のアースポイントは任意の電極部位１３
９に設定されるため第２７図ｂに示すようにアー
スポイント１４０から電極１３７のアース側に至
る対向部のインダクテイブ成分は打消されてアー
ス面１４１と等価になりインダクタを形成する伝
送路電極１４２と対向して分布キヤパシタ１４３
を形成する。これを分布定数回路で示したのが第
２７図ｃであり、分布インダクタ１４４と分布キ
ヤパシタ１４５による分布定数回路を形成する。
ここでアースとなる分布キヤパシタ電極１４６の
電極端１４７を任意に調整することにより分布キ
ヤパシタ１４５の値を任意に可変することが可能
である。第２７図ｄはこれを集中定数等価回路で
示したもので、インダクタ１４８と可変キヤパシ
タ１４９の並列共振回路を形成することになる。
また第２８図にこの同調器の別の動作等価回路を
示して説明する。第２８図ａの１５０はインダク
タを形成する伝送路電極であり、任意の電極部位
１５１をアース端子とし、１５２は電極１５０と
共に作用して分布キヤパシタ１５３を形成する伝
送路電極である。これは第２８図ｂに示すように
インダクタとしてはアース端子を１５４とする伝
送路１５５のみが寄与することになり、伝送路１
５５と対向する部分のアース電極１５６との間の
分布キヤパシタ１５７のみが形成される。それを
分布定数回路で示したのが第２８図ｃであり、分
布インダクタ１５８と分布キヤパシタ１５９によ
る分布定数回路を形成する。ここでアースとなる
分布インダクタ電極１５８の電極端１６１を任意
に調整することにより、分布インダクタ１５８お
よび分布キヤパシタ１５９の値を任意に同時に可
変することが可能となる。第２８図ｄはこれを集
中定数等価回路で示したもので、可変インダクタ
１２９と可変キヤパシタ１６３の並列共振回路を
形成することになる。

第２９図、第３０図、第３１図、第３２図に第
１０図に示す実施例を代表して可変キヤパシタと
可変インダクタの調整可変の様子を示す。第２９
図、第３０図はキヤパシタ電極のアース端子位置
の調整によつて可変キヤパシタを調整するモード
の説明図であり、第２９図に示すようにオープン
電極１６３を起点とするアース端子位置までの電
極長さを電極有効長ｄとし、それに対する分布キ
ヤパシタンスＣ、分布インダクタンスＬ、および
自己共振周波数_Oの関係は第３０図のようにな
る。すなわち、電極有効長ｄの増大に対して分布
キヤパシタンスＣは増大するが分布インダクタン
スＬは不変である。それにしたがつて自己共振周
波数_Oは低くなる。一方、第３１図、第３２図は
インダクタ電極のアース端子位置の調整によつて
可変インダクタと可変キヤパシタを同時に調整す
るモードの説明図であり、第３１図に示すように
オープン端子１６４を起点とするアース端子位置
までの電極長さを同じく電極有効長ｄとし、それ
に対する分布インダクタＬ、分布キヤパシタＣ、
および自己共振周波数_Oの関係は第３２図のよう
になる。すなわち電極有効長ｄの増大に対して分
布インダクタンスＬと分布キヤパシタンスＣは共
に増大し、それにしたがつて自己共振周波数_Oは
低くなる。

尚、以上の実施例では、各電極を共通してアー
スに接続したが、共通端子でアースに接続しても
良いものである。

以上に説明した構成と動作により所要の目的を
達成するものであるが、その構成形態の有効性を
他の電極構成にした場合と簡単に比較する。可変
インダクタを形成するスパイラル形状電極は上記
の説明のものと同様として、まず可変キヤパシタ
を形成するスパイラル形状電極をスパイラル形状
とせずに全面アース電極とした場合は可変インダ
クタのＱ性能が著しく低下して実用性はなくな
る。次に可変キヤパシタを形成するスパイラル形
状電極をスパイラル形状としてもアースポイント
を可変インダクタを形成するスパイラル形状電極
と同方向側に設定すると、両者は単一の可変イン
ダクタとして作用するのみで分布キヤパシタンス
を形成することは不可能となり所要の目的は達成
できない。

以上のように本実施例の特徴としてインダクタ
電極をキヤパシタ電極と共用したこと、およびア
ースとなるキヤパシタ電極のインダクタンス成分
を打消したことにより可変インダクタと可変キヤ
パシタの一体化を実現している。

発明の効果 以上の説明から明らかなように本発明の同調器
は誘電体を介して電極を対向設置しそのうち主電
極に対するそれぞれの副電極のアース端子が主電
極のアース端子に対して逆方向側にすることと同
方向側にすることによつて、およびどちらの端子
もアース端子に設定しないことによつて、可変キ
ヤパシタおよび２次コイルを任意に選択形成する
ようにしているので、 簡単な構成で２次コイルを含む可変インダク
タと可変キヤパシタを一体形成できる。

超薄型、小型の同調器が実現できる。

２次コイル付き同調器をモジユール化できる
ので、調整後の同調周波数は極めて安定であ
り、特に機械的振動による同調周波数ずれを極
小にできる。

２次コイルを含む可変インダクタと可変キヤ
パシタがリードレスで接続されるのでリードイ
ンダクタンスやストレーキヤパシタの影響がな
くなり、従つて回路動作が極めて安定になる。

部品点数を削減することが可能で製造の合理
化やコストダウンが実現できる。

同調器の同調周波数調整に電極カツト法を用
いる場合には非接触調整手段を用いることがで
きるので同調周波数に影響を与えずに調整処理
ができる。

またアース端子位置調整法を用いる場合には
電極の非破壊調整手段を用いることができるの
で同調器の同調周波数をくり返し上下調整処理
ができる。

同調器の同調周波数トリミングスピードが速
くなる。

等に優れた効果が得られる。

さらに同調器の同調周波数の設定に対するイン
ダクタンスとキヤパシタンスのそれぞれの初期値
の設計は電極パターンの簡単なアートワークに依
存し、同調器の設計の自由度が向上すると共に定
数の修正対応が容易である。

さらに電極導体の一部は誘電体基板の内部に設
置しても良いので多層回路基板構成の中間層に形
成することも可能であり、同調器の実装設計にお
ける自由度を拡大することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は基本的な同調器の回路図、第２図およ
び第３図は従来の同調器における構成を示す斜視
図、第４図ａ〜ｃ〜第１２図ａ〜ｃは本発明の実
施例における同調器の表面図、側面図および裏面
図、第１３図ａ〜ｇ、第１４図ａ，ｂおよび第１
５図は同同調器の動作原理を示す説明図、第１６
図ａ〜ｄ、第１７図ａ，ｂ、第１８図は従来の同
調器における動作原理を示す説明図、第１９図、
第２０図は本発明の同調器と従来の同調器の温度
変化に対する同調周波数と共振Ｑの特性図、第２
１図ａ〜ｄは本発明の同調器の同調周波数調整法
を説明するための等価回路図、第２２図は同同調
器の伝送路長とリアクタンスの関係を示す特性
図、第２３図〜第２６図は同同調器の可変キヤパ
シタと可変インダクタの調整可変の様子を示す説
明図、第２７図ａ〜ｄ、第２８図ａ〜ｄは同調器
の他の同調周波数調整法を説明するための等価回
路図、第２９図〜第３２図は同同調器の可変キヤ
パシタと可変インダクタの調整可変の様子を示す
説明図である。 １５，２８，４８，５５，６２，６９，７６，
８３，９０……誘電体基板、１６，２９，４９，
５６，６３，７０，７７，８４，９１……主電
極、１７，１８，１９，３０，３１，３２，５
０，５１，５２，５７，５８，５９，６４，６
５，６６，７１，７２，７３，８８，８９，９
０，９５，９６，９７，９２，９３，９４……副
電極。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 所定の電気的等価長を有し、かつ一の端子を
   アースに設定した主電極に対向して、誘電体を介
   して複数の副電極を設け、それら副電極において
   上記主電極におけるアース端子と相異対向位置関
   係にある端子にアースを設定したものを第１の副
   電極と、またそれら副電極において上記主電極に
   おけるアース端子と対向位置関係にある端子にア
   ースを設定したものを第２の副電極とし、またそ
   れら副電極において上記主電極においていずれの
   端子もアースに設定しないものとを第３の副電極
   としたことを特徴とする同調器。 ２ 副電極として第１の副電極、および第２の副
   電極もしくは第３の副電極をそれぞれ所定位置に
   設けた特許請求の範囲第１項記載の同調器。 ３ 主電極もしくは第１の副電極における所定の
   部分を切開して所定の同調周波数に設定する特許
   請求の範囲第１項および第２項のいずれかに記載
   の同調器。 ４ 主電極もしくは第１の副電極における所定の
   部位をアースに接続される端子に設定することに
   より所定の同調周波数に調整する特許請求の範囲
   第１項および第２項のいずれかに記載の同調器。 ５ 電極として所定の屈曲角もしくは屈曲率およ
   び所定の屈曲方向を示す屈曲部を少なくとも一個
   所以上有するものを用いた特許請求の範囲第１項
   ないし第４項のいずれかに記載の同調器。 ６ 電極としてスパイラル形状を有するものを用
   いた特許請求の範囲第１項ないし第４項のいずれ
   かに記載の同調器。 ７ 一方の電極における長さを他方の電極におけ
   る長さよりも短かく設定し、かつ所定部分で対向
   設置させた特許請求の範囲第１項なしい第６項の
   いずれかに記載の同調器。 ８ 誘電体の内部においてそれぞれの電極もしく
   は片側の電極における部分もしくは全部を設置し
   た特許請求の範囲第１項ないし第７項のいずれか
   に記載の同調器。 ９ 円筒形状もしくは角筒形状の誘電体における
   内周部もしくは外周部においてそれぞれの電極を
   設置した特許請求の範囲第１項ないし第８項のい
   ずれかに記載の同調器。 １０ 主電極もしくは第２の副電極が一部切開さ
   れた特許請求の範囲囲第１項ないし第９項のいず
   れかに記載の同調器。 １１ 所定の電気的等価長を有し、かつ一の端子
   をアースに設定した主電極に対向して、誘電体を
   介して複数の副電極を設け、それら副電極におい
   て上記主電極におけるアース端子と相異対向位置
   関係にある端子に共通端子を設定したものを第１
   の副電極とし、またそれら副電極において上記主
   電極におけるアース端子と対向位置関係にある端
   子に上記共通端子を設定したものを第２の副電極
   とし、またそれら副電極において上記主電極にお
   いていずれの端子も上記共通端子に設定しないも
   のを第３の副電極としたことを特徴とする同調
   器。