JPH0424902B2 - - Google Patents
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- JPH0424902B2 JPH0424902B2 JP5624488A JP5624488A JPH0424902B2 JP H0424902 B2 JPH0424902 B2 JP H0424902B2 JP 5624488 A JP5624488 A JP 5624488A JP 5624488 A JP5624488 A JP 5624488A JP H0424902 B2 JPH0424902 B2 JP H0424902B2
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
（発明の属する技術分野）
本発明は、狭帯域デイジタルデータ伝送におけ
る受信装置に関するもので、特に、時間的に離散
的な情報を表わす各シンボル波形間で、シンボル
間干渉が発生する程度まで狭帯域化されたデータ
信号の復調装置の改良に関する。 （従来の技術） シンボル間干渉を許容するデータ伝送は伝送路
の狭帯域化を可能とし、特に無線回線では周波数
の有効利用に寄与する所が大きい事はよく知られ
ているが、一方、シンボル間干渉のために回線雑
音に対する受信側の判定マージンが低下し、シン
ボル間干渉のない伝送に比べて伝送信頼度が劣る
欠点がある。これを解決するために、従来は現在
の入力シンボルの判定値から次に到来する入力シ
ンボルの期待される範囲（値域）を推定し、これ
に判定しきい値を適応させるといわゆる判定帰還
法が種々の形態で用いられている。しかしなが
ら、この判定帰還法は一般に判定誤り伝搬が生じ
やすく、またシンボル間干渉量の補正は既判定入
力シンボル以後に到来するシンボルに対してのみ
なされるもので、適用対象が制約される等の欠点
がある。この欠点を解決する方法としては、入力
系列から判定対象とする１つの入力シンボルを含
む複数の入力シンボルを抽出し、雑音のない時に
抽出した区間において期待される系列（以下、基
準系列という）との尤度関数が最大となる基準系
列を選定し、その基準系列を与える送信デイジツ
ト系列から当該の復調デイジツトを求める、いわ
ゆる最尤判定が有望である。しかし、この方法の
尤度関数の計算には高速の加減乗除演算を必要と
するので、回路規模を増大し消費電力も大きくな
るため、小型化、低消費電力化、低コスト化に問
題があつた。 （発明の目的） 本発明の目的は、最尤判定法に基づく狭帯域デ
ータ信号の復調を高速度の処理で行うとともに、
装置の小型化、低消費電力化、低コスト化を実現
した狭帯域データ信号の復調装置を提供すること
にある。 （発明の構成と作用） 本発明は上記の目的を果たすためになされたも
ので、シンボルレート１／Ｔに同期する周期Ｔの
入力シンボルタイミングとＴまたはＴの整数分の
１の周期τを有するサンプリングタイミングとを
入力信号から抽出するタイミング抽出回路と、前
記サンプリングタイミングに同期して前記入力信
号を逐次デイジタル値の入力系列に変換するＡ／
Ｄ変換器と、該Ａ／Ｄ変換器に縦続接続され前記
サンプリングタイミングに従つて前記入力系列を
シフトするＮ段構成の並列情報シフトレジスタ
と、前記Ａ／Ｄ変換器および前記Ｎ段構成の並列
情報シフトレジスタの各段から得られる（Ｎ＋
１）個の入力系列をアドレスの一部として受けと
り該アドレスの他の一部を拡張アドレスとして受
けとるテーブルROMとから構成され、該テーブ
ルROMには前記拡張アドレスが指示するメモリ
ブロツクの前記（Ｎ＋１）個の入力系列が指示す
るメモリ位置に前記（Ｎ＋１）個の入力系列に対
して前記拡張アドレスの値がパラメータ指定する
尤度関数に基づいて計算される尤度値が最大とな
る送信デイジツト系列の復調対象となる系列位置
のデイジツト即ち復調デイジツトが予め書き込ま
れていること特徴とするものである。 以下図面により本発明を詳細に説明する。 第１図は、本発明による狭帯域データ信号の復
調装置１０の一構成例を示すブロツク図である。
図中ａはシンボルレート１／Ｔの狭帯域データ信
号入力で、１は狭帯域データ信号入力ａを入力し
てシンボルレートに同期したタイミングを抽出す
るタイミング抽出回路であり、公知のデイジタル
PLL（Phase Locked Loop）等を用いて実現さ
れる。RTはタイミング抽出回路１の出力の一つ
でシンボルレートに同期した周期Ｔの入力シンボ
ルタイミング信号、CLKはタイミング抽出回路
１のもう一つの出力端子に出力されるＴもしくは
Ｔの整数分の１の周期τを有するサンプリングタ
イミング信号であり、復調装置全体に動作タイミ
ングを供給する。２はＡ／Ｄ変換器で、入力信号
ａをサンプリングし、サンプリングタイミング信
号CLKに従つて逐次デイジタル信号に変換する。
３−１，……，３−Ｍ，……，３−Ｎは、Ａ／Ｄ
変換器２の出力に縦続接続され、サンプリングタ
イミング信号DLKの１周期τ毎にシフトするＮ
段構成の並列情報シフトレジスタである。Ａ／Ｄ
変換器２とＮ段構成の並列情報シフトレジスタの
各段からの（Ｎ＋１）個の出力Ai+M，Ai+M-1，…
…，Ai，……，Ai-Lは、それぞれ時刻（ｉ＋Ｍ）
τ，（ｉ＋Ｍ−１）τ，……，iτ，……，（ｉ−
Ｌ）τでのＡ／Ｄ変換器２からの入力サンプルを
示すことになる。この（Ｎ＋１）個の出力のう
ち、復調対象シンボルの１個を挟んで時間的に前
にあるサンプル数をＬ個とし、後にあるサンプル
数をＭ個とする。従つて、Ｌ，Ｍ，Ｎの関係はＮ
＝Ｌ＋Ｍ≧０となる。４は時刻iτにおける並列情
報シフトレジスタの出力によつてアドレス指定さ
れた記憶領域によ予め記憶されているデータ信号
の復調デイジツト出力xiを読み出すテーブル
ROM（Read Only Memory）である。すなわち
前記の入力サンプルAi+M，Ai+M-1，……，Ai1，
……，Ai-Lの系列（以下、入力系列という）をテ
ーブルROM４のアドレスの一部として入力し、
これらが指示するメモリ位置に予め書き込まれた
情報を時刻iτの復調デイジツト出力xiとして外部
へ出力する。なお、Ｂは外部からテーブルROM
４のメモリブロツクを指定できる拡張アドレス入
力である。 ここで、テーブルROM４に書き込まれるべき
情報は次のような基本手順に基づいて構成するも
のとする。 まず、雑音がない場合の狭帯域データ信号入力
ａの（Ｎ＋１）τの時間区間における可能なすべ
ての波形の（Ｎ＋１）個のサンプル系列Xi+M-1，
……，Xi，……Xi-L（以下基準系列という）の組
み合わせを明らかにしておき、次に前記（Ｎ＋
１）個の入力系列Ai+M，Ai+M-1，……，Ai，…
…，Ai-Lの任意の組の１つ（即ち、ROMの１つ
のアドレス）に対して最大の尤度関数値を与える
基準系列を一つ選び出し、その基準系列のｉ番目
の系列値Xiに対応するもとのデイジツト値xiを、
前記の入力系列が示すアドレスに書き込む。 以上の操作を全ての入力系列Ai+M，Ai+M-1，…
…，Ai，……，Ai-Lの組に対して行えば、前記の
拡張アドレス入力Ｂによつて指定されるメモリブ
ロツクの全てに、それぞれのアドレスに対応する
デイジツト値xiを書き込むことができる。ここ
で、入力系列に対する基準系列の尤度関数は、伝
送路の特質に整合した関数を用いる必要がある
が、例えば次式で与えられる負の自乗誤差関数−
E2、あるいは相関関数Ｒ等が有効である。 −E2＝−i+M 〓j=i-L （Aj−Aj）2 ……(1)
る受信装置に関するもので、特に、時間的に離散
的な情報を表わす各シンボル波形間で、シンボル
間干渉が発生する程度まで狭帯域化されたデータ
信号の復調装置の改良に関する。 （従来の技術） シンボル間干渉を許容するデータ伝送は伝送路
の狭帯域化を可能とし、特に無線回線では周波数
の有効利用に寄与する所が大きい事はよく知られ
ているが、一方、シンボル間干渉のために回線雑
音に対する受信側の判定マージンが低下し、シン
ボル間干渉のない伝送に比べて伝送信頼度が劣る
欠点がある。これを解決するために、従来は現在
の入力シンボルの判定値から次に到来する入力シ
ンボルの期待される範囲（値域）を推定し、これ
に判定しきい値を適応させるといわゆる判定帰還
法が種々の形態で用いられている。しかしなが
ら、この判定帰還法は一般に判定誤り伝搬が生じ
やすく、またシンボル間干渉量の補正は既判定入
力シンボル以後に到来するシンボルに対してのみ
なされるもので、適用対象が制約される等の欠点
がある。この欠点を解決する方法としては、入力
系列から判定対象とする１つの入力シンボルを含
む複数の入力シンボルを抽出し、雑音のない時に
抽出した区間において期待される系列（以下、基
準系列という）との尤度関数が最大となる基準系
列を選定し、その基準系列を与える送信デイジツ
ト系列から当該の復調デイジツトを求める、いわ
ゆる最尤判定が有望である。しかし、この方法の
尤度関数の計算には高速の加減乗除演算を必要と
するので、回路規模を増大し消費電力も大きくな
るため、小型化、低消費電力化、低コスト化に問
題があつた。 （発明の目的） 本発明の目的は、最尤判定法に基づく狭帯域デ
ータ信号の復調を高速度の処理で行うとともに、
装置の小型化、低消費電力化、低コスト化を実現
した狭帯域データ信号の復調装置を提供すること
にある。 （発明の構成と作用） 本発明は上記の目的を果たすためになされたも
ので、シンボルレート１／Ｔに同期する周期Ｔの
入力シンボルタイミングとＴまたはＴの整数分の
１の周期τを有するサンプリングタイミングとを
入力信号から抽出するタイミング抽出回路と、前
記サンプリングタイミングに同期して前記入力信
号を逐次デイジタル値の入力系列に変換するＡ／
Ｄ変換器と、該Ａ／Ｄ変換器に縦続接続され前記
サンプリングタイミングに従つて前記入力系列を
シフトするＮ段構成の並列情報シフトレジスタ
と、前記Ａ／Ｄ変換器および前記Ｎ段構成の並列
情報シフトレジスタの各段から得られる（Ｎ＋
１）個の入力系列をアドレスの一部として受けと
り該アドレスの他の一部を拡張アドレスとして受
けとるテーブルROMとから構成され、該テーブ
ルROMには前記拡張アドレスが指示するメモリ
ブロツクの前記（Ｎ＋１）個の入力系列が指示す
るメモリ位置に前記（Ｎ＋１）個の入力系列に対
して前記拡張アドレスの値がパラメータ指定する
尤度関数に基づいて計算される尤度値が最大とな
る送信デイジツト系列の復調対象となる系列位置
のデイジツト即ち復調デイジツトが予め書き込ま
れていること特徴とするものである。 以下図面により本発明を詳細に説明する。 第１図は、本発明による狭帯域データ信号の復
調装置１０の一構成例を示すブロツク図である。
図中ａはシンボルレート１／Ｔの狭帯域データ信
号入力で、１は狭帯域データ信号入力ａを入力し
てシンボルレートに同期したタイミングを抽出す
るタイミング抽出回路であり、公知のデイジタル
PLL（Phase Locked Loop）等を用いて実現さ
れる。RTはタイミング抽出回路１の出力の一つ
でシンボルレートに同期した周期Ｔの入力シンボ
ルタイミング信号、CLKはタイミング抽出回路
１のもう一つの出力端子に出力されるＴもしくは
Ｔの整数分の１の周期τを有するサンプリングタ
イミング信号であり、復調装置全体に動作タイミ
ングを供給する。２はＡ／Ｄ変換器で、入力信号
ａをサンプリングし、サンプリングタイミング信
号CLKに従つて逐次デイジタル信号に変換する。
３−１，……，３−Ｍ，……，３−Ｎは、Ａ／Ｄ
変換器２の出力に縦続接続され、サンプリングタ
イミング信号DLKの１周期τ毎にシフトするＮ
段構成の並列情報シフトレジスタである。Ａ／Ｄ
変換器２とＮ段構成の並列情報シフトレジスタの
各段からの（Ｎ＋１）個の出力Ai+M，Ai+M-1，…
…，Ai，……，Ai-Lは、それぞれ時刻（ｉ＋Ｍ）
τ，（ｉ＋Ｍ−１）τ，……，iτ，……，（ｉ−
Ｌ）τでのＡ／Ｄ変換器２からの入力サンプルを
示すことになる。この（Ｎ＋１）個の出力のう
ち、復調対象シンボルの１個を挟んで時間的に前
にあるサンプル数をＬ個とし、後にあるサンプル
数をＭ個とする。従つて、Ｌ，Ｍ，Ｎの関係はＮ
＝Ｌ＋Ｍ≧０となる。４は時刻iτにおける並列情
報シフトレジスタの出力によつてアドレス指定さ
れた記憶領域によ予め記憶されているデータ信号
の復調デイジツト出力xiを読み出すテーブル
ROM（Read Only Memory）である。すなわち
前記の入力サンプルAi+M，Ai+M-1，……，Ai1，
……，Ai-Lの系列（以下、入力系列という）をテ
ーブルROM４のアドレスの一部として入力し、
これらが指示するメモリ位置に予め書き込まれた
情報を時刻iτの復調デイジツト出力xiとして外部
へ出力する。なお、Ｂは外部からテーブルROM
４のメモリブロツクを指定できる拡張アドレス入
力である。 ここで、テーブルROM４に書き込まれるべき
情報は次のような基本手順に基づいて構成するも
のとする。 まず、雑音がない場合の狭帯域データ信号入力
ａの（Ｎ＋１）τの時間区間における可能なすべ
ての波形の（Ｎ＋１）個のサンプル系列Xi+M-1，
……，Xi，……Xi-L（以下基準系列という）の組
み合わせを明らかにしておき、次に前記（Ｎ＋
１）個の入力系列Ai+M，Ai+M-1，……，Ai，…
…，Ai-Lの任意の組の１つ（即ち、ROMの１つ
のアドレス）に対して最大の尤度関数値を与える
基準系列を一つ選び出し、その基準系列のｉ番目
の系列値Xiに対応するもとのデイジツト値xiを、
前記の入力系列が示すアドレスに書き込む。 以上の操作を全ての入力系列Ai+M，Ai+M-1，…
…，Ai，……，Ai-Lの組に対して行えば、前記の
拡張アドレス入力Ｂによつて指定されるメモリブ
ロツクの全てに、それぞれのアドレスに対応する
デイジツト値xiを書き込むことができる。ここ
で、入力系列に対する基準系列の尤度関数は、伝
送路の特質に整合した関数を用いる必要がある
が、例えば次式で与えられる負の自乗誤差関数−
E2、あるいは相関関数Ｒ等が有効である。 −E2＝−i+M 〓j=i-L （Aj−Aj）2 ……(1)
【表】
但し、，はそれぞれAj，Xjの全値域の直
流平均値を示す。 なお、拡張アドレス入力Ｂは、パラメータとし
て前記の尤度関数の独立変数の１つである基準系
列の全ての組み合わせの部分集合を指定するか、
もしくは基準系列の各系列値のダイナミツクレン
ジを指定する等の用途に用いるものとする。 次に、第１図に示した構成例に基づく本発明の
復調装置の動作と効果を具体例によつて詳細に説
明する。 まず、狭帯域データ信号ａの例として、２値デ
ータ値がその変調速度１／Ｔの1/4の3dB遮断周
波数を有するガウス形特性の低域ろ波器を通過さ
せた信号の場合を考える。この信号を用いて最大
変調指数0.5でFM変調を行うと、いわゆる狭帯域
デイジタルFM変調の一種であるGMSK
（Gaussian Filtered Minimum Shift Keying）
となることはよく知られている。 第２図上段はこの例における狭帯域データ信号
ａのアイパターンを示し、送出されるデイジツト
のランダムな系列に対応する信号の時間波形をそ
の変調区間Ｔ上に重ね合わせて示した波形図であ
る。 第２図下段は、入力シンボルタイミング信号
RTの波形で、RTの立上がり点が、もとの送信
デイジツトの２値状態“１”および“０”にそれ
ぞれ対応する波形のレベル値が最大に分離する点
（以下、アイの開口点）に位置するよう構成され
ているものとする。このときアイの開口点では番
号〜で示す概ね６値の状態を示しており、こ
のうち〜、および〜がそれぞれ２値状態
“０”（低いレベル）、“１”（高いレベル）に対応
している。従つて、との中間に２値判定しき
い値を設定すれば、とりあえず復調を行うことが
できるが、と間のレベルの開きがと間の
開きに対し1/5程度に劣化しており、伝送信頼度
は著しく損なわれるため、実用に耐え得ないこと
は明らかである。 第２図に示したGMSKのアイパターンの開口
点が〜の６値となる理由について説明する。 表１に〜のアイ開口点レベルに対応する
Xi-1，Xi，Xi+1の入力パターンとXiに対応するア
イパターンの特徴を示す。
流平均値を示す。 なお、拡張アドレス入力Ｂは、パラメータとし
て前記の尤度関数の独立変数の１つである基準系
列の全ての組み合わせの部分集合を指定するか、
もしくは基準系列の各系列値のダイナミツクレン
ジを指定する等の用途に用いるものとする。 次に、第１図に示した構成例に基づく本発明の
復調装置の動作と効果を具体例によつて詳細に説
明する。 まず、狭帯域データ信号ａの例として、２値デ
ータ値がその変調速度１／Ｔの1/4の3dB遮断周
波数を有するガウス形特性の低域ろ波器を通過さ
せた信号の場合を考える。この信号を用いて最大
変調指数0.5でFM変調を行うと、いわゆる狭帯域
デイジタルFM変調の一種であるGMSK
（Gaussian Filtered Minimum Shift Keying）
となることはよく知られている。 第２図上段はこの例における狭帯域データ信号
ａのアイパターンを示し、送出されるデイジツト
のランダムな系列に対応する信号の時間波形をそ
の変調区間Ｔ上に重ね合わせて示した波形図であ
る。 第２図下段は、入力シンボルタイミング信号
RTの波形で、RTの立上がり点が、もとの送信
デイジツトの２値状態“１”および“０”にそれ
ぞれ対応する波形のレベル値が最大に分離する点
（以下、アイの開口点）に位置するよう構成され
ているものとする。このときアイの開口点では番
号〜で示す概ね６値の状態を示しており、こ
のうち〜、および〜がそれぞれ２値状態
“０”（低いレベル）、“１”（高いレベル）に対応
している。従つて、との中間に２値判定しき
い値を設定すれば、とりあえず復調を行うことが
できるが、と間のレベルの開きがと間の
開きに対し1/5程度に劣化しており、伝送信頼度
は著しく損なわれるため、実用に耐え得ないこと
は明らかである。 第２図に示したGMSKのアイパターンの開口
点が〜の６値となる理由について説明する。 表１に〜のアイ開口点レベルに対応する
Xi-1，Xi，Xi+1の入力パターンとXiに対応するア
イパターンの特徴を示す。
【表】
また、第６図にXi-1，Xi，Xi+1の23＝８個の全
ての組み合せ（太い実線）に対する狭帯域制限後
の波形例（破線）を示す。この例では、Xiのアイ
開口点のレベルは〜の６値となつていること
がわかる。なお、本例では〜の６値の例を取
り扱つているが、一般に狭帯域制限フイルタの遮
断周波数により互いに干渉し合うシンボルの区間
が決定されるアイ開口点の多値レベル数も異なつ
てくる。 今、第１図の構成におけるサンプルの数Ｌ，
Ｍ，Ｎの値をＬ＝Ｍ＝１，Ｎ＝２とし、サンプリ
ングタイミング信号CLKの周期τは受信シンボ
ルタイミングRTの周期Ｔと同一としてＮ＋１＝
３個の入力系列Ai+1，Ai，Ai-1をテーブルROM
４のアドレス入力とする例を考える。この時、第
２図のアイ開口点の各サンプル値〜を用いて
Ｎ＋１＝３個の基準系列Xi+1，Xi，Xi-1の全ての
組を求め、樹枝状に表現すると第３図のようにな
る。 第３図Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは、時刻（ｉ−２）τ，
（ｉ−１）τでの送信デイジツト値xi-2，xi-1の組
（xi-2，xi-1）がそれぞれ（“１”，“１”），（“１
”，
“０”），（“０”，“１”），（“０”，“０”）で
ある場合
に対応して基準系列Xi+1，Xi，Xi-1の組を８組毎
に４群に分類して示したもので、時刻iτのデイジ
ツト値Xiが“１”、および“０”の場合をそれぞ
れ実線と●印および破線とΓ印で表わしている。
図で●○はΓと●の重複を示す。 そこで、第３図Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄに示した総計32
組の基準系列と任意の１つの入力系列Ai+1，Ai，
Ai-1との間で、前記の(1)式や(2)式等に基づく尤度
関数を予め計算して最大の尤度関数値を与える基
準系列Xi+1，Xi，Xi-1を選定し、そのｉ番目の系
列値Xiが，，のいずれかに属する場合はxi
＝“０”、，，のいずれかに属する場合はxi
＝“１”としてこの値をテーブルROM４の当該
のアドレスに書き込でおく。以上の構成により入
力系列Ai+1，Ai，Ai-1の１組が得られる毎に、Ai
に対応するデイジツト値の最尤判定法による推定
値xiを、(1)式や(2)式の計算をリアルタイムで実行
することなくテーブルROM４より即座に得るこ
とができ、入力シンボルタイミング信号RTによ
つてこれを抽出すれば各入力シンボル毎の復調デ
イジツト出力xiを得ることが容易にわかる。 第３図の４つの場合に分けた根拠について説明
する。 第３図は、基準系列Xi-1，Xi，Xi+1の全ての組
み合せ（８通り）に対するXi-1，Xi，Xi+1の各々
のアイ開口点でのレベル値の系列を樹枝状に表現
した説明図である。Xi+1における枝の数は、Xi-1
より１シンボル直前のXi-2およびXi+1より１シン
ボル直後（Xi+2とおく）の値（“０”，“１”の２
値）の影響により、第６図に示すようなシンボル
間干渉の効果が生じるため、結局、Xi-2，Xi-1，
Xi+1，Xi+2の５ビツトの全ての組み合せ数（25＝
32通り）と等しくなる。第３図はこの32通りを分
かり易くするためにXi-2，Xi-1の組（Xi-2，
Xi-1）＝（“０”，“１”），（“１”，“１”），（
“１”，
“０”），（“０”，“０”）の各々の場合に群分けし
て
示したものであり、次に述べる拡張アドレス入力
Ｂの一つの使用例の説明にもこの群分けを利用し
ている。即ち、Xi-2，Xi-1の過去２ビツトの値が
確定した場合、Xiのアイ開口点の値の組は上記
Xi-2，Xi-1の組により指定される第３図Ａ，Ｂ，
Ｃ，Ｄの４群のいずれか一つの群の中の組となる
ことがわかる。 次に拡張アドレス入力Ｂを応用する事例の作用
について説明する。 第４図は、第１図の本発明による復調装置１０
を用いて最尤判定法と判定帰定法とを組合わせて
用いる場合の応用例である。第４図の１１−１〜
１１−ｌは、ｌ個の１デイジツトシフトレジスタ
で、復調装置１０からの復調デイジツト出力xiを
入力シンボルタイミング信号RTに従つて１シン
ボル時間Ｔだけシフトする機能を有し、１１−１
〜１１−ｌのｌ個の出力xi-1，xi-2，xi-lは、xiよ
り先に復調されたｌ個のデイジツトであつて、復
調装置１０の拡張アドレス入力Ｂに帰還入力され
る。 この構成を第２図に示したアイパターンを有す
るデータ伝送路を応用すると、例えばｌ＝２と
し、拡張アドレス入力Ｂを（xi-2，xi-1）の２デ
イジツトで構成するようにした場合、１つの拡張
アドレス入力Ｂの値に応答する基準系列の組は、
第３図のＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄの４群のうちいずれか１
群、即ち８組の系列に対象が絞られることがわか
る。このことから拡張アドレス入力Ｂの１つの値
がパラメータとして指定する８組の系列に対し
て、予め(1)式又は(2)式による尤度関数の計算を行
つた結果得られる復調デイジツト出力xiを、拡張
アドレス入力Ｂによつて指定されるテーブル
ROM４のメモリブロツクの入力系列Ai+1，Ai，
Ai-1で指定されるメモリ位置に書き込むように構
成すれば、最尤判定法と帰還判定法とを組合わせ
た復調デイジツト出力を、入力シンボルタイミン
グ信号RTによつて外部に出力できることは明ら
かである。 第５図は、一般的なレイリーフエージング下で
のGMSK移動通信回線に適用した場合の平均ビ
ツト誤り率の特性を示す図であり、横軸は信号対
雑音電力比の対数値（dB）、縦軸は平均ビツト誤
り率である。実線は、第４図の本発明の構成に基
づく復調の場合の実測値であり、破線は従来公知
の方法である２ビツト積分による復調の場合の実
測値を示す。 ここで、本発明の実施例における条件は、ベー
スバンド信号として第２図に示したアイパターン
を基準とし、第１図、第４図の構成上のパラメー
タＴ，τ，Ｌ，Ｍ，ＮおよびｌをそれぞれＴ＝
τ，Ｌ＝１，Ｍ＝０，Ｎ＝１，及びｌ＝２に設定
することによつて、Ｎ＋１＝２個の入力系列によ
る最尤判定法と、ｌ＝２デイジツトの判定帰還法
を組合わせた復調方法である。 第５図から明らかな通り、本発明による復調装
置を置いた２個の入力系列による最尤判定法と、
２デイジツトの判定帰還法とを組合わせ復調方法
は、従来の２ビツト積分による復調方法とほぼ同
等の性能を得ることがわかる。 また、拡張アドレス入力Ｂの他の用途として
は、拡張アドレス入力Ｂによつて基準系列のダイ
ナミツクレンジをパラメータとして指定し、指定
されたダイナミツクレンジにおける尤度関数に基
づいてテーブルROM４の書き込みを行う方法が
ある。この場合、入力信号のダイナミツクレンジ
を別の手段を用いて計測し、その結果を拡張アド
レス入力Ｂの値に反映することによつて、入力信
号のダイナミツクレンジの変化に適応する復調装
置を構成することが可能となる。 上述の用途について具体的に説明する。 第２図，第３図に示したアイ開口点レベル〜
のダイナミツクレンジは、元来固定的なもので
あるが、実現するハードウエアの不具合により温
度変化や経年変化が生ずることがある。この一例
を第７図に示す。この図に示したように、ダイナ
ミツクレンジａからダイナミツクレンジｂへの変
化が生じた場合、正しい復調動作が期待できなく
なるのは明らかである。この場合、第８図に示す
ように、別途設備するダイナミツクレンジ測定回
路によりアイパターンのサンプル値斯Aiからダイ
ナミツクレンジを測定し、その結果（例えばダイ
ナミツクレンジの中心レベルと幅、もしくは最大
値と最小値）を拡張アドレスＢとしてテーブル
ROM４に供給する。この場合テーブルROM４
には、上記拡張アドレスＢがパラメータとして指
定するダイナミツクレンジに対応した尤度関数に
基づいて予め計算された復調デイジツトが書き込
まれているものとする。このように構成すること
により、入力信号のダイナミツクレンジの変化に
適応する復調装置を構成することができる。（発
明の効果） 以上詳細に説明したように、本発明によれば、
シンボル間干渉の予備知識を用いた最尤判定法を
用いるため、シンボル間干渉特性上の制約が少な
い。また最尤判定法のための尤度関数の計算結果
を予めROMテーブルに記憶させてあるので、リ
アルタイムの計算処理が不要となり高速処理が可
能である。またこれを実現するにあたり、近年の
半導体メモリの高集積化を考慮すると小形、低消
費電力化が容易である等々その効果は極めて大き
い。 さらにその応用しては、判定帰還法と最尤判定
法とを併用した復調装置への拡張応用や、入力信
号のダイナミツクレンジの変化に対する適応化
等、汎用性にすぐれている等の利点がある。
ての組み合せ（太い実線）に対する狭帯域制限後
の波形例（破線）を示す。この例では、Xiのアイ
開口点のレベルは〜の６値となつていること
がわかる。なお、本例では〜の６値の例を取
り扱つているが、一般に狭帯域制限フイルタの遮
断周波数により互いに干渉し合うシンボルの区間
が決定されるアイ開口点の多値レベル数も異なつ
てくる。 今、第１図の構成におけるサンプルの数Ｌ，
Ｍ，Ｎの値をＬ＝Ｍ＝１，Ｎ＝２とし、サンプリ
ングタイミング信号CLKの周期τは受信シンボ
ルタイミングRTの周期Ｔと同一としてＮ＋１＝
３個の入力系列Ai+1，Ai，Ai-1をテーブルROM
４のアドレス入力とする例を考える。この時、第
２図のアイ開口点の各サンプル値〜を用いて
Ｎ＋１＝３個の基準系列Xi+1，Xi，Xi-1の全ての
組を求め、樹枝状に表現すると第３図のようにな
る。 第３図Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは、時刻（ｉ−２）τ，
（ｉ−１）τでの送信デイジツト値xi-2，xi-1の組
（xi-2，xi-1）がそれぞれ（“１”，“１”），（“１
”，
“０”），（“０”，“１”），（“０”，“０”）で
ある場合
に対応して基準系列Xi+1，Xi，Xi-1の組を８組毎
に４群に分類して示したもので、時刻iτのデイジ
ツト値Xiが“１”、および“０”の場合をそれぞ
れ実線と●印および破線とΓ印で表わしている。
図で●○はΓと●の重複を示す。 そこで、第３図Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄに示した総計32
組の基準系列と任意の１つの入力系列Ai+1，Ai，
Ai-1との間で、前記の(1)式や(2)式等に基づく尤度
関数を予め計算して最大の尤度関数値を与える基
準系列Xi+1，Xi，Xi-1を選定し、そのｉ番目の系
列値Xiが，，のいずれかに属する場合はxi
＝“０”、，，のいずれかに属する場合はxi
＝“１”としてこの値をテーブルROM４の当該
のアドレスに書き込でおく。以上の構成により入
力系列Ai+1，Ai，Ai-1の１組が得られる毎に、Ai
に対応するデイジツト値の最尤判定法による推定
値xiを、(1)式や(2)式の計算をリアルタイムで実行
することなくテーブルROM４より即座に得るこ
とができ、入力シンボルタイミング信号RTによ
つてこれを抽出すれば各入力シンボル毎の復調デ
イジツト出力xiを得ることが容易にわかる。 第３図の４つの場合に分けた根拠について説明
する。 第３図は、基準系列Xi-1，Xi，Xi+1の全ての組
み合せ（８通り）に対するXi-1，Xi，Xi+1の各々
のアイ開口点でのレベル値の系列を樹枝状に表現
した説明図である。Xi+1における枝の数は、Xi-1
より１シンボル直前のXi-2およびXi+1より１シン
ボル直後（Xi+2とおく）の値（“０”，“１”の２
値）の影響により、第６図に示すようなシンボル
間干渉の効果が生じるため、結局、Xi-2，Xi-1，
Xi+1，Xi+2の５ビツトの全ての組み合せ数（25＝
32通り）と等しくなる。第３図はこの32通りを分
かり易くするためにXi-2，Xi-1の組（Xi-2，
Xi-1）＝（“０”，“１”），（“１”，“１”），（
“１”，
“０”），（“０”，“０”）の各々の場合に群分けし
て
示したものであり、次に述べる拡張アドレス入力
Ｂの一つの使用例の説明にもこの群分けを利用し
ている。即ち、Xi-2，Xi-1の過去２ビツトの値が
確定した場合、Xiのアイ開口点の値の組は上記
Xi-2，Xi-1の組により指定される第３図Ａ，Ｂ，
Ｃ，Ｄの４群のいずれか一つの群の中の組となる
ことがわかる。 次に拡張アドレス入力Ｂを応用する事例の作用
について説明する。 第４図は、第１図の本発明による復調装置１０
を用いて最尤判定法と判定帰定法とを組合わせて
用いる場合の応用例である。第４図の１１−１〜
１１−ｌは、ｌ個の１デイジツトシフトレジスタ
で、復調装置１０からの復調デイジツト出力xiを
入力シンボルタイミング信号RTに従つて１シン
ボル時間Ｔだけシフトする機能を有し、１１−１
〜１１−ｌのｌ個の出力xi-1，xi-2，xi-lは、xiよ
り先に復調されたｌ個のデイジツトであつて、復
調装置１０の拡張アドレス入力Ｂに帰還入力され
る。 この構成を第２図に示したアイパターンを有す
るデータ伝送路を応用すると、例えばｌ＝２と
し、拡張アドレス入力Ｂを（xi-2，xi-1）の２デ
イジツトで構成するようにした場合、１つの拡張
アドレス入力Ｂの値に応答する基準系列の組は、
第３図のＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄの４群のうちいずれか１
群、即ち８組の系列に対象が絞られることがわか
る。このことから拡張アドレス入力Ｂの１つの値
がパラメータとして指定する８組の系列に対し
て、予め(1)式又は(2)式による尤度関数の計算を行
つた結果得られる復調デイジツト出力xiを、拡張
アドレス入力Ｂによつて指定されるテーブル
ROM４のメモリブロツクの入力系列Ai+1，Ai，
Ai-1で指定されるメモリ位置に書き込むように構
成すれば、最尤判定法と帰還判定法とを組合わせ
た復調デイジツト出力を、入力シンボルタイミン
グ信号RTによつて外部に出力できることは明ら
かである。 第５図は、一般的なレイリーフエージング下で
のGMSK移動通信回線に適用した場合の平均ビ
ツト誤り率の特性を示す図であり、横軸は信号対
雑音電力比の対数値（dB）、縦軸は平均ビツト誤
り率である。実線は、第４図の本発明の構成に基
づく復調の場合の実測値であり、破線は従来公知
の方法である２ビツト積分による復調の場合の実
測値を示す。 ここで、本発明の実施例における条件は、ベー
スバンド信号として第２図に示したアイパターン
を基準とし、第１図、第４図の構成上のパラメー
タＴ，τ，Ｌ，Ｍ，ＮおよびｌをそれぞれＴ＝
τ，Ｌ＝１，Ｍ＝０，Ｎ＝１，及びｌ＝２に設定
することによつて、Ｎ＋１＝２個の入力系列によ
る最尤判定法と、ｌ＝２デイジツトの判定帰還法
を組合わせた復調方法である。 第５図から明らかな通り、本発明による復調装
置を置いた２個の入力系列による最尤判定法と、
２デイジツトの判定帰還法とを組合わせ復調方法
は、従来の２ビツト積分による復調方法とほぼ同
等の性能を得ることがわかる。 また、拡張アドレス入力Ｂの他の用途として
は、拡張アドレス入力Ｂによつて基準系列のダイ
ナミツクレンジをパラメータとして指定し、指定
されたダイナミツクレンジにおける尤度関数に基
づいてテーブルROM４の書き込みを行う方法が
ある。この場合、入力信号のダイナミツクレンジ
を別の手段を用いて計測し、その結果を拡張アド
レス入力Ｂの値に反映することによつて、入力信
号のダイナミツクレンジの変化に適応する復調装
置を構成することが可能となる。 上述の用途について具体的に説明する。 第２図，第３図に示したアイ開口点レベル〜
のダイナミツクレンジは、元来固定的なもので
あるが、実現するハードウエアの不具合により温
度変化や経年変化が生ずることがある。この一例
を第７図に示す。この図に示したように、ダイナ
ミツクレンジａからダイナミツクレンジｂへの変
化が生じた場合、正しい復調動作が期待できなく
なるのは明らかである。この場合、第８図に示す
ように、別途設備するダイナミツクレンジ測定回
路によりアイパターンのサンプル値斯Aiからダイ
ナミツクレンジを測定し、その結果（例えばダイ
ナミツクレンジの中心レベルと幅、もしくは最大
値と最小値）を拡張アドレスＢとしてテーブル
ROM４に供給する。この場合テーブルROM４
には、上記拡張アドレスＢがパラメータとして指
定するダイナミツクレンジに対応した尤度関数に
基づいて予め計算された復調デイジツトが書き込
まれているものとする。このように構成すること
により、入力信号のダイナミツクレンジの変化に
適応する復調装置を構成することができる。（発
明の効果） 以上詳細に説明したように、本発明によれば、
シンボル間干渉の予備知識を用いた最尤判定法を
用いるため、シンボル間干渉特性上の制約が少な
い。また最尤判定法のための尤度関数の計算結果
を予めROMテーブルに記憶させてあるので、リ
アルタイムの計算処理が不要となり高速処理が可
能である。またこれを実現するにあたり、近年の
半導体メモリの高集積化を考慮すると小形、低消
費電力化が容易である等々その効果は極めて大き
い。 さらにその応用しては、判定帰還法と最尤判定
法とを併用した復調装置への拡張応用や、入力信
号のダイナミツクレンジの変化に対する適応化
等、汎用性にすぐれている等の利点がある。
第１図は本発明による狭帯域データ信号の復調
装置の一構成例を示すブロツク図、第２図は狭帯
域データ信号入力の一例のアイパターンと入力シ
ンボルタイミング信号RTの波形例図、第３図は
狭帯域データ信号入力の一例の基準系列の樹枝状
表現による説明図、第４図は第１図の構成を用い
て最尤判定法と帰還判定法を組合わせる場合の一
構成例を示すブロツク図、第５図は第１図および
第４図の構成のパラメータτ＝Ｔ，Ｌ＝１，Ｍ＝
０，Ｎ＝１，ｌ＝２のときの平均ビツト誤り率の
実測特性図である。第６図はXi-1，Xi，Xi+1の全
ての組合せパターン（太い実線）に対する狭帯域
制限後の波形例（破線）を示す波形図、第７図は
ダイナミツクレンジの変化を示す説明図、第８図
はダイナミツクレンジ測定回路の説明図である。 １……タイミング抽出回路、２……Ａ／Ｄ変換
器、３−１，３−Ｍ，３−Ｎ……並列情報シフト
レジスタ、４……テーブルROM、ａ……狭帯域
データ信号入力、RT……入力シンボルタイミン
グ信号、CLK……サンプリングタイミング信号、
Ai+M，Ai+M-1，Ai，Ai-L……入力系列、Ｂ……拡
張アドレス入力、xi……復調デイジツト出力、１
０……第１図の復調装置、１１−１〜１１−ｌ…
…１デイジツトシフトレジスタ。
装置の一構成例を示すブロツク図、第２図は狭帯
域データ信号入力の一例のアイパターンと入力シ
ンボルタイミング信号RTの波形例図、第３図は
狭帯域データ信号入力の一例の基準系列の樹枝状
表現による説明図、第４図は第１図の構成を用い
て最尤判定法と帰還判定法を組合わせる場合の一
構成例を示すブロツク図、第５図は第１図および
第４図の構成のパラメータτ＝Ｔ，Ｌ＝１，Ｍ＝
０，Ｎ＝１，ｌ＝２のときの平均ビツト誤り率の
実測特性図である。第６図はXi-1，Xi，Xi+1の全
ての組合せパターン（太い実線）に対する狭帯域
制限後の波形例（破線）を示す波形図、第７図は
ダイナミツクレンジの変化を示す説明図、第８図
はダイナミツクレンジ測定回路の説明図である。 １……タイミング抽出回路、２……Ａ／Ｄ変換
器、３−１，３−Ｍ，３−Ｎ……並列情報シフト
レジスタ、４……テーブルROM、ａ……狭帯域
データ信号入力、RT……入力シンボルタイミン
グ信号、CLK……サンプリングタイミング信号、
Ai+M，Ai+M-1，Ai，Ai-L……入力系列、Ｂ……拡
張アドレス入力、xi……復調デイジツト出力、１
０……第１図の復調装置、１１−１〜１１−ｌ…
…１デイジツトシフトレジスタ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ シンボルレート１／Ｔに同期する周期Ｔの入
力シンボルタイミングとＴまたはＴの整数分の１
の周期τを有するサンプリングタイミングとを入
力信号から抽出するタイミング抽出回路と、 前記サンプリングタイミングに同期して前記入
力信号を逐次デイジタル値の入力系列に変換する
Ａ／Ｄ変換器と、 該Ａ／Ｄ変換器に縦続接続され前記サンプリン
グタイミングに従つて前記入力系列をシフトする
Ｎ段構成の並列情報シフトレジスタと、 前記Ａ／Ｄ変換器および前記Ｎ段構成の並列情
報シフトレジスタの各段から得られる（Ｎ＋１）
個の入力系列をアドレスとして受けとり予め記憶
された復調デイジツトが読み出されるテーブル
ROMとから構成され、 該テーブルROMには、前記（Ｎ＋１）個の入
力系列が指示するメモリ位置に、該（Ｎ＋１）個
の入力系列に対して、該入力系列と雑音がない場
合に期待される狭帯域データ信号入力の（Ｎ＋
１）個のサンプル系列の全ての組み合わせとの間
での自乗誤差関数もしくは相関関数からなる尤度
関数に基づいて計算される尤度値が最大となる
（Ｎ＋１）個のサンプル系列を選択し該サンプル
系列に対応する送信デイジツト系列の復調対象と
なる系列位置のデイジツトが前記読み出される復
調デイジツトとして予め書き込まれていることを
特徴とする狭帯域データ信号の復調装置。 ２ 請求項１のテーブルROMを構成するにあた
つて、過去の復調デイジツト系列を拡張アドレス
として前記テーブルROMに供給し、該拡張アド
レスが指定する該テーブルROM上のメモリブロ
ツクに、前記入力系列と、雑音がない場合に期待
される狭帯域データ信号の（Ｎ＋１）個のサンプ
ル系列の組み合わせのうち過去の系列が前記過去
の復調デイジツト系列と一致する組との間の自乗
誤差関数もしくは相関関数からなる尤度関数に基
づいて計算される尤度値が最大となる（Ｎ＋１）
個のサンプル系列を選択し該サンプル系列に対応
する送信デイジツト系列の復調対象となる系列位
置のデイジツトが前記読み出される復調デイジツ
トとして予め書き込まれていることを特徴とする
請求項１記載の狭帯域データ信号の復調装置。 ３ 請求項１のテーブルROMを構成するにあた
つて、入力系列の複数のサンプル値を観測するこ
とにより得られる入力系列のダイナミツクレンジ
の情報を拡張アドレスとして前記テーブルROM
に供給し、該拡張アドレスが指定する該テーブル
ROM上のメモリブロツクに、該入力系列と雑音
がない場合に期待される該入力系列のダイナミツ
クレンジにおける狭帯域データ信号入力の（Ｎ＋
１）個のサンプル系列の全ての組み合わせとの間
での自乗誤差関数もしくは相関関数からなる尤度
関数に基づいて計算される尤度値が最大となる
（Ｎ＋１）個のサンプル系列に選択し該サンプル
系列に対応する送信デイジツト系列の復調対象と
なる系列位置のデイジツトが前記読み出される復
調デイジツトとして予め書き込まれていることを
特徴とする請求項１記載の狭帯域データ信号の復
調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5624488A JPH01231462A (ja) | 1988-03-11 | 1988-03-11 | 狭帯域データ信号の復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5624488A JPH01231462A (ja) | 1988-03-11 | 1988-03-11 | 狭帯域データ信号の復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01231462A JPH01231462A (ja) | 1989-09-14 |
| JPH0424902B2 true JPH0424902B2 (ja) | 1992-04-28 |
Family
ID=13021677
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5624488A Granted JPH01231462A (ja) | 1988-03-11 | 1988-03-11 | 狭帯域データ信号の復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH01231462A (ja) |
-
1988
- 1988-03-11 JP JP5624488A patent/JPH01231462A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01231462A (ja) | 1989-09-14 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |