JPH0429992B2 - - Google Patents
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- JPH0429992B2 JPH0429992B2 JP57168843A JP16884382A JPH0429992B2 JP H0429992 B2 JPH0429992 B2 JP H0429992B2 JP 57168843 A JP57168843 A JP 57168843A JP 16884382 A JP16884382 A JP 16884382A JP H0429992 B2 JPH0429992 B2 JP H0429992B2
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- Japan
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- signal
- radar
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- antenna
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 12
- 230000001427 coherent effect Effects 0.000 claims description 10
- 238000012876 topography Methods 0.000 claims description 4
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 238000000411 transmission spectrum Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
- G01S13/50—Systems of measurement based on relative movement of target
- G01S13/52—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds
- G01S13/522—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds using transmissions of interrupted pulse modulated waves
- G01S13/524—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds using transmissions of interrupted pulse modulated waves based upon the phase or frequency shift resulting from movement of objects, with reference to the transmitted signals, e.g. coherent MTi
- G01S13/53—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds using transmissions of interrupted pulse modulated waves based upon the phase or frequency shift resulting from movement of objects, with reference to the transmitted signals, e.g. coherent MTi performing filtering on a single spectral line and associated with one or more range gates with a phase detector or a frequency mixer to extract the Doppler information, e.g. pulse Doppler radar
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- Remote Sensing (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明は例えば航空機等の飛翔体に搭載さ
れ、地表面あるいは海上の地形、地勢等を観測す
る合成開口アンテナ方式のレーダ装置に関する。
れ、地表面あるいは海上の地形、地勢等を観測す
る合成開口アンテナ方式のレーダ装置に関する。
航空機等の飛翔体にレーダを搭載し、このレー
ダによつて空中より地表面の地形、地勢等を観測
する方式としては第１図乃至第３図に示すものが
ある。第１図ａ，ｂは飛翔体PLの前方方向に電
波FBを発射し、進行方向前方の観測を行うもの
であり、第２図ａ，ｂは飛翔体PLの側方方向に
電波FBを発射し、側方方向の観測を行うもので
ある。また、第３図ａ，ｂは飛翔体PLの直下に
電波FBを発射し、直下方向の観測を行うもので
ある。ここでは第２図ａ，ｂに示す側方方向を観
測するレーダについて説明する。
ダによつて空中より地表面の地形、地勢等を観測
する方式としては第１図乃至第３図に示すものが
ある。第１図ａ，ｂは飛翔体PLの前方方向に電
波FBを発射し、進行方向前方の観測を行うもの
であり、第２図ａ，ｂは飛翔体PLの側方方向に
電波FBを発射し、側方方向の観測を行うもので
ある。また、第３図ａ，ｂは飛翔体PLの直下に
電波FBを発射し、直下方向の観測を行うもので
ある。ここでは第２図ａ，ｂに示す側方方向を観
測するレーダについて説明する。
一般に、この種のレーダでは合成開口アンテナ
が使用される。これは小型のアンテナを飛翔体に
搭載し、このアンテナによつて受信される反射信
号を飛翔体上で逐次受信するとともに、これらの
信号をコヒーレントに合成することにより、飛翔
体の進行と連動して等価的に大きな開口を有する
アンテナと同様の指向性をつくるものである。こ
のアンテナおよびコヒーレント信号処理装置を用
いることにより高分解能測地が可能であり、フオ
ーカスド・ケース（Focused Case）の方位方向
分解能δAZは、次の(1)式で示される δAZ｜Fpcused＝La／２ ……(1) （但し、Laはアンテナの方位方向有効長） さて、この種のレーダにおいて、第４図に示す
如く有効長La、有効幅WrのアンテナAtが高度Ｈ、
速度Ｖでｘ方向に移動し、且つビームの偏角（オ
フメデイア角）をθ0、方位方向ビーム幅をθaとし
て電波を発射した場合、観測域からのレーダ反射
信号は正対方向P0ではドツプラ周波数Ｄが０、
進行方向先端P1および進行方向後端P2ではそれ
ぞれ2V／La、−2V／Laだけドツプラ周波数偏位
を受けて受信される。即ち、送信スペクトラム…
f-1，f0，f1…の周波数系列上では第５図に示す如
く展開されるが、一方、アンテナのサイドローブ
より送受信される信号のうち距離Ｒ±ΔR内と等
価な距離にある目標からの信号は、目標とする観
測域よりの反射信号と同時に受信され、原理的に
そのドツプラ周波数偏移量は最高±2V／λまで
分布して、隣接する主スペクトラム内に混入する
ことになる。したがつて、所謂ドツプラ・アンビ
ギユイテイ（Doppler Ambiguity）信号となつ
て、レーダの方位分解能を低下させる原因とな
る。このドツプラ・アンビギユイテイを軽減する
には当然ながらレーダのパルス繰返し周波数
（PRF）を大きくすることによりある程度対処可
能である。また、PRFを大きくすれば飛翔体通
過時の被観測域への送受信サンプル数が増加する
ため、所要のＳ／Ｎ比を保持する上からも得策で
ある。
が使用される。これは小型のアンテナを飛翔体に
搭載し、このアンテナによつて受信される反射信
号を飛翔体上で逐次受信するとともに、これらの
信号をコヒーレントに合成することにより、飛翔
体の進行と連動して等価的に大きな開口を有する
アンテナと同様の指向性をつくるものである。こ
のアンテナおよびコヒーレント信号処理装置を用
いることにより高分解能測地が可能であり、フオ
ーカスド・ケース（Focused Case）の方位方向
分解能δAZは、次の(1)式で示される δAZ｜Fpcused＝La／２ ……(1) （但し、Laはアンテナの方位方向有効長） さて、この種のレーダにおいて、第４図に示す
如く有効長La、有効幅WrのアンテナAtが高度Ｈ、
速度Ｖでｘ方向に移動し、且つビームの偏角（オ
フメデイア角）をθ0、方位方向ビーム幅をθaとし
て電波を発射した場合、観測域からのレーダ反射
信号は正対方向P0ではドツプラ周波数Ｄが０、
進行方向先端P1および進行方向後端P2ではそれ
ぞれ2V／La、−2V／Laだけドツプラ周波数偏位
を受けて受信される。即ち、送信スペクトラム…
f-1，f0，f1…の周波数系列上では第５図に示す如
く展開されるが、一方、アンテナのサイドローブ
より送受信される信号のうち距離Ｒ±ΔR内と等
価な距離にある目標からの信号は、目標とする観
測域よりの反射信号と同時に受信され、原理的に
そのドツプラ周波数偏移量は最高±2V／λまで
分布して、隣接する主スペクトラム内に混入する
ことになる。したがつて、所謂ドツプラ・アンビ
ギユイテイ（Doppler Ambiguity）信号となつ
て、レーダの方位分解能を低下させる原因とな
る。このドツプラ・アンビギユイテイを軽減する
には当然ながらレーダのパルス繰返し周波数
（PRF）を大きくすることによりある程度対処可
能である。また、PRFを大きくすれば飛翔体通
過時の被観測域への送受信サンプル数が増加する
ため、所要のＳ／Ｎ比を保持する上からも得策で
ある。
即ち、第６図に示す如く、反射信号を周波数ス
ペクトラムとして考えた場合、１／Ｔ（Hz）毎に
PRFに対応したバン（Bang）を中心にドツプラ
周波数の高次モードに対応した信号が配列される
ことになる。受信機では同図に示すBTなる通過
帯域幅（必要受信帯域）を有するフイルタによつ
て不要な高次モードの信号が除去され、BTに対
応する信号のみが抽出される。ここで、同図にお
ける隣接するスペクトラム群からの高次モード・
ドツプラ信号はアンテナのサイドローブより同一
レンヂ内の信号がある場合、Ａ，Ｂ，A′，B′の
ようにフイルタの通過帯域内に混入し、ドツプ
ラ・アンビギユイテイとなり、方位方向のイメー
ジとなる。このイメージを除去するためには前述
した如くPRF（１／Ｔ）を大きくすることにより
隣接スペクトラムの重なり具合を軽減することが
できる。
ペクトラムとして考えた場合、１／Ｔ（Hz）毎に
PRFに対応したバン（Bang）を中心にドツプラ
周波数の高次モードに対応した信号が配列される
ことになる。受信機では同図に示すBTなる通過
帯域幅（必要受信帯域）を有するフイルタによつ
て不要な高次モードの信号が除去され、BTに対
応する信号のみが抽出される。ここで、同図にお
ける隣接するスペクトラム群からの高次モード・
ドツプラ信号はアンテナのサイドローブより同一
レンヂ内の信号がある場合、Ａ，Ｂ，A′，B′の
ようにフイルタの通過帯域内に混入し、ドツプ
ラ・アンビギユイテイとなり、方位方向のイメー
ジとなる。このイメージを除去するためには前述
した如くPRF（１／Ｔ）を大きくすることにより
隣接スペクトラムの重なり具合を軽減することが
できる。
しかるに、レーダの送受信信号を時系列上で考
えた場合、第７図に示す如く送信時T0より飛翔
体直下信号T1を得るまでの無受信期間を経て逐
次サイドローブよりの反射信号を受信しながら主
ローブよりの反射信号T2を受信することになる。
このレーダ送受信間隙は第８図に示す如くアンテ
ナ・オフメデイア角θ0が大きく、また、飛翔体P2
の高度Ｈが高い程大きくなる。これはレーダアン
テナのパターンと大地Ｅとの関係から容易に理解
できる。また、この種のレーダにおいてはパルス
ヒツト数を上げるためにもPRFを大きくするこ
とが望ましい。しかし、第９図からも明らかなよ
うにPRF（１／Ｔ）を大きくすると、送信信号t0，
t1…のメインビームによる受信号E0，E1…がクラ
ツタ内に埋没することになり、これにも限度があ
ることが理解できる。
えた場合、第７図に示す如く送信時T0より飛翔
体直下信号T1を得るまでの無受信期間を経て逐
次サイドローブよりの反射信号を受信しながら主
ローブよりの反射信号T2を受信することになる。
このレーダ送受信間隙は第８図に示す如くアンテ
ナ・オフメデイア角θ0が大きく、また、飛翔体P2
の高度Ｈが高い程大きくなる。これはレーダアン
テナのパターンと大地Ｅとの関係から容易に理解
できる。また、この種のレーダにおいてはパルス
ヒツト数を上げるためにもPRFを大きくするこ
とが望ましい。しかし、第９図からも明らかなよ
うにPRF（１／Ｔ）を大きくすると、送信信号t0，
t1…のメインビームによる受信号E0，E1…がクラ
ツタ内に埋没することになり、これにも限度があ
ることが理解できる。
この発明は上記事情に基づいてなされたもの
で、その目的とするところはアンテナのサイドロ
ーブによるドツプラ周波数の高調波モードを抑圧
することができ、測距精度を向上し得るレーダ装
置を提供しようとするものである。
で、その目的とするところはアンテナのサイドロ
ーブによるドツプラ周波数の高調波モードを抑圧
することができ、測距精度を向上し得るレーダ装
置を提供しようとするものである。
この発明はパルス繰返し周期が順次変化された
送信パルス信号を発射することにより、必要受信
帯域と隣接するドツプラ周波数の高調波モードを
必要受信帯域内で分散させ、この分散された信号
をパルス繰返し周期毎にコヒーレント処理するこ
とにより、ドツプラ周波数の高調波モードを抑圧
するものである。
送信パルス信号を発射することにより、必要受信
帯域と隣接するドツプラ周波数の高調波モードを
必要受信帯域内で分散させ、この分散された信号
をパルス繰返し周期毎にコヒーレント処理するこ
とにより、ドツプラ周波数の高調波モードを抑圧
するものである。
以下、この発明の一実施例について図面を参照
して説明する。
して説明する。
先ず、この発明の原理について説明する。第６
図に示すレーダ反射信号のスペクトルにおいて、
パルス繰返し周期（１／PRF）をＴ，Ｔ＋ΔT，
Ｔ−ΔTと変化させたとする。この場合、レーダ
反射信号のスペクトルは第１０図に示す如くfd
（ドツプラ周波数）＝０を基準として考えると、ド
ツプラ周波数の基本成分はパルス繰返し周期の変
化にかかわらず周波数軸上で変化せず、一方、通
過帯域BT内に隣接するドツプラ周波数の高次モ
ード成分は第６図と比較して通過帯域BT内で分
散することになる（第１０図中、破線及び一点鎖
線で示す）。従つて、既知のパルス繰返し周期Ｔ
とともに既知のＴ＋ΔT，Ｔ−ΔTのパルス繰返
し周期の送信信号を発生し、これらのパルス繰返
し周期毎にコヒーレント処理して得られた受信信
号を積分することにより、通過帯域BT内におい
て、所望のドツプラ周波数成分は強調され、アン
テナサイドローブに対応するドツプラ周波数の高
調波モードは第１１図から第１２図に示す如く抑
圧される。
図に示すレーダ反射信号のスペクトルにおいて、
パルス繰返し周期（１／PRF）をＴ，Ｔ＋ΔT，
Ｔ−ΔTと変化させたとする。この場合、レーダ
反射信号のスペクトルは第１０図に示す如くfd
（ドツプラ周波数）＝０を基準として考えると、ド
ツプラ周波数の基本成分はパルス繰返し周期の変
化にかかわらず周波数軸上で変化せず、一方、通
過帯域BT内に隣接するドツプラ周波数の高次モ
ード成分は第６図と比較して通過帯域BT内で分
散することになる（第１０図中、破線及び一点鎖
線で示す）。従つて、既知のパルス繰返し周期Ｔ
とともに既知のＴ＋ΔT，Ｔ−ΔTのパルス繰返
し周期の送信信号を発生し、これらのパルス繰返
し周期毎にコヒーレント処理して得られた受信信
号を積分することにより、通過帯域BT内におい
て、所望のドツプラ周波数成分は強調され、アン
テナサイドローブに対応するドツプラ周波数の高
調波モードは第１１図から第１２図に示す如く抑
圧される。
次に、上記原理に基づくこの発明の実施例につ
いて説明する。
いて説明する。
第１３図において、コヒーレント発振器
（COHO）３１の出力信号は安定化発振器３２を
介して送信機３３に供給される。この送信機３３
にはトリガ発振器３４より出力されるパルス繰返
し周期Ｔ，Ｔ＋ΔT，Ｔ−ΔTなる信号が順次供
給され、このパルス繰返し周期に対応して送信機
３３からは送信パルス信号が出力される。このパ
ルス繰返し周期が変化された送信パルス信号は送
受切換器３５を介してアンテナ３６に供給され、
観測域に向けて発射される。一方、観測域からの
反射信号は前記アンテナ３６によつて受信され、
前記送受切換器３５を介して混合器３７に供給さ
れる。この混合器３７には前記安定化発振器３２
の出力信号が供給されており、前記受信された反
射信号が中間周波信号に変換される。この混合器
３７の出力信号は分岐され、第１、第２の位相検
波器３８，３９に供給される。この第１の位相検
波器３８には前記COHO３１の出力信号が供給
され、第２の位相検波器３９には90゜移相器４０
によつて移相された前記COHO３１の出力信号
が供給される。したがつて、これら第１、第２の
位相検波器３８，３９からは互いに90゜の位相差
をなす所謂直交ビデオ（Ｉ，Ｑ成分）に変換され
たドツプラ周波数成分が出力される。これら第
１、第２の位相検波器３８，３９の出力信号はコ
ヒーレント信号処理器４２に供給され、この処理
器４２にはモード制御器４３よりパルス繰返し周
期Ｔ，Ｔ＋ΔT，Ｔ−ΔTに対応したモード指示
信号が供給される。即ち、このモード制御器４３
には前記トリガ発振器３４よりパルス繰返し周期
Ｔ，Ｔ＋ΔT，Ｔ−ΔTに対応した信号が供給さ
れており、この信号に対応して所定のモード指示
信号が出力される。したがつて、前記コヒーレン
ト信号処理器４２においてはパルス繰返し周期
Ｔ，Ｔ＋ΔT，Ｔ−ΔTの各グループ毎に所定の
コヒーレント信号処理が行われる。この処理器４
２の出力信号は前記モード制御器４３の出力信号
とともに積分器４４に供給される。積分器４４
は、通過帯域BT内において、パルス繰返し周期
に対応する各グループ毎に得られた処理器４２の
出力信号を積分する。しかして、この積分器４４
からは隣接する高調波モードが抑圧されたドツプ
ラ信号が出力され、この信号は指示器４５に供給
される。
（COHO）３１の出力信号は安定化発振器３２を
介して送信機３３に供給される。この送信機３３
にはトリガ発振器３４より出力されるパルス繰返
し周期Ｔ，Ｔ＋ΔT，Ｔ−ΔTなる信号が順次供
給され、このパルス繰返し周期に対応して送信機
３３からは送信パルス信号が出力される。このパ
ルス繰返し周期が変化された送信パルス信号は送
受切換器３５を介してアンテナ３６に供給され、
観測域に向けて発射される。一方、観測域からの
反射信号は前記アンテナ３６によつて受信され、
前記送受切換器３５を介して混合器３７に供給さ
れる。この混合器３７には前記安定化発振器３２
の出力信号が供給されており、前記受信された反
射信号が中間周波信号に変換される。この混合器
３７の出力信号は分岐され、第１、第２の位相検
波器３８，３９に供給される。この第１の位相検
波器３８には前記COHO３１の出力信号が供給
され、第２の位相検波器３９には90゜移相器４０
によつて移相された前記COHO３１の出力信号
が供給される。したがつて、これら第１、第２の
位相検波器３８，３９からは互いに90゜の位相差
をなす所謂直交ビデオ（Ｉ，Ｑ成分）に変換され
たドツプラ周波数成分が出力される。これら第
１、第２の位相検波器３８，３９の出力信号はコ
ヒーレント信号処理器４２に供給され、この処理
器４２にはモード制御器４３よりパルス繰返し周
期Ｔ，Ｔ＋ΔT，Ｔ−ΔTに対応したモード指示
信号が供給される。即ち、このモード制御器４３
には前記トリガ発振器３４よりパルス繰返し周期
Ｔ，Ｔ＋ΔT，Ｔ−ΔTに対応した信号が供給さ
れており、この信号に対応して所定のモード指示
信号が出力される。したがつて、前記コヒーレン
ト信号処理器４２においてはパルス繰返し周期
Ｔ，Ｔ＋ΔT，Ｔ−ΔTの各グループ毎に所定の
コヒーレント信号処理が行われる。この処理器４
２の出力信号は前記モード制御器４３の出力信号
とともに積分器４４に供給される。積分器４４
は、通過帯域BT内において、パルス繰返し周期
に対応する各グループ毎に得られた処理器４２の
出力信号を積分する。しかして、この積分器４４
からは隣接する高調波モードが抑圧されたドツプ
ラ信号が出力され、この信号は指示器４５に供給
される。
以上、詳述したようにこの発明によれば、パル
ス繰返し周期が順次変化された送信パルス信号を
発射するとともに、反射信号をパルス繰返し周期
毎にコヒーレント処理することにより、アンテナ
のサイドローブによるドツプラ周波数の高調波モ
ードを抑圧することができ、測距精度を向上し得
るレーダ装置を提供できる。
ス繰返し周期が順次変化された送信パルス信号を
発射するとともに、反射信号をパルス繰返し周期
毎にコヒーレント処理することにより、アンテナ
のサイドローブによるドツプラ周波数の高調波モ
ードを抑圧することができ、測距精度を向上し得
るレーダ装置を提供できる。
第１図ａ，ｂ、第２図ａ，ｂ、第３図ａ，ｂは
それぞれ異なる方式の合成開口アンテナ方式のレ
ーダ装置を示す図、第４図乃至第９図はそれぞれ
従来の合成開口アンテナ方式のレーダ装置の受信
信号を説明するために示す図、第１０図乃至第１
２図はそれぞれこの発明の原理を説明するために
示す図、第１３図はこの発明に係わるレーダ装置
の一実施例を示す構成図である。 ３１…コヒーレント発振器、３２…安定化発振
器、３３…送信機、３４…トリガ発振器、３６…
アンテナ、３７…混合器、３８，３９…第１、第
２の位相検波器、４２…コヒーレント信号処理
器、４４…積分器。
それぞれ異なる方式の合成開口アンテナ方式のレ
ーダ装置を示す図、第４図乃至第９図はそれぞれ
従来の合成開口アンテナ方式のレーダ装置の受信
信号を説明するために示す図、第１０図乃至第１
２図はそれぞれこの発明の原理を説明するために
示す図、第１３図はこの発明に係わるレーダ装置
の一実施例を示す構成図である。 ３１…コヒーレント発振器、３２…安定化発振
器、３３…送信機、３４…トリガ発振器、３６…
アンテナ、３７…混合器、３８，３９…第１、第
２の位相検波器、４２…コヒーレント信号処理
器、４４…積分器。
Claims (1)
- １ 飛翔体にレーダを搭載しこのレーダより発射
される電波により地形、地勢等を観測する合成開
口アンテナ方式のレーダ装置において、パルス繰
返し周期が変化された送信パルス信号を発射する
手段と、受信された反射信号を直交ビデオ信号に
変換する手段と、この直交ビデオ信号を前記変化
されたパルス繰返し周期に対応してコヒーレント
信号処理する手段と、この処理された信号を対応
するパルス繰返し周期毎に積分する手段とを具備
したことを特徴とするレーダ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57168843A JPS5958375A (ja) | 1982-09-28 | 1982-09-28 | レ−ダ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57168843A JPS5958375A (ja) | 1982-09-28 | 1982-09-28 | レ−ダ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5958375A JPS5958375A (ja) | 1984-04-04 |
| JPH0429992B2 true JPH0429992B2 (ja) | 1992-05-20 |
Family
ID=15875556
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57168843A Granted JPS5958375A (ja) | 1982-09-28 | 1982-09-28 | レ−ダ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5958375A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6135382A (ja) * | 1984-07-28 | 1986-02-19 | Natl Space Dev Agency Japan<Nasda> | 合成開口レ−ダ |
| ES2388498T3 (es) * | 2005-11-16 | 2012-10-16 | Astrium Limited | Radar de apertura sintética |
| JP5787805B2 (ja) * | 2011-03-31 | 2015-09-30 | ミツビシ・エレクトリック・リサーチ・ラボラトリーズ・インコーポレイテッド | 不均一なパルスタイミングを用いた高解像度ｓａｒ撮像 |
-
1982
- 1982-09-28 JP JP57168843A patent/JPS5958375A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5958375A (ja) | 1984-04-04 |
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