JPH0347766B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0347766B2 JPH0347766B2 JP60089975A JP8997585A JPH0347766B2 JP H0347766 B2 JPH0347766 B2 JP H0347766B2 JP 60089975 A JP60089975 A JP 60089975A JP 8997585 A JP8997585 A JP 8997585A JP H0347766 B2 JPH0347766 B2 JP H0347766B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- gate
- dgfet
- field effect
- drain
- frequency
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B19/00—Generation of oscillations by non-regenerative frequency multiplication or division of a signal from a separate source
- H03B19/06—Generation of oscillations by non-regenerative frequency multiplication or division of a signal from a separate source by means of discharge device or semiconductor device with more than two electrodes
- H03B19/14—Generation of oscillations by non-regenerative frequency multiplication or division of a signal from a separate source by means of discharge device or semiconductor device with more than two electrodes by means of a semiconductor device
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- Networks Using Active Elements (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は電界効果トランジスタを用いたマイク
ロ波帯の周波数２逓倍器に関する。
ロ波帯の周波数２逓倍器に関する。
マイクロ波の周波数逓倍器は、所要の出力レベ
ル、周波数安定度、雑音性能等を有する高い周波
数の信号が直接発振等により得られぬ場合に使用
される。通信等における使用周波数帯の高周波
化、例えばミリ波化により、逓倍器は今後ますま
す重要な部品となりつつある。
ル、周波数安定度、雑音性能等を有する高い周波
数の信号が直接発振等により得られぬ場合に使用
される。通信等における使用周波数帯の高周波
化、例えばミリ波化により、逓倍器は今後ますま
す重要な部品となりつつある。
FET（電界効果トランジスタ）逓倍器は、ステ
ツプリカバリダイオードやバラクタダイオード等
を用いた逓倍器と比べ変換利得が高く、しかも今
後発展が予想されるMMIC（Monolythic
Microwave Integrated Circuit）に適している
ためにマイクロ波帯逓倍器の主流となりつつあ
り、なかでもダブラ（周波数２逓倍器）としての
応用が定着しつつある。FETとしてはシングル
ゲートFET｛Single Gate FET：以下SGFETと
いう）およびデユアルゲート電界効果トランジス
タ（Dual Gate FET：以下単にDGFETという）
のいずれも使用されるが、基本的動作原理ほぼ同
様であるのでDGFETダブラの従来例について第
８図を参照して説明する。
ツプリカバリダイオードやバラクタダイオード等
を用いた逓倍器と比べ変換利得が高く、しかも今
後発展が予想されるMMIC（Monolythic
Microwave Integrated Circuit）に適している
ためにマイクロ波帯逓倍器の主流となりつつあ
り、なかでもダブラ（周波数２逓倍器）としての
応用が定着しつつある。FETとしてはシングル
ゲートFET｛Single Gate FET：以下SGFETと
いう）およびデユアルゲート電界効果トランジス
タ（Dual Gate FET：以下単にDGFETという）
のいずれも使用されるが、基本的動作原理ほぼ同
様であるのでDGFETダブラの従来例について第
８図を参照して説明する。
即ち、第８図ではDGFETを回路的に等価な２
つのSGFET１，２のカスケード接続として表わ
している。第１のFET１のゲートがDGFETの第
１ゲートに、第２のFET２のゲートがDGFETの
第２ゲートに対応する。原信号（基本周波数f0）
はDGFETの第１ゲートに入力され、DGFETの
非線形効果によりドレイン電流波形に歪みが生ず
る。この歪波形のうち２倍の周波数成分のみが
DGFETのドレイン端に接続されたBPF（Band
Pass Filter）３で選択され、整合回路４を介し
て２逓倍周波数20として出力される。
つのSGFET１，２のカスケード接続として表わ
している。第１のFET１のゲートがDGFETの第
１ゲートに、第２のFET２のゲートがDGFETの
第２ゲートに対応する。原信号（基本周波数f0）
はDGFETの第１ゲートに入力され、DGFETの
非線形効果によりドレイン電流波形に歪みが生ず
る。この歪波形のうち２倍の周波数成分のみが
DGFETのドレイン端に接続されたBPF（Band
Pass Filter）３で選択され、整合回路４を介し
て２逓倍周波数20として出力される。
なお、第２のFET２のゲートは、インピーダ
ンスＺ５を介して接地される。また、前記
DGFETの第１ゲート及び第２ゲートには夫々対
応したコイルRFCを介してゲートバイアスVg10，
VVg20が加えられ、更に、DGFETのドレイン端
にはコイルRFCを介してドレインバイアスVdが
加えられる。
ンスＺ５を介して接地される。また、前記
DGFETの第１ゲート及び第２ゲートには夫々対
応したコイルRFCを介してゲートバイアスVg10，
VVg20が加えられ、更に、DGFETのドレイン端
にはコイルRFCを介してドレインバイアスVdが
加えられる。
電流歪の生ずる機構をSGFETで説明すると、
例えば第９図ａ，ｂ，ｃに示すような３種のモー
ドがある。１つは第９図ａに示すようにドレイ
ン・ソース間電圧Vdsが大きく変動（ゲート・ソ
ース間電圧Vgsは一定）することににより発生す
るドレイン電流Idの歪、２つ目は第９図ｂに示す
ようにゲート・ソース間電圧Vgsがピンチオフ電
圧Vp近傍で変化することにより発生するピンチ
オフ効果による電流歪、３つ目は第９図ｃに示す
ようにゲート・ソース間電圧Vgsがビルトイン電
圧V〓近傍で変化しドレイン電流が飽和すること
により発生するものである。DGFETダブラでは
２つのSGFETの動作が相互に依存しており、３
種類のモードが関与しており動作は複雑である。
最大の変換利得（２倍波出力電力／基本波入力電
力）は入力する基本波電力のレベル、DGFETの
第１、第２ゲートのバイアスVg10，Vg20等を最適
に調整して得られる。
例えば第９図ａ，ｂ，ｃに示すような３種のモー
ドがある。１つは第９図ａに示すようにドレイ
ン・ソース間電圧Vdsが大きく変動（ゲート・ソ
ース間電圧Vgsは一定）することににより発生す
るドレイン電流Idの歪、２つ目は第９図ｂに示す
ようにゲート・ソース間電圧Vgsがピンチオフ電
圧Vp近傍で変化することにより発生するピンチ
オフ効果による電流歪、３つ目は第９図ｃに示す
ようにゲート・ソース間電圧Vgsがビルトイン電
圧V〓近傍で変化しドレイン電流が飽和すること
により発生するものである。DGFETダブラでは
２つのSGFETの動作が相互に依存しており、３
種類のモードが関与しており動作は複雑である。
最大の変換利得（２倍波出力電力／基本波入力電
力）は入力する基本波電力のレベル、DGFETの
第１、第２ゲートのバイアスVg10，Vg20等を最適
に調整して得られる。
以上の説明から明らかなように、従来技術では
DGFETのドレイン電流に波形歪を生じさせ、そ
の中の２逓倍波成分を選択的に取り出す原理であ
る。従つて変換利得の点から見ると必ずしも効率
よく基本波が２逓倍に変換されているわけではな
く、変換利得にはまだ改善の余地がある。又、こ
れに関連してドレイン電流には２倍波以外の不要
波（基本波、３倍波、４倍波…）の成分が多く、
これらを除去するために選択度の良好なBPFを
必要とする。このため回路は大形化し、この事は
例えばMMICではほぼチツプ面積に比例してチ
ツプコストが上昇するから、低価格化の点からも
好ましくない。
DGFETのドレイン電流に波形歪を生じさせ、そ
の中の２逓倍波成分を選択的に取り出す原理であ
る。従つて変換利得の点から見ると必ずしも効率
よく基本波が２逓倍に変換されているわけではな
く、変換利得にはまだ改善の余地がある。又、こ
れに関連してドレイン電流には２倍波以外の不要
波（基本波、３倍波、４倍波…）の成分が多く、
これらを除去するために選択度の良好なBPFを
必要とする。このため回路は大形化し、この事は
例えばMMICではほぼチツプ面積に比例してチ
ツプコストが上昇するから、低価格化の点からも
好ましくない。
本発明は上記の事情に鑑みてなされたもので、
２逓倍波への変換効率が高く、不要波の発生が少
なく、したがつて特に良好な選択度のBPFを必
要としないFETを用いた周波数２逓倍器を提供
することを目的とする。
２逓倍波への変換効率が高く、不要波の発生が少
なく、したがつて特に良好な選択度のBPFを必
要としないFETを用いた周波数２逓倍器を提供
することを目的とする。
本発明の周波数２逓倍器は、基本周波数の信号
が略180゜の位相差をもつて第１ゲートおよび第２
ゲートに入力されて逓倍動作するFETを有する
ことを特徴とするものである。
が略180゜の位相差をもつて第１ゲートおよび第２
ゲートに入力されて逓倍動作するFETを有する
ことを特徴とするものである。
以下図面を参照して本発明の実施例をDGFET
を用いた場合について詳細に説明する。
を用いた場合について詳細に説明する。
一般のDGFETの電流特性について説明する。
第２図はDGFETの等価回路図で、第１の
SGFET２１はソースが接地され、ドレインが第
２のSGFET２２のソースに接続される。第２の
EET２２のドレインＤはドレインバイアスVdが
加えられ、第１のFET２１のゲートG1にはゲー
トバイアスVg1が加えられ、第２のFET２２のゲ
ートG2にはゲートバイアスVg2が加えられる。
第２図はDGFETの等価回路図で、第１の
SGFET２１はソースが接地され、ドレインが第
２のSGFET２２のソースに接続される。第２の
EET２２のドレインＤはドレインバイアスVdが
加えられ、第１のFET２１のゲートG1にはゲー
トバイアスVg1が加えられ、第２のFET２２のゲ
ートG2にはゲートバイアスVg2が加えられる。
今、各FET２１，２２のDC特性が例えば第３
図に示すようであるときに、全体としての
DGFETのドレイン電流Idの第１ゲートバイアス
Vg1および第２ゲートバイアスVg2に対する依存
性は第４図に示すようになる。この図から明らか
な様にDGFETはゲートバイアスVg1，Vg2に対し
ドレイン電流がほぼ対称で、しかも Id≒（Vg1＋V10）（Vg2＋V20） ……(1) に近いゲート電圧依存性を有することが特徴であ
る。ただし、ｋ，V10，V20は定数で、V10≒V20
である。
図に示すようであるときに、全体としての
DGFETのドレイン電流Idの第１ゲートバイアス
Vg1および第２ゲートバイアスVg2に対する依存
性は第４図に示すようになる。この図から明らか
な様にDGFETはゲートバイアスVg1，Vg2に対し
ドレイン電流がほぼ対称で、しかも Id≒（Vg1＋V10）（Vg2＋V20） ……(1) に近いゲート電圧依存性を有することが特徴であ
る。ただし、ｋ，V10，V20は定数で、V10≒V20
である。
次に、第１図は本発明の一実施例で、DGFET
を回路的に等価な２つのSGFET１１，１２のカ
スケード接続として表わしたもので、第１の
SGFET１１のドレインは第２のSGFET１２の
ソースに接続される。第１のSGFET１はソース
が接地され、ゲートがコイルRFCを介してゲー
トバイアスVg10印加端子１３に接続される。第１
のSGFET１１のゲートはRF電圧に180゜の位相差
を与える180゜位相器１４を介して第２のSGFET
１２のゲートに接続され、この第２のSGFET１
２のゲートはコイルRFCを介してゲートバイア
スVg20印加端子１５に接続される。前記第２の
SGFET１２のドレインはコイル１６を介してド
レインバイアスVd印加端子１７に接続されると
共に整合回路２０を介して出力端子１８に接続さ
れる。第１のSGFET１１のゲートには入力端子
子１９が接続される。第１のSGFET１１のゲー
トがDGFETの第１ゲートに、第２のSGFET１
２のゲートがDGFETの第２ゲートに対応する。
を回路的に等価な２つのSGFET１１，１２のカ
スケード接続として表わしたもので、第１の
SGFET１１のドレインは第２のSGFET１２の
ソースに接続される。第１のSGFET１はソース
が接地され、ゲートがコイルRFCを介してゲー
トバイアスVg10印加端子１３に接続される。第１
のSGFET１１のゲートはRF電圧に180゜の位相差
を与える180゜位相器１４を介して第２のSGFET
１２のゲートに接続され、この第２のSGFET１
２のゲートはコイルRFCを介してゲートバイア
スVg20印加端子１５に接続される。前記第２の
SGFET１２のドレインはコイル１６を介してド
レインバイアスVd印加端子１７に接続されると
共に整合回路２０を介して出力端子１８に接続さ
れる。第１のSGFET１１のゲートには入力端子
子１９が接続される。第１のSGFET１１のゲー
トがDGFETの第１ゲートに、第２のSGFET１
２のゲートがDGFETの第２ゲートに対応する。
即ち、従来方式と異なる点はDGFETの第２ゲ
ートである第２のFET１２のゲートにも原信号
（基本波周波数0）を入力する点で、その位相φ2
はDGFETの第１ゲートである第１のFET１１の
ゲートの位相φ1と約180゜異なり、電圧振幅Ａは両
ゲートともほぼ同レベルである。
ートである第２のFET１２のゲートにも原信号
（基本波周波数0）を入力する点で、その位相φ2
はDGFETの第１ゲートである第１のFET１１の
ゲートの位相φ1と約180゜異なり、電圧振幅Ａは両
ゲートともほぼ同レベルである。
次に、第４図のVg1−Vg2平面上で説明する。
両ゲートに印加される逆相同振幅の基本波電圧は
第４図の直線３０として表される。直線３０の中
心Ｂ、又はＤはDGFETの第１ゲート、第２ゲー
トの直流バイアスVg10，Vg20に相当する。今、点
Ａから出発し、基本波の１周期ＴのトレースＡ−
Ｂ−Ｃ−Ｄ−Ｅを考えると、それに対応するドレ
イン電流の時間変化は第５図に示すような波形と
なる。すなわち、基本波１周期のスイングに対
し、Ｂ，Ｄ部の２ケ所に最大電流を持つ波形が得
られ、ほぼ純粋な２逓倍となることがわかる。こ
のことは次の関係式からも明らかである。
両ゲートに印加される逆相同振幅の基本波電圧は
第４図の直線３０として表される。直線３０の中
心Ｂ、又はＤはDGFETの第１ゲート、第２ゲー
トの直流バイアスVg10，Vg20に相当する。今、点
Ａから出発し、基本波の１周期ＴのトレースＡ−
Ｂ−Ｃ−Ｄ−Ｅを考えると、それに対応するドレ
イン電流の時間変化は第５図に示すような波形と
なる。すなわち、基本波１周期のスイングに対
し、Ｂ，Ｄ部の２ケ所に最大電流を持つ波形が得
られ、ほぼ純粋な２逓倍となることがわかる。こ
のことは次の関係式からも明らかである。
Vg1（ｔ）＝Acosωt，Vg2（ｔ）＝−Acosωt
とすれば(1)式より、
Id（ｔ）≒ｋ（Acrsωt＋V10）
（−Acosωt＋V20）
＝ｋ｛V10V20−A2／２＋Ａ（V20−V10）
cosωt−A2／２cos2ωt｝
≒ｋ（V10V20−A2／２）−kA2／２cos2ωt ……(2)
(2)式からも明らかな様に本発明のダブラ動作に
おいては基本波がほとんど２逓倍波のみに変換さ
れ、不要な周波数成分の発生は極めて少ないこと
がわかる。
おいては基本波がほとんど２逓倍波のみに変換さ
れ、不要な周波数成分の発生は極めて少ないこと
がわかる。
以上はFETのc（Cut off frequency，c≒
gm／2πCgs、ここでCgsはゲート・ソース間容量、gm はトランスコンダクタンス）に比べ２逓倍周波数
が十分低い場合である。２逓倍周波数がcのオー
ダになると、Cgs等の容量や浮遊インダクタンス
の影響等が無視できなくなるため最適なダブラ動
作のための振幅、位相の条件が低周波の場合から
若干ずれてくる。この時は第４図の直線３０で示
されたトレースがループ状に拡がり幾分変換利得
が低下し、不要波の発生も多くなる。しかし、基
本的なダブラ動作の原理はなんら変るものではな
い。
gm／2πCgs、ここでCgsはゲート・ソース間容量、gm はトランスコンダクタンス）に比べ２逓倍周波数
が十分低い場合である。２逓倍周波数がcのオー
ダになると、Cgs等の容量や浮遊インダクタンス
の影響等が無視できなくなるため最適なダブラ動
作のための振幅、位相の条件が低周波の場合から
若干ずれてくる。この時は第４図の直線３０で示
されたトレースがループ状に拡がり幾分変換利得
が低下し、不要波の発生も多くなる。しかし、基
本的なダブラ動作の原理はなんら変るものではな
い。
時系列解析プログラムによりSGFET（ゲート
長Lg≒1μm、ゲート幅Wg＝200μm、c＝25GHz）
２個をカスケード接続した本発明のDGFETダブ
ラを設計、数値解析し、次の結果が得られた。こ
の場合、BPFは接続されていない。
長Lg≒1μm、ゲート幅Wg＝200μm、c＝25GHz）
２個をカスケード接続した本発明のDGFETダブ
ラを設計、数値解析し、次の結果が得られた。こ
の場合、BPFは接続されていない。
基本波1GHz、位相差（φ1−φ2）180゜のとき
変換利得10dB、不要波抑圧（2GHz電力／不要
波電力）10dB。
変換利得10dB、不要波抑圧（2GHz電力／不要
波電力）10dB。
基本波10GHz、位相差130゜のとき変換利得
2dB、不要波抑圧（2GHz電力／不要波）6dB。
2dB、不要波抑圧（2GHz電力／不要波）6dB。
これらの結果は従来例と比べ変換利得が高く、
とりわけ不要波抑圧性能がすぐれており、小形、
低価格化にきわめて有利である。又、BPFを省
略もしくは簡易化できるために従来方式では不可
能なダブラの広帯域化へも道をひらくもので、本
発明の効果の波及するところは甚大である。
とりわけ不要波抑圧性能がすぐれており、小形、
低価格化にきわめて有利である。又、BPFを省
略もしくは簡易化できるために従来方式では不可
能なダブラの広帯域化へも道をひらくもので、本
発明の効果の波及するところは甚大である。
なお、上記実施例では便宜上DGFETと表現し
説明したが、それと実質的に等価な動作をする２
個のSGFETをカスケード接続したものについて
も効果は同一である。
説明したが、それと実質的に等価な動作をする２
個のSGFETをカスケード接続したものについて
も効果は同一である。
また、第６図は本発明の他の実施例であり、
DC回路は省略してある。DGFET４０の第１ゲ
ートG1と第２ゲートG2間にはλ／２線路４１が
接続され、このλ／２線路４１で第１ゲートG1
と第２ゲートG2間に180゜位相差を与えている。Ｓ
はソース、Ｄはドレイン、0は基本波周波数、４
２は整合回路である。
DC回路は省略してある。DGFET４０の第１ゲ
ートG1と第２ゲートG2間にはλ／２線路４１が
接続され、このλ／２線路４１で第１ゲートG1
と第２ゲートG2間に180゜位相差を与えている。Ｓ
はソース、Ｄはドレイン、0は基本波周波数、４
２は整合回路である。
更に、第７図は本発明の他の実施例で、DC回
路は省略してある。即ち、第１のSGFET５１の
ドレインは第２のSGFET５２のソースに接続さ
れてDGFETが構成される。この第１のFET５１
のゲートG1は位相反転用のFET５３のゲートに
接続され、このFET５３のドレインは第２の
FET５２のゲートG2に接続される。FET５１，
５３のソースは接地され、FET５２のドレイン
は整合回路５４を介して出力端５５に接続され
る。５６は入力端である。ゲートG2にはゲート
G1に比べ、FET５３により位相が約180゜遅れた
基本波電圧が印加され、本発明の要件が満たされ
る。
路は省略してある。即ち、第１のSGFET５１の
ドレインは第２のSGFET５２のソースに接続さ
れてDGFETが構成される。この第１のFET５１
のゲートG1は位相反転用のFET５３のゲートに
接続され、このFET５３のドレインは第２の
FET５２のゲートG2に接続される。FET５１，
５３のソースは接地され、FET５２のドレイン
は整合回路５４を介して出力端５５に接続され
る。５６は入力端である。ゲートG2にはゲート
G1に比べ、FET５３により位相が約180゜遅れた
基本波電圧が印加され、本発明の要件が満たされ
る。
以上述べたように本発明によれば、２逓倍波へ
の変換効率が高く、不要波の発生が少なく、した
がつて特に良好な選択度のBPFを必要としない
ため、小形、低価格化にすることができる周波数
２逓倍器を提供することができる。
の変換効率が高く、不要波の発生が少なく、した
がつて特に良好な選択度のBPFを必要としない
ため、小形、低価格化にすることができる周波数
２逓倍器を提供することができる。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２
図は本発明に係るDGFETの一例を示す等価回路
図、第３図は本発明に係るSGFETのDC特性の一
例を示す特性図、第４図は本発明に係るDGFET
のDC特性の一例を示す特性図、第５図は本発明
に係るDGFEETダブラの電流波形の一例を示す
図、第６図は本発明の一具体例を示す回路図、第
７図は本発明の他の具体例を示す回路図、第８図
は従来のDGFETダブラを示す回路図、第９図は
従来のDGFETダブラの動作原理を示す特性図で
ある。 １１，１２……SGFET、１３……ゲートバイ
アスVg10印加端子、１４……180゜位相器、１５…
…ゲートバイアスVg20印加端子、１６……コイ
ル、１７……ドレインバイアスVd印加端子、１
８……出力端子、１９……入力端子、２０……整
合回路。
図は本発明に係るDGFETの一例を示す等価回路
図、第３図は本発明に係るSGFETのDC特性の一
例を示す特性図、第４図は本発明に係るDGFET
のDC特性の一例を示す特性図、第５図は本発明
に係るDGFEETダブラの電流波形の一例を示す
図、第６図は本発明の一具体例を示す回路図、第
７図は本発明の他の具体例を示す回路図、第８図
は従来のDGFETダブラを示す回路図、第９図は
従来のDGFETダブラの動作原理を示す特性図で
ある。 １１，１２……SGFET、１３……ゲートバイ
アスVg10印加端子、１４……180゜位相器、１５…
…ゲートバイアスVg20印加端子、１６……コイ
ル、１７……ドレインバイアスVd印加端子、１
８……出力端子、１９……入力端子、２０……整
合回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ ドレイン，ソースおよびゲートを有する第１
の電界効果トランジスタと、この第１の電界効果
トランジスタのドレインにソースが接続されたド
レインおよびゲートを有する第２の電界効果トラ
ンジスタと、基本周波数の信号を略180゜の位相差
をもつて前記第１および第２の電界効果トランジ
スタのゲートに供給する手段とを具備した周波数
２逓倍器。 ２ 第１の電界効果トランジスタと第２の電界効
果トランジスタとがデユアルゲート電界効果トラ
ンジスタで構成された特許請求の範囲第１項記載
の周波数２逓倍器。 ３ 第１および第２の電界効果トランジスタのゲ
ートに供給される基本周波数信号の略180゜の位相
差が、第１の電界効果トランジスタのゲートにゲ
ートが接続され、第２の電界効果ランジスタのゲ
ートにドレインが接続された第３の電界効果トラ
ンジスタで与えられることを特徴とする特許請求
の範囲第１項又は第２項記載の周波数２逓倍器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60089975A JPS61248602A (ja) | 1985-04-26 | 1985-04-26 | 周波数２逓倍器 |
| US06/851,161 US4734591A (en) | 1985-04-26 | 1986-04-14 | Frequency doubler |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60089975A JPS61248602A (ja) | 1985-04-26 | 1985-04-26 | 周波数２逓倍器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61248602A JPS61248602A (ja) | 1986-11-05 |
| JPH0347766B2 true JPH0347766B2 (ja) | 1991-07-22 |
Family
ID=13985675
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60089975A Granted JPS61248602A (ja) | 1985-04-26 | 1985-04-26 | 周波数２逓倍器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
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