JPH0413953B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0413953B2 JPH0413953B2 JP57182778A JP18277882A JPH0413953B2 JP H0413953 B2 JPH0413953 B2 JP H0413953B2 JP 57182778 A JP57182778 A JP 57182778A JP 18277882 A JP18277882 A JP 18277882A JP H0413953 B2 JPH0413953 B2 JP H0413953B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- electromotive force
- phase
- induced electromotive
- motor
- voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は周波数変換器により抑制される誘導電
動機の誘導起電力の検出方法に関し、特に電動機
巻線の漏れインピーダンス降下による検出誤差が
少なく、所要の誘導起電力を高精度に検出するた
めの誘導起電力検出方法に関する。
動機の誘導起電力の検出方法に関し、特に電動機
巻線の漏れインピーダンス降下による検出誤差が
少なく、所要の誘導起電力を高精度に検出するた
めの誘導起電力検出方法に関する。
〔従来技術〕
交流電動機のトルク及び磁束を各指令信号に応
じ独立に制御可能なベクトル制御が知られてい
る。ベクトル制御方式によれば、電動機電流をト
ルク分電流及び励磁分電流に分離して制御するこ
とができるため、各電流成分を直流電動機におけ
る電機子電流及び界磁電流に対応させて制御する
ことができる。このため、直流電動機により専ら
行われていた各種の制御が交流電動機により可能
となる。圧延ラインにおいて使われる巻取機の制
御もその１つであるが、このものでは回転速度に
かかわらず電動機出力を一定に保つ定出力制御を
行うことから電動機入力電力を精度よく制御する
必要がある。ところで、入力電力は電動機の誘導
起電力と電流の積に比例することは直流電動機と
同様であるが、起電力が交流であるため、それを
検出する際には一次巻線の漏れインピーダンス降
下による検出誤差を考慮する必要がある。従来、
起電力検出法としては、電動機電圧を検出しそれ
を全波整流して直流信号として取り出す方法が用
いられれている。しかし、漏れインピーダンス降
下がそのまま検出誤差となり精度良い検出ができ
ないという問題点を有する。
じ独立に制御可能なベクトル制御が知られてい
る。ベクトル制御方式によれば、電動機電流をト
ルク分電流及び励磁分電流に分離して制御するこ
とができるため、各電流成分を直流電動機におけ
る電機子電流及び界磁電流に対応させて制御する
ことができる。このため、直流電動機により専ら
行われていた各種の制御が交流電動機により可能
となる。圧延ラインにおいて使われる巻取機の制
御もその１つであるが、このものでは回転速度に
かかわらず電動機出力を一定に保つ定出力制御を
行うことから電動機入力電力を精度よく制御する
必要がある。ところで、入力電力は電動機の誘導
起電力と電流の積に比例することは直流電動機と
同様であるが、起電力が交流であるため、それを
検出する際には一次巻線の漏れインピーダンス降
下による検出誤差を考慮する必要がある。従来、
起電力検出法としては、電動機電圧を検出しそれ
を全波整流して直流信号として取り出す方法が用
いられれている。しかし、漏れインピーダンス降
下がそのまま検出誤差となり精度良い検出ができ
ないという問題点を有する。
本発明の目的はこの問題を解決することにあ
り、誘導起電力を漏れインピーダンス降下の影響
を受けることなく高精度に検出することのできる
誘導起電力検出方法を提供することにある。
り、誘導起電力を漏れインピーダンス降下の影響
を受けることなく高精度に検出することのできる
誘導起電力検出方法を提供することにある。
本発明の特徴とするところは、電動機電圧を検
出すると共に電動機磁束位相を演算により求め、
電圧検出信号の磁束位相信号に対する直交成分を
演算により求めることにより、所要の誘導起電力
を検出するようにしたことにある。
出すると共に電動機磁束位相を演算により求め、
電圧検出信号の磁束位相信号に対する直交成分を
演算により求めることにより、所要の誘導起電力
を検出するようにしたことにある。
第１図に本発明の一実施例を示す。
第１図において、１は商用電源電圧を可変周波
可変電圧の交流に変換する周波数変換器、２は誘
導電動機、３は速度検出器、４は電動機の回転速
度に応じて誘導起電力の指令信号E*と一次電流
のトルク成分の指令信号It *を出力する運転指令
回路、５は電圧検出器２０で検出した一次電圧検
出信号（３相信号）を２相信号に変換する相数変
換器、６，７は２相信号と後述する発振器８から
の磁束位相信号を乗算する乗算器、９は乗算器
６，７の出力信号を加算し、誘導起電力検出信号
（直流信号）を出力する加算器、１０は起電力の
偏差を取り出す加算器、１１は該起電力偏差を増
巾する起電力偏差増巾器、１２はトルク分量流指
令it *を励磁分電流指令in *で割算し、電動機２の
すべり周波数指令fs *を取り出す割算器、１３は
周波数指令fs *と速度検出信号を加算し、電動機
一次周波数指令fi *を出力する加算器、１４，１
５は電流指令in *あるいはit *と磁束位相信号を
各々乗算する乗算器、１６は乗算器１４，１５の
出力信号を加算し、一次電流の瞬時値指令il *を出
力する加算器、１７は一次電流の瞬時値を検出す
る電流検出器、１８は前述した一次電流指令と電
流検出信号の偏差に応じて変換器１を制御し、一
次電流を指令値通りに制御する電流制御器であ
る。
可変電圧の交流に変換する周波数変換器、２は誘
導電動機、３は速度検出器、４は電動機の回転速
度に応じて誘導起電力の指令信号E*と一次電流
のトルク成分の指令信号It *を出力する運転指令
回路、５は電圧検出器２０で検出した一次電圧検
出信号（３相信号）を２相信号に変換する相数変
換器、６，７は２相信号と後述する発振器８から
の磁束位相信号を乗算する乗算器、９は乗算器
６，７の出力信号を加算し、誘導起電力検出信号
（直流信号）を出力する加算器、１０は起電力の
偏差を取り出す加算器、１１は該起電力偏差を増
巾する起電力偏差増巾器、１２はトルク分量流指
令it *を励磁分電流指令in *で割算し、電動機２の
すべり周波数指令fs *を取り出す割算器、１３は
周波数指令fs *と速度検出信号を加算し、電動機
一次周波数指令fi *を出力する加算器、１４，１
５は電流指令in *あるいはit *と磁束位相信号を
各々乗算する乗算器、１６は乗算器１４，１５の
出力信号を加算し、一次電流の瞬時値指令il *を出
力する加算器、１７は一次電流の瞬時値を検出す
る電流検出器、１８は前述した一次電流指令と電
流検出信号の偏差に応じて変換器１を制御し、一
次電流を指令値通りに制御する電流制御器であ
る。
次にその動作を説明する。
割算器１２おいて次式に従いすべり周波数指令
fa *が取り出される。
fa *が取り出される。
fa *＝１／2πT2・it *／in * ………(1)
ここに、T2は電動機二次時定数である。次に
加算器１３においてすべり周波数指令fs *と速度
検出信号frが加算され一次周波数指令f1 *が取り出
される。発振器８は一次周波数指令f1 *に比例し
た周波数の２相正弦波信号（cosω1t、Sinω1t）
を出力する。(1)式の関係に従い電動機２のすべり
周波数fsを制御すると、２相正弦波信号の一方は
電動機磁束と位相が一致し、他方は磁束に対し90
度位相差の信号となり、磁束位相の演算検出信号
となる。
加算器１３においてすべり周波数指令fs *と速度
検出信号frが加算され一次周波数指令f1 *が取り出
される。発振器８は一次周波数指令f1 *に比例し
た周波数の２相正弦波信号（cosω1t、Sinω1t）
を出力する。(1)式の関係に従い電動機２のすべり
周波数fsを制御すると、２相正弦波信号の一方は
電動機磁束と位相が一致し、他方は磁束に対し90
度位相差の信号となり、磁束位相の演算検出信号
となる。
次に乗算器１４，１５及び加算器１６において
次式に示す演算を行い、一次電流指令i1 *が取り
出される。
次式に示す演算を行い、一次電流指令i1 *が取り
出される。
I1 *＝in *cosωt−it *sinω1t ………(2)
電流調節器１８は、一次電流i1が一次電流指令
i1 *に比例して流れるように周波数変換器１を制
御する。なお、電動機各相電流の他の２相の電流
は、図示しない回路により一次電流指令i1 *に対
して各々120度ずつ位相が異なる電流指令信号が
演算され同様に制御される。
i1 *に比例して流れるように周波数変換器１を制
御する。なお、電動機各相電流の他の２相の電流
は、図示しない回路により一次電流指令i1 *に対
して各々120度ずつ位相が異なる電流指令信号が
演算され同様に制御される。
以上のようにして、一次電流の励磁分及びトル
ク分は電流指令in *，it *の各々に比例するよう制
御され、電動機磁束及びトルクが制御される。こ
のようなベクトル制御の動作はすでによく知られ
ていることである。
ク分は電流指令in *，it *の各々に比例するよう制
御され、電動機磁束及びトルクが制御される。こ
のようなベクトル制御の動作はすでによく知られ
ていることである。
次に、本発明の要部における動作を説明する。
相数変換器５において２相交流の電圧検出信号
v1〓，v1〓が次式に従い演算される。
相数変換器５において２相交流の電圧検出信号
v1〓，v1〓が次式に従い演算される。
なお、vU，vV，vWは相電圧で、２相信号に変
換するのは演算を簡単にするためである。
換するのは演算を簡単にするためである。
次に乗算器６，７及び加算器９によつて次式の
演算を行い誘導起電力Ｅを検出する。
演算を行い誘導起電力Ｅを検出する。
Ｅ＝−v1〓(sinω1t)＋v1〓(cosω1t) ………(4)
ここに、sinω1t及びcosω1tは発振器８の出力信
号である。このようにして検出された誘導起電力
Ｅは第２図に示すように固定子座標上における２
相交流電圧v1〓，v1〓を磁束位相θ（＝ω1t）を用い
て回転子座標上の電圧に変換して得られるもの
で、その出力電圧の基本波成分は直流量で検出さ
れる。なお、この検出された誘導起電力Ｅには検
出すべき２次誘導起電力E2の他に、次式に示す
ように漏れインピーダンス降下成分を含んでい
る。
号である。このようにして検出された誘導起電力
Ｅは第２図に示すように固定子座標上における２
相交流電圧v1〓，v1〓を磁束位相θ（＝ω1t）を用い
て回転子座標上の電圧に変換して得られるもの
で、その出力電圧の基本波成分は直流量で検出さ
れる。なお、この検出された誘導起電力Ｅには検
出すべき２次誘導起電力E2の他に、次式に示す
ように漏れインピーダンス降下成分を含んでい
る。
ＥE2＋r1it＋ω1l1in ………(5)
ここに、
r1：一次抵抗
l1：一次漏れインダクタンス
ω1：一次角周波数
it：トルク分電流
in：励磁分電流
しかしながら、右辺第３項の漏れリアクタンス
降下は、一般にE2≫ω1l1inであるため、無視する
ことができる。また第２項の抵抗降下r1itは一次
周波数f1が低い運転範囲において影響度合が大き
いが、これは第１図に破線で示すように、トルク
分電流it *を用いて、誘導起電力E2より抵抗降下
r1it相当分を差し引くことにより容易に補償する
ことができる。
降下は、一般にE2≫ω1l1inであるため、無視する
ことができる。また第２項の抵抗降下r1itは一次
周波数f1が低い運転範囲において影響度合が大き
いが、これは第１図に破線で示すように、トルク
分電流it *を用いて、誘導起電力E2より抵抗降下
r1it相当分を差し引くことにより容易に補償する
ことができる。
なお、加算器９から得られる信号は、電動機の
回転方向（一次電流の相順）が逆転すると(4)式の
v1〓とv1〓の極性が反転する。したがつて、必要に
応じ加算器９あるいは１９の出力側に絶対値演算
器を設け、その出力を加算器１０に加えるように
することが行われる。
回転方向（一次電流の相順）が逆転すると(4)式の
v1〓とv1〓の極性が反転する。したがつて、必要に
応じ加算器９あるいは１９の出力側に絶対値演算
器を設け、その出力を加算器１０に加えるように
することが行われる。
電動機入力Ｐは次式にて与えられるため、
Ｐ3E2・it ………(6)
E2及びitを所定値に保つことにより、電動機入
力Ｐを所定値に制御することができる。
力Ｐを所定値に制御することができる。
以上のようにして誘導起電力を検出するのであ
るが、従来の１次電圧を検出し整流して誘導起電
力を検出するものに比べ高精度に検出できる理由
を第２図に示すベクトル図を用いて説明する。
るが、従来の１次電圧を検出し整流して誘導起電
力を検出するものに比べ高精度に検出できる理由
を第２図に示すベクトル図を用いて説明する。
従来の１次電圧を検出し整流して誘導起電力を
検出するものにおいては、検出電圧E1は第２図
に示すベクトル図から明らかなように次式にて示
される。なお、第２図においてφ2は電動機磁束
である。
検出するものにおいては、検出電圧E1は第２図
に示すベクトル図から明らかなように次式にて示
される。なお、第２図においてφ2は電動機磁束
である。
E1＝√（2＋1 1 n＋1 t）2＋（1
2 t＋1 1 t−1 n）2………(7) 検出すべき誘導起電力E2に比べると、１次漏
れインピーダンス降下r1i1及びω1l1i1並びに２次
漏れリアクタンス降下ω1l2itにより検出誤差が大
きくなる。一方、本発明の検出法における検出電
圧Ｅは図示するものであり、従来の電圧E1より
検出誤差は少ない。このことは励磁成分inがトル
ク成分itの1/3〜1/6であることからも理解し得よ
う。また、起電力E2と比べるとr1it及びω1l1inだ
けが誤差となるが、r1itは容易に補償することが
できる。またω1l1in／E2は常にほぼ一定した値で
あるので、ω1l1inの影響は実害ない。なぜなら、
誘導起電力E2を制御する場合、指令値E*をω1l1in
の分だけ大きく指令しておけば誘導起電力E2は
所定値に制御できるからである。
2 t＋1 1 t−1 n）2………(7) 検出すべき誘導起電力E2に比べると、１次漏
れインピーダンス降下r1i1及びω1l1i1並びに２次
漏れリアクタンス降下ω1l2itにより検出誤差が大
きくなる。一方、本発明の検出法における検出電
圧Ｅは図示するものであり、従来の電圧E1より
検出誤差は少ない。このことは励磁成分inがトル
ク成分itの1/3〜1/6であることからも理解し得よ
う。また、起電力E2と比べるとr1it及びω1l1inだ
けが誤差となるが、r1itは容易に補償することが
できる。またω1l1in／E2は常にほぼ一定した値で
あるので、ω1l1inの影響は実害ない。なぜなら、
誘導起電力E2を制御する場合、指令値E*をω1l1in
の分だけ大きく指令しておけば誘導起電力E2は
所定値に制御できるからである。
以上説明したように本発明によれば、所要の誘
導起電力をインピーダンス降下の影響を受けるこ
となく高精度に検出することができる。
導起電力をインピーダンス降下の影響を受けるこ
となく高精度に検出することができる。
第１図は本発明の一実施例を示す回路構成図、
第２図は本発明を説明するためのベクトル図であ
る。 １……周波数変換器、２……誘導電動機、６，
７……乗算器、８……発振器。
第２図は本発明を説明するためのベクトル図であ
る。 １……周波数変換器、２……誘導電動機、６，
７……乗算器、８……発振器。
Claims (1)
- １ 出力電圧の大きさと周波数を可変できる周波
数変換器により駆動され３相交流電動機の誘導起
電力検出方法において、前記周波数変換器の出力
電圧からｕ相電圧成分とこれに直交する電圧成分
を検出し、前記周波数変換器の出力周波数の指令
信号から２相正弦波位相信号の正弦値及び余弦値
を求め、前記ｕ相電圧成分と前記正弦値の乗算値
と、前記ｕ相電圧成分に直交な電圧成分と前記余
弦値の乗算値との加算値から、前記交流電動機の
誘導起電力を検出するようにしたことを特徴とす
る誘導起電力検出方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57182778A JPS5972990A (ja) | 1982-10-20 | 1982-10-20 | 誘導起電力検出方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57182778A JPS5972990A (ja) | 1982-10-20 | 1982-10-20 | 誘導起電力検出方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5972990A JPS5972990A (ja) | 1984-04-25 |
| JPH0413953B2 true JPH0413953B2 (ja) | 1992-03-11 |
Family
ID=16124247
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57182778A Granted JPS5972990A (ja) | 1982-10-20 | 1982-10-20 | 誘導起電力検出方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5972990A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10769772B2 (en) | 2015-05-21 | 2020-09-08 | Corning Incorporated | Methods for inspecting cellular articles |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5678375A (en) * | 1979-11-26 | 1981-06-27 | Fuji Electric Co Ltd | Control circuit for inverter |
-
1982
- 1982-10-20 JP JP57182778A patent/JPS5972990A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10769772B2 (en) | 2015-05-21 | 2020-09-08 | Corning Incorporated | Methods for inspecting cellular articles |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5972990A (ja) | 1984-04-25 |
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