JPH036738B2 - - Google Patents
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- JPH036738B2 JPH036738B2 JP59053169A JP5316984A JPH036738B2 JP H036738 B2 JPH036738 B2 JP H036738B2 JP 59053169 A JP59053169 A JP 59053169A JP 5316984 A JP5316984 A JP 5316984A JP H036738 B2 JPH036738 B2 JP H036738B2
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Description
【発明の詳細な説明】
発明の属する技術分野
本発明は、定電流装置に関し、特に、中継増幅
器等の負荷に対して複数個の共振形コンバータを
直列に接続して定電流を供給するようにした定電
流装置の改良に関する。
器等の負荷に対して複数個の共振形コンバータを
直列に接続して定電流を供給するようにした定電
流装置の改良に関する。
従来技術
アナログ搬送通信システムにおいて、中継器に
電流を供給するための遠方給電装置としては、一
般に可飽和リアクトル制御形定電流コンバータが
使用されている。これは、可飽和リアクトルを拘
束磁化状態で使用し、可飽和リアクトルの点弧角
を制御することによつて出力電流を一定にする定
電流コンバータであり、大振幅の交流動作をする
可飽和リアクトルの損失と、インバータトランジ
スタのスイツチング損失のため、その効率は70％
程度が限度である。出力電流は60ｍＡ〜160ｍＡ
程度であり、最大出力電圧が7KV程度の定電流
装置として使用される。
電流を供給するための遠方給電装置としては、一
般に可飽和リアクトル制御形定電流コンバータが
使用されている。これは、可飽和リアクトルを拘
束磁化状態で使用し、可飽和リアクトルの点弧角
を制御することによつて出力電流を一定にする定
電流コンバータであり、大振幅の交流動作をする
可飽和リアクトルの損失と、インバータトランジ
スタのスイツチング損失のため、その効率は70％
程度が限度である。出力電流は60ｍＡ〜160ｍＡ
程度であり、最大出力電圧が7KV程度の定電流
装置として使用される。
デイジタル搬送通信システム用の遠方給電装置
は、負荷となる中継増幅器が高機能化され、又シ
ステムが冗長化されること等のため、その出力電
流は500ｍＡ〜2Aに達し、出力電圧は最大15KV
にもなり、装置の出力電力はアナログ搬送通信シ
ステムの場合よりも１桁以上増大する。このた
め、給電装置を構成するコンバータの大出力化と
高能率化が求められ、近年においては、90％以上
の効率を有する共振形定電流コンバータを用いた
定電流装置が開発されている。共振形定電流コン
バータは、インバータトランジスタのコレクタ電
流が正弦波となるため、そのスイツチング損失が
無くなり、高能率化が可能で、装置が小形化され
る。
は、負荷となる中継増幅器が高機能化され、又シ
ステムが冗長化されること等のため、その出力電
流は500ｍＡ〜2Aに達し、出力電圧は最大15KV
にもなり、装置の出力電力はアナログ搬送通信シ
ステムの場合よりも１桁以上増大する。このた
め、給電装置を構成するコンバータの大出力化と
高能率化が求められ、近年においては、90％以上
の効率を有する共振形定電流コンバータを用いた
定電流装置が開発されている。共振形定電流コン
バータは、インバータトランジスタのコレクタ電
流が正弦波となるため、そのスイツチング損失が
無くなり、高能率化が可能で、装置が小形化され
る。
一方、保守性、冗長性を考慮して、複数個の定
電流コンバータを負荷に対して直列に接続して使
用する場合は、複数個のコンバータの負荷分担を
安定させる必要がある。このため、第１図に示す
ように、複数個の共振形定電流コンバータ
CONV1〜CONVn負荷に対して直列に接続し、
各共振形定電流コンバータCONV1〜CONVnの
それぞれの出力部に負荷分担用の抵抗７およびダ
イオードＤを並列に接続した定電流装置が使用さ
れている。
電流コンバータを負荷に対して直列に接続して使
用する場合は、複数個のコンバータの負荷分担を
安定させる必要がある。このため、第１図に示す
ように、複数個の共振形定電流コンバータ
CONV1〜CONVn負荷に対して直列に接続し、
各共振形定電流コンバータCONV1〜CONVnの
それぞれの出力部に負荷分担用の抵抗７およびダ
イオードＤを並列に接続した定電流装置が使用さ
れている。
各共振形定電流コンバータCONV1〜CONVn
は、直流を入力して交流に変換出力するインバー
タ回路１と、インバータ回路１の出力を整流・平
滑回路３に入力させる共振回路２と、共振回路２
を介して入力される交流を整流および平滑化する
整流・平滑回路３と、整流・平滑回路３の出力電
流を検出し、出力電流に応じた電圧を出力して制
御回路５に入力させる電流検出器６と、電流検出
器６から入力された電圧を基準電圧Ｓと比較し
て、その差に応じた電圧Vcを出力する制御回路
５と、制御回路５の出力する制御電圧Vcを対応
する周波数に変換出力して前記インバータ回路１
のスイツチング周波数を制御する電圧−周波数変
換回路４とから構成され、その出力部には、それ
ぞれ負荷分担用の抵抗７およびダイオードＤを並
列に接続している。上記ダイオードＤは、障害等
によつて停止した共振形定電流コンバータをバイ
パスさせて他の共振形定電流コンバータによつて
負荷への電流供給を継続させるために接続されて
いる。
は、直流を入力して交流に変換出力するインバー
タ回路１と、インバータ回路１の出力を整流・平
滑回路３に入力させる共振回路２と、共振回路２
を介して入力される交流を整流および平滑化する
整流・平滑回路３と、整流・平滑回路３の出力電
流を検出し、出力電流に応じた電圧を出力して制
御回路５に入力させる電流検出器６と、電流検出
器６から入力された電圧を基準電圧Ｓと比較し
て、その差に応じた電圧Vcを出力する制御回路
５と、制御回路５の出力する制御電圧Vcを対応
する周波数に変換出力して前記インバータ回路１
のスイツチング周波数を制御する電圧−周波数変
換回路４とから構成され、その出力部には、それ
ぞれ負荷分担用の抵抗７およびダイオードＤを並
列に接続している。上記ダイオードＤは、障害等
によつて停止した共振形定電流コンバータをバイ
パスさせて他の共振形定電流コンバータによつて
負荷への電流供給を継続させるために接続されて
いる。
次に、各共振形定電流コンバータの動作につい
て説明する。インバータ回路１は、電圧−周波数
変換回路４から供給される制御周波数で動作する
インバータで、直流入力Ｅを上記制御周波数の交
流出力に変換出力する。インバータ回路１の交流
出力は、共振回路２を介して整流・平滑回路３に
入力される。共振回路２は、チヨークコイルＬと
コンデンサＣの直列共振回路で、その共振周波数
はfresである。インバータ回路１の動作周波数
fswとfresとの比、fsw／fresを時比率δとする
と、整流・平滑回路３に入力される交流電力は時
比率δに依存し、無制御状態における整流・平滑
回路３の出力特性は、第２図に示すようになる。
て説明する。インバータ回路１は、電圧−周波数
変換回路４から供給される制御周波数で動作する
インバータで、直流入力Ｅを上記制御周波数の交
流出力に変換出力する。インバータ回路１の交流
出力は、共振回路２を介して整流・平滑回路３に
入力される。共振回路２は、チヨークコイルＬと
コンデンサＣの直列共振回路で、その共振周波数
はfresである。インバータ回路１の動作周波数
fswとfresとの比、fsw／fresを時比率δとする
と、整流・平滑回路３に入力される交流電力は時
比率δに依存し、無制御状態における整流・平滑
回路３の出力特性は、第２図に示すようになる。
すなわち、時比率δが１のときは、共振回路２
のインピーダンスが０となり、整流・平滑回路３
の出力インピーダンスは低く、ほぼ定電圧特性と
なり、時比率δが小さくなるに従つて出力インピ
ーダンスが高くなり、また小さい電流値で飽和す
るようになる。時比率δが0.5以下では、その出
力インピーダンスはほぼ一定の有限値となる。従
つて、時比率δを変化させることによつて出力電
流を制御することができる。
のインピーダンスが０となり、整流・平滑回路３
の出力インピーダンスは低く、ほぼ定電圧特性と
なり、時比率δが小さくなるに従つて出力インピ
ーダンスが高くなり、また小さい電流値で飽和す
るようになる。時比率δが0.5以下では、その出
力インピーダンスはほぼ一定の有限値となる。従
つて、時比率δを変化させることによつて出力電
流を制御することができる。
電流検出器６は、整流・平滑回路３の出力電流
Ipfを検出し、出力電流Ipfに比例した電圧を出力
して制御回路５に供給し、制御回路５は、上記入
力電圧を基準電圧Ｓと比較増幅して制御電圧信号
Vcを出力して電圧−周波数変換回路４に供給す
る。電圧−周波数変換回路４は、制御電圧Vcを
対応する周波数に変換して前記インバータ回路１
の動作周波数fswを制御する。すなわち、共振形
定電流コンバータの出力電流Ipfが一定になるよ
うに時比率δが制御される。従つて、各共振形定
電流コンバータCONV1〜CONVnからはそれぞ
れ定電流が出力され、制御状態においては、その
出力インピーダンスは非常に高くなる。
Ipfを検出し、出力電流Ipfに比例した電圧を出力
して制御回路５に供給し、制御回路５は、上記入
力電圧を基準電圧Ｓと比較増幅して制御電圧信号
Vcを出力して電圧−周波数変換回路４に供給す
る。電圧−周波数変換回路４は、制御電圧Vcを
対応する周波数に変換して前記インバータ回路１
の動作周波数fswを制御する。すなわち、共振形
定電流コンバータの出力電流Ipfが一定になるよ
うに時比率δが制御される。従つて、各共振形定
電流コンバータCONV1〜CONVnからはそれぞ
れ定電流が出力され、制御状態においては、その
出力インピーダンスは非常に高くなる。
このままで、複数の共振形定電流コンバータ
CONV1〜CONVnを直列に接続すると、一部の
共振形定電流コンバータの出力電流が（定電流制
御精度内で）変動を生じた場合に負荷分担がくず
れ、一部の共振形定電流コンバータに過大な負荷
がかかることになる。これを防止するために、各
共振形定電流コンバータCONV1〜CONVnのそ
れぞれの出力部に負荷分担用の抵抗７を並列に接
続する。負荷分担用の抵抗７の抵抗値をRpfとす
ると、各共振形定電流コンバータCONVの出力
インピーダンスは有限値のRpfとなり、負荷分担
を安定させることができる。
CONV1〜CONVnを直列に接続すると、一部の
共振形定電流コンバータの出力電流が（定電流制
御精度内で）変動を生じた場合に負荷分担がくず
れ、一部の共振形定電流コンバータに過大な負荷
がかかることになる。これを防止するために、各
共振形定電流コンバータCONV1〜CONVnのそ
れぞれの出力部に負荷分担用の抵抗７を並列に接
続する。負荷分担用の抵抗７の抵抗値をRpfとす
ると、各共振形定電流コンバータCONVの出力
インピーダンスは有限値のRpfとなり、負荷分担
を安定させることができる。
従つて、上述の共振形定電流コンバータをｎ個
直列に接続した装置全体のインピーダンスはｎ・
Rpfとなり、出力電流対出力電圧特性は、第３図
に示すようなる。すなわち、負荷の増大、換言す
れば出力電圧VOUTの増加に伴なつて出力電流IOUT
が減少し、定電流特性が劣化するという欠点があ
る。すなわち、負荷電圧がVLのときには、負荷
電流は△Ｉ減少してILとなる。負荷電流の減少分
△Ｉは、△Ｉ＝VL／ｎ・Rpfで表わされる。この
減少分△Ｉは、各共振形定電流コンバータ
CONV1〜CONVnのそれぞれの出力部に接続さ
れた負荷分担用の抵抗７を流れ、これによつて、
電力損失Wr＝VL 2／n2Rpfを生じる。この損失に
より、従来の定電流装置は効率が低下し、また、
熱放散の対策のために大型化するという欠点があ
る。
直列に接続した装置全体のインピーダンスはｎ・
Rpfとなり、出力電流対出力電圧特性は、第３図
に示すようなる。すなわち、負荷の増大、換言す
れば出力電圧VOUTの増加に伴なつて出力電流IOUT
が減少し、定電流特性が劣化するという欠点があ
る。すなわち、負荷電圧がVLのときには、負荷
電流は△Ｉ減少してILとなる。負荷電流の減少分
△Ｉは、△Ｉ＝VL／ｎ・Rpfで表わされる。この
減少分△Ｉは、各共振形定電流コンバータ
CONV1〜CONVnのそれぞれの出力部に接続さ
れた負荷分担用の抵抗７を流れ、これによつて、
電力損失Wr＝VL 2／n2Rpfを生じる。この損失に
より、従来の定電流装置は効率が低下し、また、
熱放散の対策のために大型化するという欠点があ
る。
また、複数の共振形定電流コンバータCONV1
〜CONVnが、それぞれ制御回路５および電流検
出路６を内蔵しているため経済的でない。さら
に、複数の共振形定電流コンバータで、それぞれ
制御回路５の基準電圧Ｓを調整して出力電流調整
を行なう必要があり、しかもこの調整は、複数の
共振形定電流コンバータ間の負荷分担を均等にさ
せつつ行なわなければならない。そのため、装置
全体の出力電流を所定の定電流値に調整するため
には相当な長時間が費やされる。
〜CONVnが、それぞれ制御回路５および電流検
出路６を内蔵しているため経済的でない。さら
に、複数の共振形定電流コンバータで、それぞれ
制御回路５の基準電圧Ｓを調整して出力電流調整
を行なう必要があり、しかもこの調整は、複数の
共振形定電流コンバータ間の負荷分担を均等にさ
せつつ行なわなければならない。そのため、装置
全体の出力電流を所定の定電流値に調整するため
には相当な長時間が費やされる。
発明の目的
本発明の目的は、上述の従来の欠点を解決し、
直列接続された複数の共振形定電流コンバータに
負荷分担用の抵抗を接続しないで電力損失を低減
し、しかも各共振形定電流コンバータには制御回
路および電流検出器を設けないで、共通制御によ
つて定電流を出力することにより、負荷増大に伴
なう定電流特性の劣化を防止し、装置の小形化、
高能率化および高精度化が可能であり、さらに、
出力電流の調整が短時間で容易にできる定電流装
置を提供することにある。
直列接続された複数の共振形定電流コンバータに
負荷分担用の抵抗を接続しないで電力損失を低減
し、しかも各共振形定電流コンバータには制御回
路および電流検出器を設けないで、共通制御によ
つて定電流を出力することにより、負荷増大に伴
なう定電流特性の劣化を防止し、装置の小形化、
高能率化および高精度化が可能であり、さらに、
出力電流の調整が短時間で容易にできる定電流装
置を提供することにある。
発明の構成
本発明の定電流装置は、直流入力を交流に変換
出力するインバーク回路と、このインバータ回路
の出力に接続された共振回路と、この共振回路を
介して入力される上記インバータ回路の出力を整
流平滑化して出力する整流・平滑回路と、制御回
路から入力される制御信号を変換して上記インバ
ータ回路の動作周波数を制御する変換回路とを備
えた共振形定電流コンバータが複数個直列に接続
され、この複数個の共振形定電流コンバータと負
荷との間に直列に挿入された電流検出器と、この
電流検出器の検出出力を基準電圧と比較し制御電
流を上記共振形定電流コンバータの各変換回路に
共通に出力する制御回路とを備えた定電流装置に
おいて、 上記変換回路は、制御電圧信号を対応する周波
数に変換する電圧−周波数変換回路であり、上記
制御回路には、出力される制御電流を制御電圧に
変換出力する電流−電圧変換回路が接続され、こ
の電流−電圧変換回路の出力は、上記共振形定電
流コンバータの各変換回路に並列に与えられるこ
とを特徴とする。
出力するインバーク回路と、このインバータ回路
の出力に接続された共振回路と、この共振回路を
介して入力される上記インバータ回路の出力を整
流平滑化して出力する整流・平滑回路と、制御回
路から入力される制御信号を変換して上記インバ
ータ回路の動作周波数を制御する変換回路とを備
えた共振形定電流コンバータが複数個直列に接続
され、この複数個の共振形定電流コンバータと負
荷との間に直列に挿入された電流検出器と、この
電流検出器の検出出力を基準電圧と比較し制御電
流を上記共振形定電流コンバータの各変換回路に
共通に出力する制御回路とを備えた定電流装置に
おいて、 上記変換回路は、制御電圧信号を対応する周波
数に変換する電圧−周波数変換回路であり、上記
制御回路には、出力される制御電流を制御電圧に
変換出力する電流−電圧変換回路が接続され、こ
の電流−電圧変換回路の出力は、上記共振形定電
流コンバータの各変換回路に並列に与えられるこ
とを特徴とする。
発明の実施例
次に、本発明について、図面を参照して詳細に
説明する。
説明する。
第４図は、本発明の第１の実施例を示すブロツ
ク図である。すなわち、複数の共振形定電流コン
バータCONV1′〜CONVn′を直列に接続し、共通
の電流検出器６を通して負荷９に電流を供給す
る。そして、各共振形定電流コンバータ
CONV1′〜CONVn′は、それぞれ、インバータ回
路１と、共振回路２と、整流・平滑回路３と、イ
ンバータ回路１の動作周波数を制御するための電
圧−周波数変換回路４とを備える。電圧−周波数
変換回路４は後述の電流−電圧変換回路１０によ
つて出力周波数が制御される。従つて、それぞれ
の共振形定電流コンバータは、第１図で示した従
来例のように電圧−周波数変換回路４を制御する
ための制御回路および電流検出器を内蔵していな
い。なお、各共振形定電流コンバータCONV1′〜
CONVn′のそれぞれの出力部に接続されたダイオ
ードＤは、その共振形定電流コンバータが停止し
たときのバイパス用であり、従来のように負荷分
担用の抵抗は接続されていない。
ク図である。すなわち、複数の共振形定電流コン
バータCONV1′〜CONVn′を直列に接続し、共通
の電流検出器６を通して負荷９に電流を供給す
る。そして、各共振形定電流コンバータ
CONV1′〜CONVn′は、それぞれ、インバータ回
路１と、共振回路２と、整流・平滑回路３と、イ
ンバータ回路１の動作周波数を制御するための電
圧−周波数変換回路４とを備える。電圧−周波数
変換回路４は後述の電流−電圧変換回路１０によ
つて出力周波数が制御される。従つて、それぞれ
の共振形定電流コンバータは、第１図で示した従
来例のように電圧−周波数変換回路４を制御する
ための制御回路および電流検出器を内蔵していな
い。なお、各共振形定電流コンバータCONV1′〜
CONVn′のそれぞれの出力部に接続されたダイオ
ードＤは、その共振形定電流コンバータが停止し
たときのバイパス用であり、従来のように負荷分
担用の抵抗は接続されていない。
電流検出器６は、本装置全体の出力電流IOUTを
検出し、出力電流に比例した電圧を出力して制御
回路CONTに入力させる。制御回路CONTは、
内蔵する比較増幅器Ａによつて、上記入力電圧を
基準電圧Ｓと比較増幅し、比較増幅器Ａの出力は
抵抗R1を介してトランジスタTRのベースに入力
させる。トランジスタTRのエミツタは抵抗R2を
通して接地され、コレクタは電流−電圧変換回路
１０の入力巻線を通して電源Ｅの負極に接続し、
電源Ｅの正極は接地する。従つて、制御回路
CONTからは、電流検出器６の検出電圧と基準
電圧Ｓとの差に応じた制御電流Icが電流−電圧変
換回路１０に流入する。電流−電圧変換回路１０
は、該制御電流Icを電圧に変換して制御電圧Vc
を出力し、前記複数個の共振形定電流コンバータ
CONV1′〜CONVn′のそれぞれの電圧−周波数変
換回路４に供給する。電流−電圧変換回路１０に
は、可飽和リアクトルを用いた磁気増幅器、また
はホトカプラを用いた電流−電圧変換器等を使用
することができる。
検出し、出力電流に比例した電圧を出力して制御
回路CONTに入力させる。制御回路CONTは、
内蔵する比較増幅器Ａによつて、上記入力電圧を
基準電圧Ｓと比較増幅し、比較増幅器Ａの出力は
抵抗R1を介してトランジスタTRのベースに入力
させる。トランジスタTRのエミツタは抵抗R2を
通して接地され、コレクタは電流−電圧変換回路
１０の入力巻線を通して電源Ｅの負極に接続し、
電源Ｅの正極は接地する。従つて、制御回路
CONTからは、電流検出器６の検出電圧と基準
電圧Ｓとの差に応じた制御電流Icが電流−電圧変
換回路１０に流入する。電流−電圧変換回路１０
は、該制御電流Icを電圧に変換して制御電圧Vc
を出力し、前記複数個の共振形定電流コンバータ
CONV1′〜CONVn′のそれぞれの電圧−周波数変
換回路４に供給する。電流−電圧変換回路１０に
は、可飽和リアクトルを用いた磁気増幅器、また
はホトカプラを用いた電流−電圧変換器等を使用
することができる。
各共振形定電流コンバータの電圧−周波数変換
回路４は、電流−電圧変換回路１０の出力する制
御電圧Vcに応じた周波数によつてインバータ回
路１の動作周波数を制御することは前述した。す
なわち、本実施例においては、複数の共振形定電
流コンバータCONV1′〜CONVn′のそれぞれのイ
ンバータ回路１の動作周波数は、共通の制御回路
CONTおよび電流−電圧変換回路１０によつて
共通制御され、装置全体の出力電流IOUTが所定の
定電流になるように、各共振形定電流コンバータ
の時比率δが制御される。従つて、本装置の出力
インピーダンスは非常に高い値を有し、従来のよ
うに負荷電圧の増大に伴なつて出力電流が減少す
る現象を防止できるという効果がある。
回路４は、電流−電圧変換回路１０の出力する制
御電圧Vcに応じた周波数によつてインバータ回
路１の動作周波数を制御することは前述した。す
なわち、本実施例においては、複数の共振形定電
流コンバータCONV1′〜CONVn′のそれぞれのイ
ンバータ回路１の動作周波数は、共通の制御回路
CONTおよび電流−電圧変換回路１０によつて
共通制御され、装置全体の出力電流IOUTが所定の
定電流になるように、各共振形定電流コンバータ
の時比率δが制御される。従つて、本装置の出力
インピーダンスは非常に高い値を有し、従来のよ
うに負荷電圧の増大に伴なつて出力電流が減少す
る現象を防止できるという効果がある。
一方、本装置の各共振形定電流コンバータの出
力特性は、第２図に示した特性と同じである。す
なわち、ある有限値の出力インピーダンスを持つ
ている。従つて、この出力インピーダンスが、従
来の負荷分担用の抵抗と同じ作用を与え、負荷分
担は、上記出力インピーダンスによつて平衡す
る。この出力インピーダンスは、時比率δによつ
て変化するが、各共振形定電流コンバータの共振
回路２の共振周波数および電圧−周波数変換回路
４の変換比を等しく設定すれば、共通の制御電圧
Vcで制御される各共振形定電流コンバータの時
比率δは等しくなり、従つて出力インピーダンス
も等しくなり、負荷分担は均等とする。すなわ
ち、従来のように負荷分担用の抵抗を接続しない
で、各共振形定電流コンバータの負荷を均等に分
担させることが可能である。個々の共振形定電流
コンバータの出力電圧Vpfは、装置全体の出力電
圧VOUTの１／ｎとなる。なお、時比率δがほぼ
0.5以下の範囲では、共振形定電流コンバータの
出力インピーダンスはほぼ一定の有限値となる
（第２図で傾斜が平行している）ことから、時比
率δの変化範囲が０〜0.5となるようにすること
が動作安定上望ましい。
力特性は、第２図に示した特性と同じである。す
なわち、ある有限値の出力インピーダンスを持つ
ている。従つて、この出力インピーダンスが、従
来の負荷分担用の抵抗と同じ作用を与え、負荷分
担は、上記出力インピーダンスによつて平衡す
る。この出力インピーダンスは、時比率δによつ
て変化するが、各共振形定電流コンバータの共振
回路２の共振周波数および電圧−周波数変換回路
４の変換比を等しく設定すれば、共通の制御電圧
Vcで制御される各共振形定電流コンバータの時
比率δは等しくなり、従つて出力インピーダンス
も等しくなり、負荷分担は均等とする。すなわ
ち、従来のように負荷分担用の抵抗を接続しない
で、各共振形定電流コンバータの負荷を均等に分
担させることが可能である。個々の共振形定電流
コンバータの出力電圧Vpfは、装置全体の出力電
圧VOUTの１／ｎとなる。なお、時比率δがほぼ
0.5以下の範囲では、共振形定電流コンバータの
出力インピーダンスはほぼ一定の有限値となる
（第２図で傾斜が平行している）ことから、時比
率δの変化範囲が０〜0.5となるようにすること
が動作安定上望ましい。
本実施例は、従来のように負荷分担用の抵抗を
使用しないため、その電力損失分の消費電力が軽
減され、能率が向上する効果がある。また、負荷
分担用の抵抗の発熱対策が不要となり、装置を小
形化することができる。また、装置全体の出力イ
ンピーダンスが非常に高く、負荷増大に伴なう出
力電流の低下現象を防止し、極めて高精度の定電
流特性を得ることが可能である。また、制御回路
CONTと電流−電圧変換回路１０によつて、複
数の共振形定電流コンバータを共通に制御するた
め、従来に比して部品点数が減少し、経済的であ
る。さらに、本装置の出力電流の調整は、制御回
路CONTの基準電圧Ｓを調整することによつて
行ない、従来のように個々の共振形定電流コンバ
ータで負荷分担を均等にさせながら調整する必要
から開放される。従つて、出力電流の調整に要す
る時間を大幅に短縮することができる。
使用しないため、その電力損失分の消費電力が軽
減され、能率が向上する効果がある。また、負荷
分担用の抵抗の発熱対策が不要となり、装置を小
形化することができる。また、装置全体の出力イ
ンピーダンスが非常に高く、負荷増大に伴なう出
力電流の低下現象を防止し、極めて高精度の定電
流特性を得ることが可能である。また、制御回路
CONTと電流−電圧変換回路１０によつて、複
数の共振形定電流コンバータを共通に制御するた
め、従来に比して部品点数が減少し、経済的であ
る。さらに、本装置の出力電流の調整は、制御回
路CONTの基準電圧Ｓを調整することによつて
行ない、従来のように個々の共振形定電流コンバ
ータで負荷分担を均等にさせながら調整する必要
から開放される。従つて、出力電流の調整に要す
る時間を大幅に短縮することができる。
なお、複数個の共振形定電流コンバータ
CONV1′〜CONVn′の１つが故障となり、その共
振形定電流コンバータを良品と交換するために、
装置から取除いたときは、その出力部に並列に接
続されていたダイオードＤによつてバイパスさ
れ、他の正常な共振形定電流コンバータによつて
継続して負荷に定電流を供給することができる。
CONV1′〜CONVn′の１つが故障となり、その共
振形定電流コンバータを良品と交換するために、
装置から取除いたときは、その出力部に並列に接
続されていたダイオードＤによつてバイパスさ
れ、他の正常な共振形定電流コンバータによつて
継続して負荷に定電流を供給することができる。
第５図は、本発明の第２の実施例を示すブロツ
ク図である。この場合は、第４図に示した制御回
路CONTのトランジスタTRのコレクタ回路に、
大地から絶縁された電源ｅを直列に挿入し、電流
−電圧変換回路１２は一端を大地に接続し他端を
上記電源ｅの正極に接続した抵抗Ｒによつて構成
している。その他は、第４図に示した実施例と同
じであり、同一の数字、同一の記号は、それぞれ
同一の構成部分を示す。今、各共振形定電流コン
バータの電圧−周波数変換回路４の入力インピー
ダンスをr1とし、抵抗Ｒの抵抗値r2を、r2〓r1と
なるように設定すれば、制御電圧Vcは、ほぼ
Ic・r2となり、制御電流Icに比例した電圧とな
る。この制御電圧Vcが各共振形定電流コンバー
タの電圧−周波数変換回路４に供給され、それぞ
れの共振形定電流コンバータが制御回路CONT
によつて共通に制御されて、負荷に定電流を供給
する。電流−電圧変換回路１２は抵抗Ｒのみで構
成され、制御回路CONTの電源ｅは、比較増幅
器Ａの電源回路用の発振器（ロイヤー発振器、ま
たはジエンセン発振器等）に巻線を追加し、整流
平滑回路を追加することによつて構成することが
可能である。従つて、第１の実施例より経済的で
あり、同様な作用および効果を得ることができ
る。
ク図である。この場合は、第４図に示した制御回
路CONTのトランジスタTRのコレクタ回路に、
大地から絶縁された電源ｅを直列に挿入し、電流
−電圧変換回路１２は一端を大地に接続し他端を
上記電源ｅの正極に接続した抵抗Ｒによつて構成
している。その他は、第４図に示した実施例と同
じであり、同一の数字、同一の記号は、それぞれ
同一の構成部分を示す。今、各共振形定電流コン
バータの電圧−周波数変換回路４の入力インピー
ダンスをr1とし、抵抗Ｒの抵抗値r2を、r2〓r1と
なるように設定すれば、制御電圧Vcは、ほぼ
Ic・r2となり、制御電流Icに比例した電圧とな
る。この制御電圧Vcが各共振形定電流コンバー
タの電圧−周波数変換回路４に供給され、それぞ
れの共振形定電流コンバータが制御回路CONT
によつて共通に制御されて、負荷に定電流を供給
する。電流−電圧変換回路１２は抵抗Ｒのみで構
成され、制御回路CONTの電源ｅは、比較増幅
器Ａの電源回路用の発振器（ロイヤー発振器、ま
たはジエンセン発振器等）に巻線を追加し、整流
平滑回路を追加することによつて構成することが
可能である。従つて、第１の実施例より経済的で
あり、同様な作用および効果を得ることができ
る。
第６図は、本発明の第３の実施例を示すブロツ
ク図であり、この場合は、複数個の電流検出器６
１〜６ｍを直列に接続し、それぞれの出力を複数
個の制御回路CONT1〜CONTmにそれぞれ入力
させ、該複数個の制御回路CONTの出力を並列
に接続して、制御電流Ic1〜Icmが加算された制
御電流Icを電流−電圧変換回路１２に流入させる
ようにしている。個々の制御回路CONTの構成
は、第５図で示した第２の実施例と同じであり、
電流−電圧変換回路１２は抵抗Ｒによつて構成さ
れる。電流−電圧変換回路１２は合成された制御
電流Icを電圧に変換して制御電圧Vcを出力して
各共振形定電流コンバータCONVの時比率δを
制御する。従つて、 Vc≒Ic・r2＝（Ic1＋Ic2＋……＋Icm）・r2 となる。１つの制御回路が故障した場合は、残り
の制御回路によつて制御電流が供給され、出力電
流を所定値に保つことが可能である。すなわち、
冗長設計によつて制御系の故障率を数FIT以下の
極めて小さい値とすることが可能である。その他
の作用効果については、前述した第１および第２
の実施例と同様である。なお、前記第１および第
２の実施例の制御回路は、いずれも制御電流を出
力するものであるから、複数個の制御回路を設け
て、その出力を並列接続すれば、容易に第６図と
同様な構成とすることが可能である（複数の制御
電圧を合成することは容易ではない）。
ク図であり、この場合は、複数個の電流検出器６
１〜６ｍを直列に接続し、それぞれの出力を複数
個の制御回路CONT1〜CONTmにそれぞれ入力
させ、該複数個の制御回路CONTの出力を並列
に接続して、制御電流Ic1〜Icmが加算された制
御電流Icを電流−電圧変換回路１２に流入させる
ようにしている。個々の制御回路CONTの構成
は、第５図で示した第２の実施例と同じであり、
電流−電圧変換回路１２は抵抗Ｒによつて構成さ
れる。電流−電圧変換回路１２は合成された制御
電流Icを電圧に変換して制御電圧Vcを出力して
各共振形定電流コンバータCONVの時比率δを
制御する。従つて、 Vc≒Ic・r2＝（Ic1＋Ic2＋……＋Icm）・r2 となる。１つの制御回路が故障した場合は、残り
の制御回路によつて制御電流が供給され、出力電
流を所定値に保つことが可能である。すなわち、
冗長設計によつて制御系の故障率を数FIT以下の
極めて小さい値とすることが可能である。その他
の作用効果については、前述した第１および第２
の実施例と同様である。なお、前記第１および第
２の実施例の制御回路は、いずれも制御電流を出
力するものであるから、複数個の制御回路を設け
て、その出力を並列接続すれば、容易に第６図と
同様な構成とすることが可能である（複数の制御
電圧を合成することは容易ではない）。
発明の効果
以上のように、本発明においては、複数個の共
振形定電流コンバータを直列に接続して負荷に電
流を供給し、装置全体の出力電流を検出する電流
検出器と、該電流検出器の出力電圧を基準電圧と
比較増幅して制御電流出力する制御回路と、該制
御回路の出力する制御電流を制御電圧に変換出力
して前記複数の共振形定電流コンバータの電圧−
周波数変換回路に供給する電流−電圧変換回路と
を備えて、装置全体の出力電流が一定値になるよ
うに、前記複数の共振形定電流コンバータの時比
率を共通制御するように構成したから、負荷の増
大に伴なつて出力電流が低下する現象を防止し、
高精度の定電流を供給できる。しかも従来のよう
に各共振形定電流コンバータの出力に負荷分担用
の抵抗を接続せずに、共振形定電流コンバータの
固有の出力インピーダンス特性を利用して負荷分
坦を均等にするように構成したから、従来、負荷
分担用の抵抗で生じていた損失分を削減し、消費
電力が低減され、高能率で発熱対策の不要な小形
化された定電流装置を提供できるという効果があ
る。
振形定電流コンバータを直列に接続して負荷に電
流を供給し、装置全体の出力電流を検出する電流
検出器と、該電流検出器の出力電圧を基準電圧と
比較増幅して制御電流出力する制御回路と、該制
御回路の出力する制御電流を制御電圧に変換出力
して前記複数の共振形定電流コンバータの電圧−
周波数変換回路に供給する電流−電圧変換回路と
を備えて、装置全体の出力電流が一定値になるよ
うに、前記複数の共振形定電流コンバータの時比
率を共通制御するように構成したから、負荷の増
大に伴なつて出力電流が低下する現象を防止し、
高精度の定電流を供給できる。しかも従来のよう
に各共振形定電流コンバータの出力に負荷分担用
の抵抗を接続せずに、共振形定電流コンバータの
固有の出力インピーダンス特性を利用して負荷分
坦を均等にするように構成したから、従来、負荷
分担用の抵抗で生じていた損失分を削減し、消費
電力が低減され、高能率で発熱対策の不要な小形
化された定電流装置を提供できるという効果があ
る。
また、本発明は、複数の共振形定電流コンバー
タの時比率を共通制御する構成であるから、個々
の共振形定電流コンバータは制御のための電流検
出器と制御回路を内蔵する必要がなく、全体とし
て部品点数を低減することが可能で、経済的であ
る。なお、本装置は、出力電流の調整が簡単であ
り、従来のように複数の共振形定電流コンバータ
の負荷分担を均等にさせながら個々の共振形定電
流コンバータで調整するという煩雑な作業は必要
でなく、単時間で調整することができる。
タの時比率を共通制御する構成であるから、個々
の共振形定電流コンバータは制御のための電流検
出器と制御回路を内蔵する必要がなく、全体とし
て部品点数を低減することが可能で、経済的であ
る。なお、本装置は、出力電流の調整が簡単であ
り、従来のように複数の共振形定電流コンバータ
の負荷分担を均等にさせながら個々の共振形定電
流コンバータで調整するという煩雑な作業は必要
でなく、単時間で調整することができる。
第１図は従来の定電流装置の一例を示すブロツ
ク図、第２図は上記従来例の各共振形定電流コン
バータの無制御状態における出力特性を示す図、
第３図は上記従来例の制御状態における装置全体
の出力特性を示す図、第４図〜第６図はそれぞれ
本発明の第１〜第３の実施例を示すブロツク図で
ある。 図において、１：インバータ回路、２：共振回
路、３：整流・平滑回路、４：電圧−周波数変換
回路、５：制御回路、６，６1〜６ｍ：電流検出
回路、７：負荷分担用の抵抗、９：負荷、１０：
電流−電圧変換回路、１２：電流−電圧変換回
路、CONV1〜CONVn，CONV1′〜CONVn′：共
振形定電流コンバータ、CONT，CONT1〜
CONTm：制御回路、Ｅ，ｅ：電源、Ｄ：ダイ
オード。
ク図、第２図は上記従来例の各共振形定電流コン
バータの無制御状態における出力特性を示す図、
第３図は上記従来例の制御状態における装置全体
の出力特性を示す図、第４図〜第６図はそれぞれ
本発明の第１〜第３の実施例を示すブロツク図で
ある。 図において、１：インバータ回路、２：共振回
路、３：整流・平滑回路、４：電圧−周波数変換
回路、５：制御回路、６，６1〜６ｍ：電流検出
回路、７：負荷分担用の抵抗、９：負荷、１０：
電流−電圧変換回路、１２：電流−電圧変換回
路、CONV1〜CONVn，CONV1′〜CONVn′：共
振形定電流コンバータ、CONT，CONT1〜
CONTm：制御回路、Ｅ，ｅ：電源、Ｄ：ダイ
オード。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 直流入力を交流に変換出力するインバータ回
路と、このインバータ回路の出力に接続された共
振回路と、この共振回路を介して入力される上記
インバータ回路の出力を整流平滑化して出力する
整流・平滑回路と、制御回路から入力される制御
信号を変換して上記インバータ回路の動作周波数
を制御する変換回路とを備えた共振形定電流コン
バータが複数個直列に接続され、 この複数個の共振形定電流コンバータと負荷と
の間に直列に挿入された電流検出器と、 この電流検出器の検出出力を基準電圧と比較し
制御電流を上記共振形定電流コンバータの各変換
回路に共通に出力する制御回路と を備えた定電流装置において、 上記変換回路は、制御電圧信号を対応する周波
数に変換する電圧−周波数変換回路であり、 上記制御回路には、出力される制御電流を制御
電圧に変換出力する電流−電圧変換回路が接続さ
れ、 この電流−電圧変換回路の出力は、上記共振形
定電流コンバータの各変換回路に並列に与えられ
る ことを特徴とする定電流装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5316984A JPS60197161A (ja) | 1984-03-19 | 1984-03-19 | 定電流装置 |
| US06/712,990 US4644458A (en) | 1984-03-19 | 1985-03-18 | Electric power supply circuit capable of reducing a loss of electric power |
| DE8585103167T DE3585392D1 (de) | 1984-03-19 | 1985-03-19 | Elektrische speiseschaltung welche einen abfall elektrischer leistung vermindern kann. |
| EP85103167A EP0157282B1 (en) | 1984-03-19 | 1985-03-19 | Electric power supply circuit capable of reducing a loss of electric power |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5316984A JPS60197161A (ja) | 1984-03-19 | 1984-03-19 | 定電流装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60197161A JPS60197161A (ja) | 1985-10-05 |
| JPH036738B2 true JPH036738B2 (ja) | 1991-01-30 |
Family
ID=12935353
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5316984A Granted JPS60197161A (ja) | 1984-03-19 | 1984-03-19 | 定電流装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60197161A (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0732597B2 (ja) * | 1987-03-31 | 1995-04-10 | 富士通株式会社 | 定電流給電装置 |
| JPS63257461A (ja) * | 1987-04-15 | 1988-10-25 | Fujitsu Ltd | 定電流装置 |
| CA1304448C (en) * | 1988-01-19 | 1992-06-30 | Cecil Winston Deisch | Power factor improving arrangement |
| JP4866133B2 (ja) * | 2006-04-10 | 2012-02-01 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力変換装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59156157A (ja) * | 1983-02-24 | 1984-09-05 | Fujitsu Ltd | 定電流回路 |
-
1984
- 1984-03-19 JP JP5316984A patent/JPS60197161A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60197161A (ja) | 1985-10-05 |
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