JPH044787B2 - - Google Patents
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- JPH044787B2 JPH044787B2 JP60283290A JP28329085A JPH044787B2 JP H044787 B2 JPH044787 B2 JP H044787B2 JP 60283290 A JP60283290 A JP 60283290A JP 28329085 A JP28329085 A JP 28329085A JP H044787 B2 JPH044787 B2 JP H044787B2
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- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
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- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/3845—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier
- H04L27/3854—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier using a non - coherent carrier, including systems with baseband correction for phase or frequency offset
-
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
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- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/366—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator
- H04L27/367—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Amplitude Modulation (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔概要〕
同一の搬送波を加えられている２組の平衡ミキ
サを用いて構成した多値変復調器において、互い
に直交する入力変調ベースバンド信号または出力
復調ベースバンド信号において、直交関係にある
相手側の信号から所定の関数関係に従つて作成し
た補償用信号をそれぞれのベースバンド信号に加
算して非直線性の補償を行うようにしたので、変
復調直線性のよい多値変復調装置を得ることがで
きる。
サを用いて構成した多値変復調器において、互い
に直交する入力変調ベースバンド信号または出力
復調ベースバンド信号において、直交関係にある
相手側の信号から所定の関数関係に従つて作成し
た補償用信号をそれぞれのベースバンド信号に加
算して非直線性の補償を行うようにしたので、変
復調直線性のよい多値変復調装置を得ることがで
きる。
本発明は多値デイジタル信号の変復調装置に係
り、特に直交成分を互いに所定の関数関係に従つ
て加算することによつて変復調特性の直線性を改
善した変復調装置に関するものである。
り、特に直交成分を互いに所定の関数関係に従つ
て加算することによつて変復調特性の直線性を改
善した変復調装置に関するものである。
多値デイジタル信号の変復調装置においては、
２系列のベースバンド信号をそれぞれ互いに直交
する搬送波信号に乗算して合成することによつて
高周波多値変調信号を得、また高周波多値変調信
号に対してこれと逆の操作を行うことによつて２
系列のベースバンド信号を復調するが、この際に
おける変復調の直線性が良好であることが要望さ
れる。
２系列のベースバンド信号をそれぞれ互いに直交
する搬送波信号に乗算して合成することによつて
高周波多値変調信号を得、また高周波多値変調信
号に対してこれと逆の操作を行うことによつて２
系列のベースバンド信号を復調するが、この際に
おける変復調の直線性が良好であることが要望さ
れる。
従来、多値変復調器においてはその基本的回路
として、ベースバンド信号から高周波の変調波を
得、またはその逆の操作を行うために、ダイオー
ドを用いた平衡ミキサが用いられている。
として、ベースバンド信号から高周波の変調波を
得、またはその逆の操作を行うために、ダイオー
ドを用いた平衡ミキサが用いられている。
第５図は平衡ミキサの構成例を示したものであ
つて、１，２は平衡トランス、３〜６はダイオー
ドである。第５図においていま端子Ｃ，C′からロ
ーカル搬送波入力を加え、端子Ｂ，B′から平衡
トランス１，２の中点間にベースバンド入力を加
えると、変調が行われて端子Ａ，A′から搬送周
波数の変調波信号が得られる。また逆に、端子
Ａ，A′に搬送周波数の変調波信号を加えると、
復調が行われて端子Ｂ，B′からベースバンド出
力が得られる。
つて、１，２は平衡トランス、３〜６はダイオー
ドである。第５図においていま端子Ｃ，C′からロ
ーカル搬送波入力を加え、端子Ｂ，B′から平衡
トランス１，２の中点間にベースバンド入力を加
えると、変調が行われて端子Ａ，A′から搬送周
波数の変調波信号が得られる。また逆に、端子
Ａ，A′に搬送周波数の変調波信号を加えると、
復調が行われて端子Ｂ，B′からベースバンド出
力が得られる。
さらにこのような平衡ミキサを組み合せて用い
ることによつて、多値変復調器が実現される。
ることによつて、多値変復調器が実現される。
第６図は２組の平衡ミキサを用いて構成した16
値QAMの変復調器の構成例を示したものであつ
て、１１，１２はハイブリツド、１３，１４は第
５図に示された平衡ミキサ、１５は90°移相器で
ある。
値QAMの変復調器の構成例を示したものであつ
て、１１，１２はハイブリツド、１３，１４は第
５図に示された平衡ミキサ、１５は90°移相器で
ある。
第６図において、いま端子ｃからローカル搬送
波入力を加えると、ハイブリツド１２で２分さ
れ、一方は90°移相器１５を経て平衡ミキサ１３
に加えられ、他方は直接平衡ミキサ１４に加えら
れる。これに対して端子ａ，a′から平衡ミキサ１
３にベースバンド入力Ａを加え、端子ｂ，b′から
平衡ミキサ１４にベースバンド入力Ｂを加える
と、多値変調が行われて、両平衡ミキサ１３，１
４の出力を合成するハイブリツド１１の出力端子
ｄに、16値QAM信号からなる高周波多値変調波
出力が得られる。また逆に端子ｄから16値QAM
多値変調波入力を加えると、復調が行われて、端
子ａ，a′と端子ｂ，b′にそれぞれベースバンド出
力Ａ，Ｂが得られる。
波入力を加えると、ハイブリツド１２で２分さ
れ、一方は90°移相器１５を経て平衡ミキサ１３
に加えられ、他方は直接平衡ミキサ１４に加えら
れる。これに対して端子ａ，a′から平衡ミキサ１
３にベースバンド入力Ａを加え、端子ｂ，b′から
平衡ミキサ１４にベースバンド入力Ｂを加える
と、多値変調が行われて、両平衡ミキサ１３，１
４の出力を合成するハイブリツド１１の出力端子
ｄに、16値QAM信号からなる高周波多値変調波
出力が得られる。また逆に端子ｄから16値QAM
多値変調波入力を加えると、復調が行われて、端
子ａ，a′と端子ｂ，b′にそれぞれベースバンド出
力Ａ，Ｂが得られる。
第６図に示されたような多値変復調器におい
て、平衡ミキサの特性が理想的であれば、ベース
バンド信号の振幅と高周波多値変調信号の位相と
が無関係であり、両者の振幅が完全に比例関係に
なる。しかしながら実際には、このような変復調
の直線性を高い入力レベルまで保つことは困難で
ある。
て、平衡ミキサの特性が理想的であれば、ベース
バンド信号の振幅と高周波多値変調信号の位相と
が無関係であり、両者の振幅が完全に比例関係に
なる。しかしながら実際には、このような変復調
の直線性を高い入力レベルまで保つことは困難で
ある。
第７図は平衡ミキサにおける変復調特性の一例
を示したものであつて、ａは変調時におけるベー
スバンド入力と高周波出力との振幅関係を示し、
ｂは同じく位相関係を示している。さらにｃはこ
れをベクトル平面上の特性として示したものであ
つて、ベースバンド入力が大きくなるにつれて、
高周波出力ベクトルの位相と振幅が次第に直線的
関係からずれることが示されている。復調の場合
も、ベースバンド信号と高周波信号の入出力関係
が逆になるが、特性は同じである。
を示したものであつて、ａは変調時におけるベー
スバンド入力と高周波出力との振幅関係を示し、
ｂは同じく位相関係を示している。さらにｃはこ
れをベクトル平面上の特性として示したものであ
つて、ベースバンド入力が大きくなるにつれて、
高周波出力ベクトルの位相と振幅が次第に直線的
関係からずれることが示されている。復調の場合
も、ベースバンド信号と高周波信号の入出力関係
が逆になるが、特性は同じである。
第８図はこのような非直線特性を有する平衡ミ
キサを用いて16値QAM変復調器を構成した場合
の特性を示したものであつて、平衡ミキサの特性
が理想的であれば、16値QAM変復調器の特性は
ベクトル平面上において第８図の・印で示す16個
の信号点の特性となり、相互に平衡のとれた位置
に16個のベクトルが配置されるようになるが、第
７図に示されたような非直線特性を有する平衡ミ
キサを用いた場合は、第８図において×印で示す
16個の信号点の特性となり、理想的な変復調特性
を得ることができない。
キサを用いて16値QAM変復調器を構成した場合
の特性を示したものであつて、平衡ミキサの特性
が理想的であれば、16値QAM変復調器の特性は
ベクトル平面上において第８図の・印で示す16個
の信号点の特性となり、相互に平衡のとれた位置
に16個のベクトルが配置されるようになるが、第
７図に示されたような非直線特性を有する平衡ミ
キサを用いた場合は、第８図において×印で示す
16個の信号点の特性となり、理想的な変復調特性
を得ることができない。
これに対して従来はベースバンド信号のレベル
を下げて使用することによつて、理想的特性に近
い特性を得るようにしていたが、このような方法
によつた場合は、変復調器における損失（変復調
損失）が大きいだけでなく、平衡ミキサにアンバ
ランスがあつたときのローカル信号の漏洩と出力
信号レベルとの相対値が小さくなることを避けら
れなかつた。
を下げて使用することによつて、理想的特性に近
い特性を得るようにしていたが、このような方法
によつた場合は、変復調器における損失（変復調
損失）が大きいだけでなく、平衡ミキサにアンバ
ランスがあつたときのローカル信号の漏洩と出力
信号レベルとの相対値が小さくなることを避けら
れなかつた。
このような従来技術の問題点を解決するため、
本発明の変復調装置は第１図のような原理的構成
を具えている。
本発明の変復調装置は第１図のような原理的構成
を具えている。
１０１，１０２は同一の搬送波を加えられてい
る２組の平衡ミキサ、 １０３は平衡ミキサ１０１，１０２のそれぞれ
の一方の端子の信号を結合しまたは分岐するハイ
ブリツドであつて、 平衡ミキサ１０１，１０２のそれぞれの他方の
端子に互いに直交するベースバンド入力を加え
て、ハイブリツド１０３から高周波多値変調波出
力を得るか、またはハイブリツド１０３から高周
波多値変調波入力を加えて、２組の平衡ミキサ１
０１，１０２のそれぞれの他方の端子に互いに直
交するベースバンド出力を得ることによつて変復
調装置を構成している。
る２組の平衡ミキサ、 １０３は平衡ミキサ１０１，１０２のそれぞれ
の一方の端子の信号を結合しまたは分岐するハイ
ブリツドであつて、 平衡ミキサ１０１，１０２のそれぞれの他方の
端子に互いに直交するベースバンド入力を加え
て、ハイブリツド１０３から高周波多値変調波出
力を得るか、またはハイブリツド１０３から高周
波多値変調波入力を加えて、２組の平衡ミキサ１
０１，１０２のそれぞれの他方の端子に互いに直
交するベースバンド出力を得ることによつて変復
調装置を構成している。
１０４は特性補償手段であつて、互いに直交す
るベースバンド入力において、相互に相手側入力
を所定の関数関係に従つて加算して変調入力とす
るか、または相互に相手側出力を所定の関数関係
に従つて減算して復調出力とする。
るベースバンド入力において、相互に相手側入力
を所定の関数関係に従つて加算して変調入力とす
るか、または相互に相手側出力を所定の関数関係
に従つて減算して復調出力とする。
本発明の構成は以上説明した所により次のよう
になる。即ち、本発明は、同一の搬送波を加えら
れている２組の平衡ミキサ１０１，１０２のそれ
ぞれの一方の端子をハイブリツド１０３を介して
結合し、それぞれの他方の端子に互いに直交する
ベースバンド信号を入力し、前記ハイブリツド１
０３から高周波多値変調波信号を出力する変調部
と、前記ハイブリツド１０３からの高周波多値変
調波信号を入力し、前記２組の平衡ミキサ１０
１，１０２のそれぞれの他方の端子に互いに直交
するベースバンド信号を出力する復調部とを有す
る変復調装置に於いて、前記変調部における前記
２組の平衡ミキサ１０１，１０２に入力される互
いに直交するベースバンド信号、及び前記復調部
における前記２組の平衡ミキサ１０１，１０２か
ら出力されるベースバンド信号のそれぞれに対
し、直交するベースバンド信号相互に相手入力を
所定の関数関係に従つて加算する特性補償手段１
０４を設けたことを特徴とする変調復調装置であ
る。
になる。即ち、本発明は、同一の搬送波を加えら
れている２組の平衡ミキサ１０１，１０２のそれ
ぞれの一方の端子をハイブリツド１０３を介して
結合し、それぞれの他方の端子に互いに直交する
ベースバンド信号を入力し、前記ハイブリツド１
０３から高周波多値変調波信号を出力する変調部
と、前記ハイブリツド１０３からの高周波多値変
調波信号を入力し、前記２組の平衡ミキサ１０
１，１０２のそれぞれの他方の端子に互いに直交
するベースバンド信号を出力する復調部とを有す
る変復調装置に於いて、前記変調部における前記
２組の平衡ミキサ１０１，１０２に入力される互
いに直交するベースバンド信号、及び前記復調部
における前記２組の平衡ミキサ１０１，１０２か
ら出力されるベースバンド信号のそれぞれに対
し、直交するベースバンド信号相互に相手入力を
所定の関数関係に従つて加算する特性補償手段１
０４を設けたことを特徴とする変調復調装置であ
る。
平衡ミキサによつて多値変復調器を構成した場
合、平衡ミキサの非直線特性に基づいて変復調特
性に非直線性を生じるが、変調入力または復調出
力である互いに直交するベースバンド信号におい
て、相互に相手側の信号を所定の関数関係に従つ
て加算することによつて変復調特性の非直線性を
補償する。
合、平衡ミキサの非直線特性に基づいて変復調特
性に非直線性を生じるが、変調入力または復調出
力である互いに直交するベースバンド信号におい
て、相互に相手側の信号を所定の関数関係に従つ
て加算することによつて変復調特性の非直線性を
補償する。
第２図は本発明の一実施例を示したものであつ
て、本発明を変調器に適用する場合を示してい
る。第２図においては、第６図におけると同じ部
分を同じ番号で示し、２０は第６図に示された多
値変調器、２１，２２は加算回路、２３，２４は
補償信号発生器である。
て、本発明を変調器に適用する場合を示してい
る。第２図においては、第６図におけると同じ部
分を同じ番号で示し、２０は第６図に示された多
値変調器、２１，２２は加算回路、２３，２４は
補償信号発生器である。
第２図において多値変調器２０の部分は、構
成、作用とも第６図に示されたものと同じであ
る。
成、作用とも第６図に示されたものと同じであ
る。
第２図において補償信号発生器２３，２４は、
互いに逆向きに接続されたダイヤオードからな
り、それぞれベースバンド入力Ｂ，Ａから、ある
一定の関数関係に従つて補償用信号を発生する。
加算回路２１，２２はそれぞれベースバンド入力
Ａ，Ｂに、補償信号発生器２３，２４からの補償
用信号を逆相に加える。加算回路２１，２２の出
力は、それぞれ平衡ミキサ１３，１４を構成する
平衡トランスの中点間に加えられる。
互いに逆向きに接続されたダイヤオードからな
り、それぞれベースバンド入力Ｂ，Ａから、ある
一定の関数関係に従つて補償用信号を発生する。
加算回路２１，２２はそれぞれベースバンド入力
Ａ，Ｂに、補償信号発生器２３，２４からの補償
用信号を逆相に加える。加算回路２１，２２の出
力は、それぞれ平衡ミキサ１３，１４を構成する
平衡トランスの中点間に加えられる。
第２図の回路において、加算回路２１，２２に
おいてそれぞれベースバンド入力Ａ，Ｂに逆相に
加算される補償用信号に、平衡ミキサの非直線性
を補償するような特性を補償信号発生器２３，２
４によつて与えることによつて、多値変調器２０
は平衡ミキサの非直線性に基づく非直線性を改善
される。
おいてそれぞれベースバンド入力Ａ，Ｂに逆相に
加算される補償用信号に、平衡ミキサの非直線性
を補償するような特性を補償信号発生器２３，２
４によつて与えることによつて、多値変調器２０
は平衡ミキサの非直線性に基づく非直線性を改善
される。
第３図は本発明による非直線特性の改善を説明
する図である。同図においては第８図に示された
変調特性における第１象限のみが示されている。
いま信号点a21が、非直線特性の補償が行われて
いない場合に、ベースバンド入力Ａ，Ｂによつて
生じたものとすると、点線で示す非直線変調特性
に基づいて、信号点a21は正しい信号点a21′より
ずれている。この場合のベースバンド入力Ｂのレ
ベルをV1としたとき、第２図に示された回路構
成によつてベースバンド入力Ｂに、ベースバンド
入力Ａの信号にある関数値を乗じたものを逆相に
加算することによつて、ベースバンド入力Ｂのレ
ベルはV2になり、これによつて信号点はa21′に
変化し、理想的直線特性となる。
する図である。同図においては第８図に示された
変調特性における第１象限のみが示されている。
いま信号点a21が、非直線特性の補償が行われて
いない場合に、ベースバンド入力Ａ，Ｂによつて
生じたものとすると、点線で示す非直線変調特性
に基づいて、信号点a21は正しい信号点a21′より
ずれている。この場合のベースバンド入力Ｂのレ
ベルをV1としたとき、第２図に示された回路構
成によつてベースバンド入力Ｂに、ベースバンド
入力Ａの信号にある関数値を乗じたものを逆相に
加算することによつて、ベースバンド入力Ｂのレ
ベルはV2になり、これによつて信号点はa21′に
変化し、理想的直線特性となる。
その他の信号点a11，a12，a22についても同様に
して補償が行われ、さらに他の象限の信号につい
ても全く同様の補償が行われる結果、変調器２０
の出力の特性は第８図において・印で示される理
想的変調特性となる。
して補償が行われ、さらに他の象限の信号につい
ても全く同様の補償が行われる結果、変調器２０
の出力の特性は第８図において・印で示される理
想的変調特性となる。
第４図は本発明の他の実施例を示したものであ
つて、本発明を復調器に適用する場合を示してい
る。第４図においては、第６図におけると同じ部
分を同じ番号で示し、３０は第６図に示された多
値復調器、３１，３２は加算回路、３３，３４は
補償信号発生器である。
つて、本発明を復調器に適用する場合を示してい
る。第４図においては、第６図におけると同じ部
分を同じ番号で示し、３０は第６図に示された多
値復調器、３１，３２は加算回路、３３，３４は
補償信号発生器である。
第４図において補償信号発生器３３，３４は、
それぞれベースバンド出力Ｂ，Ａから、ある一定
の関数関係に従つて補償用信号を発生する。加算
回路３１，３２はそれぞれベースバンド出力Ａ，
Ｂに、補償信号発生器３３，３４からの補償用信
号を逆相に加算して、それぞれベースバンド出力
Ａ，Ｂを生じる。
それぞれベースバンド出力Ｂ，Ａから、ある一定
の関数関係に従つて補償用信号を発生する。加算
回路３１，３２はそれぞれベースバンド出力Ａ，
Ｂに、補償信号発生器３３，３４からの補償用信
号を逆相に加算して、それぞれベースバンド出力
Ａ，Ｂを生じる。
第６図に示された平衡ミキサは可逆性を有し、
従つて本発明による非直線補償方法をそのまま復
調器に対しても適用することができることは明ら
かであり、第４図に示された回路によつて、高周
波多値変調信号を復調して生じたベースバンド出
力Ａ，Ｂに、それぞれ直交するベースバンド出力
Ｂ，Ａをある一定の関数関係に従つて逆相に加算
することによつて、非直線的特性を有する多値復
調器のベースバンド出力における歪を補償して理
想的特性の復調出力とすることができる。
従つて本発明による非直線補償方法をそのまま復
調器に対しても適用することができることは明ら
かであり、第４図に示された回路によつて、高周
波多値変調信号を復調して生じたベースバンド出
力Ａ，Ｂに、それぞれ直交するベースバンド出力
Ｂ，Ａをある一定の関数関係に従つて逆相に加算
することによつて、非直線的特性を有する多値復
調器のベースバンド出力における歪を補償して理
想的特性の復調出力とすることができる。
以上の各実施例においては、16値QAM変復調
器の場合について説明したが、本発明の変復調器
はより多値の変復調器にも適用して直線性改善の
効果を得ることができることはいうまでもない。
器の場合について説明したが、本発明の変復調器
はより多値の変復調器にも適用して直線性改善の
効果を得ることができることはいうまでもない。
なお、本発明における特性補償用信号を発生す
るための補償信号発生器としては、実施例に示さ
れるようなダイオードを用いたものに限らず、ト
ランジスタ等のアクテイブ素子を用いて構成した
ものであつてもよい。
るための補償信号発生器としては、実施例に示さ
れるようなダイオードを用いたものに限らず、ト
ランジスタ等のアクテイブ素子を用いて構成した
ものであつてもよい。
また変復調器を構成する平衡ミキサとしては、
第５図に示されたようなダイオードを用いた平衡
ミキサに限るものでなく、他の形式の平衡ミキサ
であつても、同様の効果を得ることができる。
第５図に示されたようなダイオードを用いた平衡
ミキサに限るものでなく、他の形式の平衡ミキサ
であつても、同様の効果を得ることができる。
〔発明の効果〕
以上説明したように本発明の変復調装置によれ
ば、平衡ミキサを用いて構成した多値変復調器に
おいて、変復調ベースバンド信号に対して、直交
関係にある相手側の信号から所定の関数関係に従
つて作成した補償用信号を加算して非直線性の補
償を行うようにしたので、変復調直線性のよい多
値変復調装置を得ることができる。
ば、平衡ミキサを用いて構成した多値変復調器に
おいて、変復調ベースバンド信号に対して、直交
関係にある相手側の信号から所定の関数関係に従
つて作成した補償用信号を加算して非直線性の補
償を行うようにしたので、変復調直線性のよい多
値変復調装置を得ることができる。
第１図は本発明の原理的構成を示す図、第２図
は本発明の一実施例を示す図、第３図は本発明に
よる非直線特性の改善を説明する図、第４図は本
発明の他の実施例を示す図、第５図は平衡ミキサ
の構成例を示す図、第６図は16値QAM変復調器
の構成例を示す図、第７図は平衡ミキサにおける
変復調特性の一例を示す図、第８図は16値QAM
変復調器の特性例を示す図である。 １１，１２……ハイブリツド、１３，１４……
平衡ミキサ、１５……90°移相器、２０……変調
器、２１，２２……加算回路、２３，２４……補
償信号発生器、３０……復調器、３１，３２……
加算回路、３３，３４……補償信号発生器。
は本発明の一実施例を示す図、第３図は本発明に
よる非直線特性の改善を説明する図、第４図は本
発明の他の実施例を示す図、第５図は平衡ミキサ
の構成例を示す図、第６図は16値QAM変復調器
の構成例を示す図、第７図は平衡ミキサにおける
変復調特性の一例を示す図、第８図は16値QAM
変復調器の特性例を示す図である。 １１，１２……ハイブリツド、１３，１４……
平衡ミキサ、１５……90°移相器、２０……変調
器、２１，２２……加算回路、２３，２４……補
償信号発生器、３０……復調器、３１，３２……
加算回路、３３，３４……補償信号発生器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 同一の搬送波を加えられている２組の平衡ミ
キサ１０１，１０２のそれぞれの一方の端子をハ
イブリツド１０３を介して結合し、それぞれの他
方の端子に互いに直交するベースバンド信号を入
力し、前記ハイブリツドから高周波多値変調波信
号を出力する変調部と、前記ハイブリツドからの
高周波多値変調波信号を入力し、前記２組の平衡
ミキサのそれぞれの他方の端子に互いに直交する
ベースバンド信号を出力する復調部とを有する変
復調装置に於いて、 前記変調部における前記２組の平衡ミキサに入
力される互いに直交するベースバンド信号、及び
前記復調部における前記２組の平衡ミキサから出
力されるベースバンド信号のそれぞれに対し、直
交するベースバンド信号相互に相手入力を所定の
関数関係に従つて加算する特性補償手段１０４を
設けたことを特徴とする変復調装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60283290A JPS62142440A (ja) | 1985-12-17 | 1985-12-17 | 変復調装置 |
| CA000525122A CA1260564A (en) | 1985-12-17 | 1986-12-11 | Quadrature amplitude modulation/demodulation device using multi-level digital signals |
| US06/941,370 US4801899A (en) | 1985-12-17 | 1986-12-15 | Quadrature amplitude modulation/demodulation device using multi-level digital signals |
| DE19863643098 DE3643098A1 (de) | 1985-12-17 | 1986-12-17 | Mehrstufige, digitalsignale verwendende quadraturamplitudenmodulations/demodulationseinrichtung |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60283290A JPS62142440A (ja) | 1985-12-17 | 1985-12-17 | 変復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62142440A JPS62142440A (ja) | 1987-06-25 |
| JPH044787B2 true JPH044787B2 (ja) | 1992-01-29 |
Family
ID=17663530
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60283290A Granted JPS62142440A (ja) | 1985-12-17 | 1985-12-17 | 変復調装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4801899A (ja) |
| JP (1) | JPS62142440A (ja) |
| CA (1) | CA1260564A (ja) |
| DE (1) | DE3643098A1 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SE459774B (sv) * | 1987-11-27 | 1989-07-31 | Ericsson Telefon Ab L M | Anordning foer kompensering av fel upptraednnde i e n kvadraturmodulator |
| JPH0771118B2 (ja) * | 1989-12-27 | 1995-07-31 | 三菱電機株式会社 | 変調装置 |
| FR2653282B1 (fr) * | 1989-10-18 | 1994-07-22 | Alcatel Transmission | Procede de correction numerique de non linearite d'une chaine d'emission, et dispositif de mise en óoeuvre de ce procede. |
| FI90165C (fi) * | 1991-12-13 | 1993-12-27 | Nokia Mobile Phones Ltd | I/q-modulator och demodulator |
| GB2282287B (en) * | 1993-09-25 | 1998-01-28 | Nokia Mobile Phones Ltd | A mixer |
| DE19748880C1 (de) * | 1997-11-06 | 1999-05-12 | Deutsche Telekom Ag | Verfahren und Schaltungsanordnung zur verbesserten Datenübertragung |
| DE10252099B4 (de) * | 2002-11-08 | 2021-08-05 | Rohde & Schwarz GmbH & Co. Kommanditgesellschaft | Messgerät und Verfahren zum Ermitteln einer Kennlinie einer Hochfrequenzeinheit |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA1217233A (en) * | 1982-12-29 | 1987-01-27 | Susumu Sasaki | Qam with dc bias in one channel |
| JPH0714170B2 (ja) * | 1983-11-30 | 1995-02-15 | 富士通株式会社 | 搬送波再生回路 |
| DE3415152A1 (de) * | 1984-04-21 | 1985-10-31 | ANT Nachrichtentechnik GmbH, 7150 Backnang | Verfahren zur linearisierung von quadratur-amplitudenmodulatoren |
-
1985
- 1985-12-17 JP JP60283290A patent/JPS62142440A/ja active Granted
-
1986
- 1986-12-11 CA CA000525122A patent/CA1260564A/en not_active Expired
- 1986-12-15 US US06/941,370 patent/US4801899A/en not_active Expired - Fee Related
- 1986-12-17 DE DE19863643098 patent/DE3643098A1/de active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3643098A1 (de) | 1987-06-19 |
| US4801899A (en) | 1989-01-31 |
| DE3643098C2 (ja) | 1989-10-26 |
| JPS62142440A (ja) | 1987-06-25 |
| CA1260564A (en) | 1989-09-26 |
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