JPH036741B2 - - Google Patents
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- JPH036741B2 JPH036741B2 JP56068710A JP6871081A JPH036741B2 JP H036741 B2 JPH036741 B2 JP H036741B2 JP 56068710 A JP56068710 A JP 56068710A JP 6871081 A JP6871081 A JP 6871081A JP H036741 B2 JPH036741 B2 JP H036741B2
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- Japan
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- current
- voltage
- feedback
- transistor
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 27
- 230000001965 increasing effect Effects 0.000 claims description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000002093 peripheral effect Effects 0.000 description 2
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 2
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 1
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はスイツチング素子の導通開始時におけ
る立上り特性を改善した電流電圧帰還形コンバー
タ回路に関するものである。
る立上り特性を改善した電流電圧帰還形コンバー
タ回路に関するものである。
直流電圧を交流電圧に変換するDC−ACコンバ
ータ回路においては、出力電流（負荷電流）に対
応してスイツチング用のトランジスタのコレクタ
に鋸歯状波電流が流れる。
ータ回路においては、出力電流（負荷電流）に対
応してスイツチング用のトランジスタのコレクタ
に鋸歯状波電流が流れる。
このような出力電流によつて電流帰還を行なつ
て一対のスイツチング用トランジスタを交互に駆
動する自励式のDC−ACコンバータにおいては、
そのベース駆動電流も鋸歯状波形となるために導
通開始時における駆動電流が不足してトランジス
タの立上がりが不安定となる。そのため負荷変動
に伴つて動作周波数が大幅に変動したり、負荷の
種類によつてはスイツチング波形が乱れて動作が
不安定になつたりする。
て一対のスイツチング用トランジスタを交互に駆
動する自励式のDC−ACコンバータにおいては、
そのベース駆動電流も鋸歯状波形となるために導
通開始時における駆動電流が不足してトランジス
タの立上がりが不安定となる。そのため負荷変動
に伴つて動作周波数が大幅に変動したり、負荷の
種類によつてはスイツチング波形が乱れて動作が
不安定になつたりする。
第１図は従来の電流電圧帰還形コンバータ回路
の構成を示す回路図であつて、ハーフブリツジ形
コンバータの場合を例示している。同図において
Q1，Q2は一対のスイツチング用トランジスタ、
T1は主トランス、T2は駆動トランス、Ｃ，C′は
コンデンサ、R1は電流制限用抵抗、Vioは直流入
力電源Vpは交流出力電圧である。
の構成を示す回路図であつて、ハーフブリツジ形
コンバータの場合を例示している。同図において
Q1，Q2は一対のスイツチング用トランジスタ、
T1は主トランス、T2は駆動トランス、Ｃ，C′は
コンデンサ、R1は電流制限用抵抗、Vioは直流入
力電源Vpは交流出力電圧である。
トランジスタQ1，Q2は交互に導通し、トラン
ジスタQ1の導通時、直流電源Vioからトランジス
タQ1、主トランスT1の１次巻線N1、駆動トラン
スT2の電流帰還巻線N2およびコンデンサC′を経
て電流が流れ、トランジスタQ2の導通時、直流
電源VioからコンデンサＣ、駆動トランスT2の電
流帰還巻線N2、主トランスT1の１次巻線N1およ
びトランジスタQ2を経て電流が流れる。このよ
うにして主トランスT1の１次巻線N1に交互に向
きが変化する鋸歯状波電流が流れ、これによつて
主トランスT1の２次巻線N2に方形波からなる交
流電圧Vpを出力する。
ジスタQ1の導通時、直流電源Vioからトランジス
タQ1、主トランスT1の１次巻線N1、駆動トラン
スT2の電流帰還巻線N2およびコンデンサC′を経
て電流が流れ、トランジスタQ2の導通時、直流
電源VioからコンデンサＣ、駆動トランスT2の電
流帰還巻線N2、主トランスT1の１次巻線N1およ
びトランジスタQ2を経て電流が流れる。このよ
うにして主トランスT1の１次巻線N1に交互に向
きが変化する鋸歯状波電流が流れ、これによつて
主トランスT1の２次巻線N2に方形波からなる交
流電圧Vpを出力する。
駆動トランスT2は電流帰還巻線N2の電流によ
つて生じた電圧によつて、第１の駆動巻線N3、
第２の駆動巻線N4にそれぞれ巻線比N3／N2、
N4／N2を乗じた電圧を発生し、これによつてそ
れぞれトランジスタQ1，Q2のベースに駆動電流
を供給する。第１の駆動巻線N3、第２の駆動巻
線N4の巻数は通常等しく、従つてトランジスタ
Q1，Q2は均等に駆動される。駆動トランスT2に
は飽和トランスが使用され、駆動トランスT2の
飽和によつて駆動電流が急激に低下して、トラン
ジスタQ1，Q2における転流を起こさせる。自励
式のDC−ACコンバータは、このような転流の繰
り返えしによつてスイツチング動作が行なわれ
る。
つて生じた電圧によつて、第１の駆動巻線N3、
第２の駆動巻線N4にそれぞれ巻線比N3／N2、
N4／N2を乗じた電圧を発生し、これによつてそ
れぞれトランジスタQ1，Q2のベースに駆動電流
を供給する。第１の駆動巻線N3、第２の駆動巻
線N4の巻数は通常等しく、従つてトランジスタ
Q1，Q2は均等に駆動される。駆動トランスT2に
は飽和トランスが使用され、駆動トランスT2の
飽和によつて駆動電流が急激に低下して、トラン
ジスタQ1，Q2における転流を起こさせる。自励
式のDC−ACコンバータは、このような転流の繰
り返えしによつてスイツチング動作が行なわれ
る。
このように電流帰還のみによつてベース駆動を
行つた場合は、例えば負荷電流が無負荷あるいは
極めて軽負荷時には、帰還電流が極めて少ないた
めにトランジスタの導通開始時の立上がりが不安
定となり周波数が大幅に変動したり、また負荷の
種類によつては、特にインダクテイブ負荷の場
合、スイツチング波形が乱れて動作が不安定にな
つたりしやすい。このため、主トランスT1の一
次巻線N1から電流制限用抵抗R1を介して駆動ト
ランスに電圧帰還巻線N1を設け電圧帰還を併用
するようにして、電圧帰還巻線N1の電流による
立上り時のベース駆動電流の増加を計り、上述の
ごときトランジスタの導通開始時における動作不
安定を防止しているが、その効果は必ずしも十分
ではない。
行つた場合は、例えば負荷電流が無負荷あるいは
極めて軽負荷時には、帰還電流が極めて少ないた
めにトランジスタの導通開始時の立上がりが不安
定となり周波数が大幅に変動したり、また負荷の
種類によつては、特にインダクテイブ負荷の場
合、スイツチング波形が乱れて動作が不安定にな
つたりしやすい。このため、主トランスT1の一
次巻線N1から電流制限用抵抗R1を介して駆動ト
ランスに電圧帰還巻線N1を設け電圧帰還を併用
するようにして、電圧帰還巻線N1の電流による
立上り時のベース駆動電流の増加を計り、上述の
ごときトランジスタの導通開始時における動作不
安定を防止しているが、その効果は必ずしも十分
ではない。
本発明は、このような従来技術の欠点を除去し
ようとするものであつて、その目的は、電圧帰還
回路における帰還電圧の立上り時の電流を増大す
ることによつて、スイツチング素子の導通開始時
における立上り特性を改善した駆動回路を提供す
ることにある。
ようとするものであつて、その目的は、電圧帰還
回路における帰還電圧の立上り時の電流を増大す
ることによつて、スイツチング素子の導通開始時
における立上り特性を改善した駆動回路を提供す
ることにある。
この目的を達成するため、本発明の電流電圧帰
還形コンバータ回路においては、電圧帰還巻線に
直列接続された電流制限用抵抗と並列に抵抗とコ
ンデンサの直列回路、或いは抵抗とスイツチ素子
の直列回路を接続して構成し、該電圧帰還巻線の
帰還電圧の立ち上がり時の電流を増大することを
特徴としている。
還形コンバータ回路においては、電圧帰還巻線に
直列接続された電流制限用抵抗と並列に抵抗とコ
ンデンサの直列回路、或いは抵抗とスイツチ素子
の直列回路を接続して構成し、該電圧帰還巻線の
帰還電圧の立ち上がり時の電流を増大することを
特徴としている。
以下、実施例について説明する。
第２図は、本発明の電流電圧帰還形コンバータ
回路の一実施例の構成を示す回路図である。同図
において、第１図におけると同じ部分は同じ符号
で示されており、C1はコンデンサ、R2は抵抗で
ある。
回路の一実施例の構成を示す回路図である。同図
において、第１図におけると同じ部分は同じ符号
で示されており、C1はコンデンサ、R2は抵抗で
ある。
第３図は第２図における各部動作波形を示すタ
イムチヤートである。同図において、ａはトラン
ジスタQ2のコレクタエミツタ電圧VCE、ｂはトラ
ジンスタQ1のコレクタエミツタ電圧VCE、ｃはト
ランジスタQ1のコレクタ電流Ic、ｄはトランジス
タQ1のベースエミツタ電圧VBE、ｅはトランジス
タQ1のベース電流IB、ｆはトランジスタQ2のベ
ース電流IBである。
イムチヤートである。同図において、ａはトラン
ジスタQ2のコレクタエミツタ電圧VCE、ｂはトラ
ジンスタQ1のコレクタエミツタ電圧VCE、ｃはト
ランジスタQ1のコレクタ電流Ic、ｄはトランジス
タQ1のベースエミツタ電圧VBE、ｅはトランジス
タQ1のベース電流IB、ｆはトランジスタQ2のベ
ース電流IBである。
トランジスタQ1，Q2は、それぞれ駆動トラン
スT2の第１の駆動巻線N3、第２の駆動巻線N4に
よつてベース電流を供給されることによつて交互
に導通する（第３図ａ，ｂ）。第３図ｂにおいて、
VCE（sat）はトランジスタの飽和状態におけるコ
レクタエミツタ電圧を示している。トランジスタ
のコレクタ電流Icはベース電流に対応して鋸歯状
波をなして流れ、ベースエミツタ電圧VBEはこれ
に対応して方形波をなして変化する（第３図ｃ，
ｄ）。第３図ｄにおいて、VBE（sat）はトランジス
タの飽和状態におけるベースエミツタ電圧を示し
ている。
スT2の第１の駆動巻線N3、第２の駆動巻線N4に
よつてベース電流を供給されることによつて交互
に導通する（第３図ａ，ｂ）。第３図ｂにおいて、
VCE（sat）はトランジスタの飽和状態におけるコ
レクタエミツタ電圧を示している。トランジスタ
のコレクタ電流Icはベース電流に対応して鋸歯状
波をなして流れ、ベースエミツタ電圧VBEはこれ
に対応して方形波をなして変化する（第３図ｃ，
ｄ）。第３図ｄにおいて、VBE（sat）はトランジス
タの飽和状態におけるベースエミツタ電圧を示し
ている。
第３図においてｅ，ｆはそれぞれトランジスタ
Q1，Q2のベース電流IBを示している。ベース電
流IBの波形は電圧帰還による微分電流成分と、電
流帰還による負荷電流に比例する成分との合成に
よつて定まるものと考えることができる。第３図
ｆにおいて、期間t1は電圧帰還による微分電流成
分が優勢になる期間を示し、期間t2は電流帰還に
よる負荷電流に比例する成分が優勢になる期間を
示している。さらに期間t3は、転流時コンデンサ
C1に充電された電荷の放電によつて、逆バイア
ス電流が流れる期間を示している。
Q1，Q2のベース電流IBを示している。ベース電
流IBの波形は電圧帰還による微分電流成分と、電
流帰還による負荷電流に比例する成分との合成に
よつて定まるものと考えることができる。第３図
ｆにおいて、期間t1は電圧帰還による微分電流成
分が優勢になる期間を示し、期間t2は電流帰還に
よる負荷電流に比例する成分が優勢になる期間を
示している。さらに期間t3は、転流時コンデンサ
C1に充電された電荷の放電によつて、逆バイア
ス電流が流れる期間を示している。
このようにコレクタ電流の立上り時に、電圧帰
還線の電圧をコンデンサC1抵抗R2によつて微分
して生じた電流によつて駆動することによつて、
トランジスタはオーバドライブされて立上りが速
くなる。導通期間の後半は電流帰還によつてベー
ス電流が維持される。トランジスタのオフ時には
逆バイアス電流が流れるが、これはトランジスタ
おける蓄積キヤリア消去の役目を果たし、これに
よつて立下りが速くなる。
還線の電圧をコンデンサC1抵抗R2によつて微分
して生じた電流によつて駆動することによつて、
トランジスタはオーバドライブされて立上りが速
くなる。導通期間の後半は電流帰還によつてベー
ス電流が維持される。トランジスタのオフ時には
逆バイアス電流が流れるが、これはトランジスタ
おける蓄積キヤリア消去の役目を果たし、これに
よつて立下りが速くなる。
すなわち、もしも第２図の回路において電流帰
還のみであつたとすれば、無負荷時、励磁電流し
か流れないため、トランジスタの導通開始時の駆
動電流が少なく立上りが遅いが、電圧帰還を併用
し微分回路を用いて、第３図ｅ，ｆに示すごとき
波形の駆動電流を与えることによつて立上りと立
下りをともに速くすることができる。
還のみであつたとすれば、無負荷時、励磁電流し
か流れないため、トランジスタの導通開始時の駆
動電流が少なく立上りが遅いが、電圧帰還を併用
し微分回路を用いて、第３図ｅ，ｆに示すごとき
波形の駆動電流を与えることによつて立上りと立
下りをともに速くすることができる。
第４図は本発明の電流電圧帰還形コンバータ回
路の第２の実施例を示す回路図であつて、駆動ト
ランスとその周辺の回路のみを示しており、その
他の部分は第２図と異ならない。第４図において
SRは飽和リアクトルを示し、その他の部分は第
２図の場合と同様である。但し第４図の場合、駆
動トランスT2は不飽和トランスを用いる。
路の第２の実施例を示す回路図であつて、駆動ト
ランスとその周辺の回路のみを示しており、その
他の部分は第２図と異ならない。第４図において
SRは飽和リアクトルを示し、その他の部分は第
２図の場合と同様である。但し第４図の場合、駆
動トランスT2は不飽和トランスを用いる。
第４図において飽和リアクトルSRは、駆動ト
ランスT2の電圧帰還巻線N1に並列に接続されて
いて、巻線N1の電圧が一定値以上になつたとき
飽和して巻線N1を短絡する。これによつて巻線
N3，N4を介してトランジスタに供給される駆動
電流が急激に低下して転流が生じる。このように
第４図の場合、飽和リアクトルSRによつてDC−
ACコンバータの動作周波数が決定される。飽和
リアクトルSRを可変にすれば、動作周波数を可
変にすることもできる。その他の動作については
第２図の場合と同様である。
ランスT2の電圧帰還巻線N1に並列に接続されて
いて、巻線N1の電圧が一定値以上になつたとき
飽和して巻線N1を短絡する。これによつて巻線
N3，N4を介してトランジスタに供給される駆動
電流が急激に低下して転流が生じる。このように
第４図の場合、飽和リアクトルSRによつてDC−
ACコンバータの動作周波数が決定される。飽和
リアクトルSRを可変にすれば、動作周波数を可
変にすることもできる。その他の動作については
第２図の場合と同様である。
第５図は本発明の電流電圧帰還形コンバータ回
路の第３の実施例を示す回路図であつて、帰還ト
ランスとその周辺の回路のみを示しており、その
他の部分は第２図と異ならない。第５図において
SWはスイツチを示し、その他の部分は第２図と
同様である。
路の第３の実施例を示す回路図であつて、帰還ト
ランスとその周辺の回路のみを示しており、その
他の部分は第２図と異ならない。第５図において
SWはスイツチを示し、その他の部分は第２図と
同様である。
第５図においてスイツチSWは半導体高速スイ
ツチ素子等により構成され、コンバータ回路にお
ける動作周波数と同期し、その周波数の２倍の速
度で開閉を繰り返えすように図示しない制御回路
により制御されて動作する。そのため主トランス
T1の１次巻線N1から駆動トランスT2の電圧帰還
巻線N1に供給される電流は、トランジスタの導
通期間の前半で大きく後半で小さい。従つて第５
図の回路によつた場合、第２図の回路について説
明したところと同様にして電流帰還による立上り
時の駆動電流の不足を補償して出力電流の立上り
特性を改善することができる。
ツチ素子等により構成され、コンバータ回路にお
ける動作周波数と同期し、その周波数の２倍の速
度で開閉を繰り返えすように図示しない制御回路
により制御されて動作する。そのため主トランス
T1の１次巻線N1から駆動トランスT2の電圧帰還
巻線N1に供給される電流は、トランジスタの導
通期間の前半で大きく後半で小さい。従つて第５
図の回路によつた場合、第２図の回路について説
明したところと同様にして電流帰還による立上り
時の駆動電流の不足を補償して出力電流の立上り
特性を改善することができる。
以上説明したように本発明の電流電圧帰還形コ
ンバータ回路によれば、スイツチング用トランジ
スタの導通期間の前半では電圧帰還を十分にかけ
るとともに導通期間の後半では電圧帰還を減じて
電流帰還を主として駆動するようにすることによ
つて、負荷変動に対して動作周波数を安定化する
とともに負荷の種類が変つても動作が安定に行わ
れるようにし、さらにスイツチング用トランジス
タの転流時における立上り時間及び立入り時間を
短縮することができるので、極めて効果的であ
る。
ンバータ回路によれば、スイツチング用トランジ
スタの導通期間の前半では電圧帰還を十分にかけ
るとともに導通期間の後半では電圧帰還を減じて
電流帰還を主として駆動するようにすることによ
つて、負荷変動に対して動作周波数を安定化する
とともに負荷の種類が変つても動作が安定に行わ
れるようにし、さらにスイツチング用トランジス
タの転流時における立上り時間及び立入り時間を
短縮することができるので、極めて効果的であ
る。
第１図は従来の電流電圧帰還形コンバータ回路
の構成を示す回路図、第２図は本発明の電流電圧
帰還形コンバータ回路の一実施例の構成を示す回
路図、第３図は第２図における各部動作波形を示
すタイムチヤート、第４図、第５図はそれぞれ本
発明の電流電圧帰還形コンバータ回路の第２およ
び第３の実施例を示す回路図である。 Q1，Q2……トランジスタ、T1……主トランス、
T2……駆動トランス、Ｃ，C′……コンデンサ、
R1……抵抗、C1……コンデンサ、SR……飽和リ
アクトル、SW……スイツチ、Vio……直流入力電
源、Vp……交流出力電圧。
の構成を示す回路図、第２図は本発明の電流電圧
帰還形コンバータ回路の一実施例の構成を示す回
路図、第３図は第２図における各部動作波形を示
すタイムチヤート、第４図、第５図はそれぞれ本
発明の電流電圧帰還形コンバータ回路の第２およ
び第３の実施例を示す回路図である。 Q1，Q2……トランジスタ、T1……主トランス、
T2……駆動トランス、Ｃ，C′……コンデンサ、
R1……抵抗、C1……コンデンサ、SR……飽和リ
アクトル、SW……スイツチ、Vio……直流入力電
源、Vp……交流出力電圧。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 交互にオン、オフする一対のスイツチング素
子を駆動するための駆動トランスに、該スイツチ
ング素子のスイツチング動作による出力電流を帰
還する電流帰還巻線と、該スイツチング素子のス
イツチング動作による出力電圧を帰還する電圧帰
還巻線とを有する自励式のDC−ACコンバータに
おいて、 前記電圧帰還巻線に直列接続された電流制限用
抵抗と並列に抵抗とコンデンサの直列回路、或い
は抵抗とスイツチング素子の直列回路を接続して
構成し、該電圧帰還巻線の帰還電圧の立ち上がり
時の電流を増大することを特徴とする電流電圧帰
還形コンバータ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56068710A JPS57183277A (en) | 1981-05-07 | 1981-05-07 | Current feedback type converter circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56068710A JPS57183277A (en) | 1981-05-07 | 1981-05-07 | Current feedback type converter circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57183277A JPS57183277A (en) | 1982-11-11 |
| JPH036741B2 true JPH036741B2 (ja) | 1991-01-30 |
Family
ID=13381601
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56068710A Granted JPS57183277A (en) | 1981-05-07 | 1981-05-07 | Current feedback type converter circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57183277A (ja) |
-
1981
- 1981-05-07 JP JP56068710A patent/JPS57183277A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57183277A (en) | 1982-11-11 |
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