JPH0453463B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は秘話装置に関し、特に音声入力に代え
てその音声パラメータ、すなわちスペクトル包絡
パラメータと音源情報とを伝送することによつて
通信内容の秘匿化を図る秘話装置の選択性フエー
ジングの改善に関する。

〔従来の技術〕

音声入力をそのまま伝送する代りに、音声パラ
メータとしてのスペクトル包絡と音源情報とで代
表して伝送し通信内容の秘匿化を図る秘話装置
は、基本的に高度の秘匿性が得られるなどの特徴
を反映し多くの利用分野で多用されている。

このような秘話装置では、音声入力の巨視的ス
ペクトル分布を示すスペクトル包絡パラメータ
と、微視的スペクトル分布を示す音源情報を音声
入力に代えて伝送することによつて通信内容の秘
匿化を図るという手段がとられている。ただし、
通常音源情報としてはＶ（Voice，有声）／UV
（Un−Voice，無声）情報、ピツチ周期、ならび
に音源の強さが利用される。

このような音声パラメータを短波などの無線周
波数を利用して伝送するには、ボコーダの如き低
速CODEC利用したうえ、さらに運用周波数帯域
を複数のサブキヤリア帯域に分割し、これら各サ
ブキヤリア帯域を介して音声パラメータの伝送を
行ない伝送路の擾乱等にも対処した形式のものが
利用されている。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上述した従来の秘話装置は、電離層による反射
を介して送信側から受信側に伝搬する伝送路でマ
ルチパスが形成され、音声帯域に比して充分狭い
周波数帯域幅の選択性フエージングが多発し、こ
のような伝送路でのマルチパス伝搬波の相互干渉
によるヌル（null）受信が複数個発生する。さら
に移動通信ではパス径路差と搬送周波数とに関連
しつつこのヌル周波数が高速かつランダムな速度
で移動し、従つて限定された運用情況以外の環境
では装置運用ができないという欠点がある。

本発明の目的は上述した欠点を除去し、音声帯
域内で行なう周波数ダイバーシテイ手段を備えて
音声パラメータ伝送による秘話通信を行なうこと
により、マルチパス伝搬によるフエージングの影
響を避けた秘話装置を提供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明の秘話装置は、音声入力を分析して音声
パラメータを抽出するとともに音声パラメータか
ら原音声入力を合成する音声パラメータ分析／合
成手段と、音声パラメータを構成要素ごとに線ス
ペクトルで表現される所定の周波数領域データに
変換するとともにこの変換された周波数領域デー
タを原音声パラメータに変換する音声パラメー
タ／周波数相互変換手段と、線スペクトルで表現
される所定の周波数領域データを３を越える多重
度で音声帯域内で実施する周波数ダイバシテイ手
段とを備えて構成される。

〔実施例〕

次に本発明について図面を参照して詳細に詳明
する。

第１図は本発明の第１の実施例を示すブロツク
図である。

音声入力はLPF（Low Pass Filter）Ｉで4kHz
を遮断周波数とする高域遮断を行なつたのちＡ／
Ｄコンバータ２に供給され、8kHzのサンプリン
グ周波数で標本化したものを12ビツトのビツト数
で量子化され、LSP分析器３およびピツチ抽出器
４、Ｖ／UV判別器５にそれぞれ供給される。

LSP分析器３は100Hz、すなわち10mSECごと
にこれを分析周期として入力の10次のLPC
（Linear Prediction Coding）係数を抽出し、さ
らにこのLPC係数から10次のLSP（Line
Spectrum Pairs）周波数を得て、これを周波数
変換器７に供給するとともに分析周期ごとの短時
間平均音声電力を電力コンパウンダ６に供給す
る。

上述したLSP周波数は分析周期ごとの音声入力
のスペクトル包絡を示し、その周波数はほぼ０〜
4kHzの範囲に分布する。

ピツチ抽出器４は10mSECの分析周期で入力の
ピツチ周波数を抽出してこれを周波数変換器９に
提供し、またＶ／UV判定器も10mSECの分析周
期で入力の有声／無声情報を抽出し、これを周波
数変換器９および線形変換器１２に供給する。

また、電力コンパウンダ６は、入力した短時間
平均音声電力に所定の非線形圧縮を施しこれを周
波数発生器８に電力データとして提供する。

上述したピツチ、Ｖ／UV、電力に関する情報
は音源情報でありスペクトル包絡情報とともに音
声パラメータを形成するものである。

さて、周波数変換器７は、入力したLSP周波数
データの占有周波数帯域を０〜4KHzから0.2〜1K
Hzの範囲に線形変換する。また、周波数発生器８
は、入力した電力データのレベルに応じ0.1〜
0.2KHzの範囲の周波数に変換する。さらに周波
数変換器９はＶ／UV情報を受けつつ、入力した
ピツチ周波数をUVの場合は零でＶの場合はその
大きさに応じて特定周波数から0.1KHzまでの周
波数に変換し、こうして音源情報はすべて０〜
1KHz帯域の周波数に変換され、それぞれ線形補
間器１０，１１，１２に供給される。なお、上述
した周波数変換において、Ｖ／UV情報が周波数
変換器９に提供され有声／無声情報を考慮したピ
ツチ周波数の周波数変換を行なわせる。

線形補間器１０，１１および１２はこうして入
力するデータに対し2KHzのタイミングで線形補
間を実施する。このタイミングは基本的には8K
Hzが必要であるが、後述する理由によりLPF１
３，１４，１５およびトーンジエネレータ１６と
ともに2KHzのタイミングが利用されている。

トランスバーサル型フイルタとして構成する
LPF１３，１４および１５はそれぞれ2KHzのク
ロツクで駆動され、1KHz、0.2KHz、および0.1K
Hzの高城遮断周波数を有し、フイルタリングした
LSP周波数データ、電力周波数データ、ピツチ周
波数データをマルチトーンジエネレータ１６に供
給する。本発明においては、伝送される音声のデ
ータはマルチトーンジエネレータ１６により複数
の線スペクトルで表現されたデータに変換され
る。

第２図は第１図の実施例におけるマルチトーン
ジエネレータ１６の部分を詳細に示すブロツク図
である。

LPF１３から提供されたLSP周波数データは、
周波数変換され、線形補間された10次のLSP周波
数、（ω₁），（ω₂）……（ω₁₀）であり、これら10
個の周波数とともに電力周波数データ、Ｖ／UV
情報を含むピツチ周波数データがマルチトーンジ
エネレータ１６内蔵のトーンジエネレータ(1)〜(10)
１６１−１〜１６１−１０、(11)１６１−１１，(12)
１６１−１２に供給される。これら各トーンジエ
ネレーは、たとえばトーンジエネレータ(1)１６１
−１の場合を例とすると、加算器１６１０、シフ
トレジスタ１６１１、ROM１６１２等を含んで
構成される。シフトレジスタ１６１１は１ワード
が13ビツト（０〜8191ステツプ）構成のシフトレ
ジスタで、2kHzのクロツクで入力を遅延出力さ
せつつこれを入力側に帰還させ、加算器１６１０
で入力との加算を実行させながらROM１６１２
に提供する。従つて入力する（ω₁）の値に応じ
それぞれ異なる速さで０から8191ステツプまで立
上り、この立上り傾斜が（ω₁）の値に対応する
こととなる。なお、各入力データは各データが表
現する周波数値に比例する整数である。例えば
500Hzを表現する整数値は本実施例では５１２で
ある。

ROM１６１２は、０から8191のアドレスのそ
れぞれに、たとえば０で＋1.0，4096で−1.0，
8191でほぼ＋1.0の値をとる正弦波データを格納
しておきシフトレジスタ１６１１の出力に応じて
2kHzのタイミングで続出す。従つて、こうして
続出される出力は（ω₁）の値に対応した周波数
を有する正弦波となる。入力（ω₂）〜（ω₁₀）お
よび電力周波数データ、ビツチ周波数データを入
力とする各トーンジエネレータについても同様に
して正弦波出力が得られ、これら12波のの出力は
加算器１６２で加算され2kHzサンプリングデー
タとして出力される。

第３図は第１図の実施例における周波数多重化
器１７の部分を詳細に示すブロツク図である。こ
の周波数多重化器は、マルチトーンジエネレータ
１６の出力、すなわち０〜1kHzに分布する2kHz
サンプリングデータを音声帯域内で所定の複数帯
域、本実施例では４チヤンネル、すなわち０〜
１，１〜２，２〜３，３〜4kHzの４帯域に増数
表現した8kHzサンプリングデータとし、この４
チヤンネル伝送による周波数ダイバーシテイ効果
によつてフエージングの影響を大幅に改善しよう
とするものであり、その詳細は次のとおりであ
る。

第４図は第３図の周波数多重化器の原型を示す
ブロツク図、第１８図は第４図の周波数多重化器
原型の主要信号の周波数スペクトルの特徴を示す
主要信号周波数スペクトル特徴図である。

以下、第１８図を参照して第４図に示す周波数
多重化器原型を詳細に説明する。

入力端子４１００から入力した第１８図
（S41）に示すスペクトルを有する8kHzサンプリ
ングデータのほか、電力周波数データ、ピツチ周
波数データを含む０〜1kHz帯域のスペクトルを
有するものであり、これがマルチトーンジエネレ
ータ１６から供給されるものとする。従つてこの
場合、第１図の線形補間器１０〜１２、および
LPF１３〜１５、ならびにマルチトーンジエネ
レータ１６はいずれも8kHzのタイミングでドラ
イブされているとする。

さて、第４図において、乗算器４１１−１，４
１１−３，４１１−５にはそれぞれcos（1kHz），
cos（2kHz），cos（3kHz）が供給され、入力する8k
Hzサンプリングデータ（S41）との乗算を実施す
る。第１８図（S43）は乗算結果の一例であり、
乗算器４１１−１の出力を示す。各乗算結果は加
算器４１２−１〜３へ供給される。一方、乗算器
４１１−２，４１１−４，４１１−６にはそれぞ
れSIN（1KHz），SIN（2KHz），SIN（3KHz）が供
給され、入力する8KHzサンプリングデータ
（S42）との乗算を行なつたのち乗算結果をそれ
ぞれ加算器４１２−１，４１２−２，４１２−３
へ出力する。乗算器４１１−２，４１１−４，４
１１−６に供給されるサンプリングデータ
（S42）はサンプリングデータ（S41）を１／２遅
延子４１８で8KHzの１／２基本周期遅延せしめ
たデータである。尚、（S41）の信号成分が全て
実数部分の場合、（S42）の信号成分は全て虚数
部分となる。加算器４１２−１，４１２−２，４
１２−３は乗算器４１１−２，４１１−４，４１
１−６の出力を減じる。この結果、加算器４１２
−１は周波数帯域が1KHzアツプシフトした１〜
2KHzの8KHzサンプリングデータ系列（S45）を、
また、加算器４１２−２は周波数帯域が2KHzア
ツプシフトした２〜3KHzの8KHzサンプリングデ
ータ系列を、さらに加算器４１２−３は周波数帯
域を3KHzアツプシフトした３〜4KHzの8KHzサン
プリングデータ系列を出力する。

これらの各加算器出力は、次にそれぞれBPF
（Band Pass Filter）４１４，４１５，４１６で
１〜2KHz、２〜3KHz，３〜4KHzの帯域にフイル
タリングされ不要な周波数成分を除去される。こ
れら各BPFは、本実施例の場合、8KHzでドライ
ブされるトランスバーサル型フイルタを利用して
いる。

これら各BPFの出力は、8KHzサンプリングデ
ータ入力のタイミングに対してそれぞれδの遅延
時間を発生するので、０〜1KHz帯域の8KHzサン
プリングデータを遅延時間δの遅延回路４１３を
介して出力、これを各BPFの出力とともに加算
器４１７を介して出力端子４１０１に送出し、こ
ここに、０〜１，１〜２，２〜３，３〜4KHzの
各周波数帯域に周波数多重化された多重化8KHz
のサンプリングデータが得られる。

無論第４図に於いて、遅延回路４１３，BPF
４１４，４１５，４１６は基本的には不要であ
る。

さて、上述した周波数多重化器原型は、サンプ
リングレートを低減する、いわゆるテシメート処
理を利用することによつてかなり簡素な構成のも
のに変化しうる。

第５図は第４図の周波数多重化器原型の構成の
簡素化を図つた周波数多重化器変換原型の構成を
示すブロツク図である。

この周波数多重化器変換原型４２では、入力と
して０〜1KHzの8KHzサンプリングデータの代り
に4KHzサンプリングデータを入力端子４２００
に受けるものとする。

乗算器４２１−１および４２１−２はそれぞれ
COS（1KHz）およびSIN（1KHz）をこの4KHzサン
プリングデータおよび、この4KHzサンプリング
データを１／２遅延子４２９で8KHzの１／２基
本周期遅延せしめた4KHzサンプリングデータと
乗算したうえ加算器４２２−１で加算後デシメー
タ４２３−１に供給する。

また、デシメータ４２３−２には4KHzサンプ
リングデータがそのまま提供され、これら２つの
デシメータは入力を2KHzでサンプリングして出
力するデシメータを行ない、デシメータ４２３−
１の出力はBPF４２４，４２５に、また、デシ
メータ４２３−２の出力はLPF４２６および
BPF４２７に供給される。

第６図は第５図の周波数多重化器変換原型の主
要信号の周波数スペクトルの特徴を示す主要信号
周波数スペクトル特性図である。以下第６図を参
照しながら第５図の説明を続行する。

第６図において、スペクトル（S1）は０〜1K
Hzの周波数範囲に10次のLSP周波数、電力ならび
にＶ／UV情報を含むピツチ周波数に関する情報
を有し、その最最大レベルがＬのアナログスペク
トルである。

このスペクトル（S1）を、4KHzのサンプリン
グ周波数で標本化したものがスペクトル（S2）
であり、さらにスペクトル（S2）にCOS（1KHz）
を乗算したのがスペクトル（S3）で表現するこ
とができる。

一方、スペクトル（S1）を１／２基本周期遅
延せしめたスペクトルは、第１８図（S42）の場
合と同様に、第６図（S2）を実数成分と仮定し
た場合の、対応する虚数成分である。この成分に
SIN（1KHz）を乗算したものが第６図（S4）に示
すスペクトルである。なお、スペクトル（S3）
と（S4）において、矢印は離散的に表現した1K
Hz周波数を、また、点線はすべて1KHzを基本周
波数とし変調にもとづくリビート、折返し現象に
よつて生成されるスペクトル系列を表現するもの
である。このスペクトル（S3），（S4）ではその
レベルがＬ／２に低減される。

さて、スペクトル（S3）と（S4）とを加算す
ることによつてスペクトル（S5）が発生する。
このスペクトルはレベルがＬに復旧する。このス
ペクトル（S5）は加算器４２２−１の出力であ
りデシメータ４２３−１で2KHzサンプリングに
よるデシメータを施されスペクトル（S6）とし
て出力される。一方、デシメータ４２３−２には
スペクトル（S2）が供給されデシメータの結果
スペクトル（S8）として出力される。

BPF４２４およびBPR４２５はそれぞれスペ
クトル（S6）の入力を受けて前者は１〜2KHz、
後者は３〜4KHzの帯域フイルタリングを行ない
その出力は加算器４２２−２に供給されその結果
スペクトル（S6）の選択抽出が行なわれスペク
トル（S7）が得られ加算器４２８に供給される。

一方、LPF４２６およびBPF４２７はそれぞ
れスペクトル（S8）を受けて前者は０〜1KHz、
後者は２〜3KHzの帯域フイルタリングを行ない、
その出力は加算器４２８で加算されたスペクトル
（S8）の選択抽出によつてスペクトル（S9）が得
られ加算器４２８に供給される。

加算器４２８は、スペクトル（S7）と（S9）
とを加算しスペクトル(10)を得る。このスペクトル
(10)は8KHzサンプリングデータとしてＤ／Ａコン
バータ１８、LPF１９を介してアナログ出力と
して出力されるが、これがスペクトル（S11）で
ある。

しかしながら、上述した第５図の周波数多重化
器変換原型の構成もさらに簡素化が図れる。それ
は、第５図に示す内容のうち、点線で囲む部分は
第６図に示すスペクトル（S6）と（S8）を発生
する部分であるが、次のようにして大幅に簡素化
が図れる。

第７図は構成の簡素化を図つた第５図に示す周
波数多重化器変換原型のブロツク図であり、第５
図の点線で示す部分は符号反転器４３１、切替器
４３２、およびフリツプフロツプ回路４３３を含
む回路によつて置換され、他の部分は第５図の構
成と全く同一であるのでこれら同一の部分に関す
る詳細な説明は省略する。

さて、第５図の構成の周波数多重化器変換原型
においては、入力は4KHzサンプリングデータで
あつた。

いま、この4KHzサンプリングデータを(1)式で
示す8KHzサンプリングデータを１／２にデシメ
ータした系列とする。

…x_-3，x_-2，x_-1，x₀，x₁，x₂，x₃，x₄，x₅，
x₆，x₇ …(1) 4KHzサンプリングデータは(2)式で示される。

…x_-2，x₀，x₂，x₄，x₆，x₈ ……(2) さてCOS（1KHz）の系列は下記(3)式で示される。

…，０，１，０，−１，０，１ ……(3) (2)式の系列と(3)式の系列との乗算結果は …，０，x₀，０，−x₄，０，x₈ ……(4) 一方、4KHzサンプリングデータを１／２基本周
期だけ遅延した4KHzサンプリングデータ系列は、
下記(5)式で示される。

…x_-3，x_-1，x₁，x₃，x₅，x₇ ……(5) またSIN（１Hz）の系列は下記(6)式で示される。

…，−１，０，１，０，−１，０， ……(6) (5)式の系列と(6)式の系列との乗算結果は下記(7)式
で示される。

…x_-3，０，x₁，０，−x₅，０， ……(7) 従つて、（入力データ）×COS（1KHz）＋（入力デー
タを１／２遅延したデータ）×SIN（１Hz）の系列
を考えるとと下記(8)式で示すことができる。

…，−x_-3，x₀，x₁，−x₄，−x₅，x₈ ……(8) (8)式の系列を2KHzにデシメートすると下記(9)式
で示す系列が得られる。

…，−x_-4，x₀，−x₄，x₈，−x₁₂ ……(9) 第７図において入力端子４３００から入力した
2KHzのサンプリングデータは符号反転器４３１
を介して、および直接的に切替器４３２に供給さ
れる。切替器４３２はフリツプフロツプ回路４３
３のＱ端子出力によつて入力を交互に切替えて出
力する。フリツプフロツプ回路４３３はＤ型フリ
ツプフロツプ回路の端子出力を帰還して入力と
し、2KHzをクロツク端子CPに受けてＱ端子出力
から1KHzのパルスを出力、これで切替器４３２
を切替ることによつてその出力として第６図に示
すスペクトル（S6）が得られる。一方、直接
LPF４２６およびBPF４２７に提供される2KHz
サンプリングデータはスペクトル（S8）として
供給され、出力端子４３０１からは第５図の場合
と全く同じ出力が取出される。

このような背景から第１図に示す線形補間器、
LPF、ならびにマルチトーンジエネレータはい
ずれも8KHzに代えて2KHzをサンプリング、ドラ
イブ周波数としており、これによつて大幅な構成
の簡素化と演算量の低減とが図られているのであ
る。

さて、第７図に示す周波数多重化器変換原型４
３は、具体的には前述した周波数多重化器１７に
よつてさらに簡素な形式で実現できるのである。
その理由を詳述すれば次のとおりである。

第７図におけるLPFも１種のBPFと考えるこ
とができ、このLPFを含む４個のBPFをトラン
スバーサル型フイルタとして構成する場合につい
て考えてみる。

第８図は第７図におけるBPFの基本的構成を
示す回路図である。

BPF４４はバスバンドとして１〜2KHzを対象
とし、BPF４５は３〜4KHzをバスバンドとする
トランスバーサル型フイルタで、BPF４４はｎ
個の単位遅延素子４４１−１〜４４１−ｎ、乗算
器４４２−１〜４４２−（ｎ−１）および加算器
４４３を有して構成される。なおr₀〜r_o-1はフイ
ルタ系数である。

また、BPF４５はｎ個の単位遅延素子４５１
−１〜４５１−ｎ、乗算器４５２−１〜４５２−
（ｎ−１）および加算器４５３を有して構成され
る。なお、S₀〜S_(o-1)はフイルタ系数である。

これらBPF４４とBPF４５の出力はさらに加
算器４４４で加算されて出力されるが、これら２
つのBPFの機能は容易に１個のBPFによつて代
表することが可能でありBPF４６として実現し
うる。このBPF４６もｎ段のトランスバーサル
型フイルタであり、ｎ個の単位遅延素子４６１−
１〜４６１−ｎ、乗算器４６２−１〜４６２−
（ｎ−１）および加算器４６３を備えて構成され
る。この場合のフイルタ係数はt₀〜t_o-1であり、
t₁＝r₁＋s₁（ｉ＝０，１，２，…（ｎ−１）であ
る。こうして１〜2KHz，３〜4KHzをバスバンド
として有するBPFが１個のトランスバーサルフ
イルタで構成できることとなる。

０〜1KHz，２〜3KHzのLPF，BPFもこれを容
易に１個のトランスバーサル型フイルタで構成で
きる。

こうして第７図のBPF4個は２個のトランスバ
ーサル型フイルタで実現可能となる。

さて、いま、入力する2KHzサンプリングデー
タをy₀，y₁，y₂，……とし、上述した２個の２通
過帯域BPFのうち（１〜２，３〜4KHz）フイル
タの方のフイルタ係数をt₀，t₁，……t_o-1とし、
（０〜１，２〜3KHz）フイルタの係数をu₀，u₁，
……u_o-1で表現すると、これらフイルタ係数は一
般的には第９図のａで示される。

第９図は第７図の周波数多重化器変換原型にお
ける処理内容を説明するための周波数多重化処理
説明図である。

いま、2KHzサンプリングデータのあるタイミ
ングにおける状態をフエーズ０サンプリングデー
タ(b)¹で、たとえばy₇……y₂，０，０，０，y₁，
０，０，０，y₀，０，０，０で表わされるものと
する。この場合、フイルタは8KHzでドライブさ
れるため2KHzサンプリングデータ間の３サンプ
ルポイントは当然０となる。この場の出力は出力
(b)²として示され、アンダーラインを引いた部分
がそれぞれフエーズ０サンプリングデータ(b)¹に
対するフイルタ係数として利用される。次にもう
１サンプル進んだフエーズ１では、フエーズ１サ
ンプリングデータ(c)¹および出力(c)²によつてフイ
ルタ入、出力が表わされ、以下たとえば、フエー
ズ３サンプリングデータ(d)¹および出力(d)²、フエ
ーズ４サンプリングデータ(e)¹および出力(e)²等を
入出力しつつ、フエーズ７サンプリングデータ(f)
^１および出力(f)²で8KHzサンプリングの１サイク
ルぶんが終了し、再び次のサイクルがフエーズ０
サンプリングデータ(g)¹および出力(g)²として継続
されることとなる。

上述した多重化処理を要約すると次のようにき
る。すなわち2KHzサンプリングデータを用意し
たうえこれを8KHzのサンプリング周期でサンプ
リングして得られる(b)¹〜(b)⁷8組の入力のそれぞ
れに対し、括弧で示すｍ個のフイルタ係数を乗算
したものを加算することがその基本処理となると
いうことである。ただし、これらのフイルタ係数
は、第９図のカツコで示されるように（１〜２，
３〜4KHz）BPFと（０〜１，２〜3KHz）PBFの
フイルタ係数の組合せ加算によつて決定されるも
ので、一般的には８組ｍ個つまり8m個のフイル
タ係数を必要とする。ここにｍ個は（ｎ＋３）／
４の整数部分として決定されるものであり、また
ｎはBPFのタツプ数であり、４は2KHzのサンプ
リングデータを8KHzでサンプリングすることに
もとづく分割数、ｎに加える３は8KHzによるサ
ンプリング単位のタツプ端数最大値であり、たと
えばｎ＝31のBPFを利用する場合ｍ＝８となる。
ふたたび第３図に戻つて説明を続行する。第３図
は上述した処理を実現する周波数多重化器の構成
であり、基本的には（ｍ−１）段のレジスタと８
組ｍ個のフイルタ係数メモリによつて第９図に示
す演算を実行するものである。

単位遅延素子１７１−１〜１７１−（ｍ−１）
は2KHzで動作する（ｍ−１）段のシフトレジス
タを形成し、2KHzサンプリングデータは直接お
よび2KHzのタイミングで次次にシフトされた状
態でデータセレクタ１７３に提供される。

Ｍビツトカウンタ１７２−１は8KHzのタイミ
ングでデータリセツトを行ないつつ高速でカウン
トしたＭビツトを読出しデータセレクタ１７３に
供給する。ここでＮは前述したｍを表現しうるビ
ツト数で、ｍ＝８の場合Ｍ＝３となる。

データセレクタ１７３は、こうして8KHzの周
期ごとにカウントされ読出されるＭビツトに対応
して決定するシフトレジスタ回路の出力端子から
の入力を選定しつつ、フエーズ０からフエーズ７
まで繰返す８組ｍ個ずつの入力を得、これを乗算
器１７４に供給する。

乗算器１７４には、ROM７８から、上述した
入力に乗算すべき8m個のフイルタ係数が提供さ
れる。ROM１７８からのフイルタ係数の読出し
は、8KHzで動作する３ビツトカウンタ１７９で
入力のフエーズ０から７までを次次に設定し、ま
たＭビツトカウンタ１７２−１と同じＭビツトカ
ウンタ１７２−２によつてROM１７８に格納さ
れている8m個のフイルタ係数のアドレスを決定
しつつ行なわれる。

乗算器１７４では入力とフイルタ係数との乗算
を行ない、加算器１７５を介してシフトレジスタ
１７６に供給される。

シフトレジスタ１７６はフエーズ０からフエー
ズ７までの入力に対するフイルタ係数乗算結果を
フエーズごとに加算器１７５に提供する形式で累
積しつつ8KHzの周期ぶんごとにこれをシヤトレ
ジスタ１７７に供給し8KHzサンプリングデータ
として正力せしめる。このようにして周波数多重
化が容易に実施される。

ふたたび第１図に戻つて説明を続行する。周波
数多重化器１７から出力された8KHzサンプリン
グデータはＤ／Ａコンバータ１８でアナログ化さ
れたのちLPF１９で不要な高域周波数成分を除
去したのち所定の変調形式の送信信号に変換さ
れ、伝送路を介して受信側に周波数多重化伝送さ
れる。

受信側ではこれを復調したのちベースバンドと
しての０〜4KHz、４チヤンネルの成分をLPF２
０を介してとり出し、これをＡ／Ｄコンバータ２
１によつて8KHzサンプリングレートでデイジタ
ル化したうえ電力スペクトル分析器２２に供給す
る。

第１０図は第１図の実施例における電力スペク
トル分析器２２、ピークピツカー２３およびコン
バイナ２４の部分を詳細に示すブロツク図であ
る。

Ａ／Ｄコンバータ２１から入力した8KHzサン
プリングデータは窓処理器２２１に供給される。
窓処理器２２１は入力データを所定の窓関数で
32mSECごとに窓処理したうえこれを100Hzの周
期で続行し、256点フーリエ変換器２２３に供給
する。上述した窓関数としてはハミング関数を利
用し、8KHz，32mSECの256点のデータとして
256点（32mSEC）ハミング係数発生器２２２か
ら供給される。

256点フーリエ変換器２２３は入力の256点フー
リエ変換を行ないそのデータを電力算出器２２４
に送出し、電力算出を行なうのがこの場合電力算
出数は1/2の128点となる。

電力算出器２２４の出力はピークピツカーの最
大値検索器２３１およびピークピツキング器２３
２に供給される。この128点電力算出器２２４の
出力は、1KHzのなかにそれぞれ12のピーク値を
有する４チヤンネルの電力データであり、12のピ
ーク値はスペクトル包絡を表わす10次のLSP周波
数、ならびに音源状報としての電力、ピツチ周波
数に対応するものである。また４チヤンネルは多
重化した周波数０〜１，１〜２，２〜３および３
〜4KHzの周波数帯域である。

最大値検索器２３１は電力算出器２２４から受
ける出力の最大値を検索し、そのレベルにもとづ
いてピークピツキング器２３２におけるピークピ
ツキングレベル設定信号を発生する。このピーク
ピツキングレベル設定信号によつてピークピツキ
ング器２３２は1KHz帯域内に含まれる12のピー
ク値に対するピークピツキングを行なつて４チヤ
ンネル48個のピーク値に関するデータをコンバイ
ナ２４に送出する。

コンバイナ２４はピークピツカー２３の出力を
32チヤンネルの電力加算器、電力加算器(1)２４１
−１〜電力加算器（32）２４１−３２で受ける。
この32個の個数は電力算出器２２４の出力総サン
プル数128点の1/4に相当するもので、電力加算器
４チヤンネルに分布する０ポイントから127ポイ
ントまでの128点の電力データを同位相の４ポイ
ントぶんずつまとめて加算するもので、たとえば
電力加算器２４１−１は４チヤンネルの同位相ポ
イントの４個として０，32，64および96ポイント
目の周波数ポイントにおける電力データを加算し
出力する。

こうして電力増幅器２４１−１〜２４１−３２
から出力される12個の電力データはピーク周波数
検出器２４２に供給され、補間処理等を利用して
電力がピークとなる12個のピーク周波数を決定す
る。こうして得られた12個のピーク周波数が、送
信側のマルチトーンジエネレータ１６の再生出力
となる。このように、多重化した周波数帯域で音
声パラメータを伝送する周波数ダイバーシテイ手
段を介して音声スペクトルを送、受信することに
よつてフエージングの影響を大幅に抑圧したもの
とすることができる。

ふたたび第１図に戻つて第１の実施側の説明を
続行する。

コンバイナ２４の出力のうち、LSP周波数に関
する10個のデータは線形補間器２５に、電力周波
数に関するデータは線形補間器２６に、また、ピ
ツチ周波数に関するデータは線形補間器２７にそ
れぞれ供給され線形補間処理を行なう。

線形補間器２５の出力は周波数変換器２８で
0.2〜1KHzの10次の周波数から０〜4KHzの10次の
原LSP周波数へ復元されたのちフイルタ係数とし
てLSPフイルタ３８に供給される。LSPフイルタ
３８はLSP周波数を変換して得られるαパラメー
タ、Ｋパラメータ等をフイルタ係数とする全極型
音声合成フイルタである。

周波数変換器２８から出力するLSP周波数は正
規化予測残差電力発生器３１にも供給され、正規
化レベルの予測残差電力を発生し振幅情報発生器
３４に供給する。

線形補間器２６の出力は電力情報発生器２９に
供給され周波数領域データとしての電力データを
電力レベルとしての電力情報に変換したうえこれ
を電力エキスパンダ３２に供給する。

電力エキスパンダ３２は入力した電力情報に対
し電力コンパウンダ６で加えられた非線形処理の
解除を行ないこれを振幅情報発生器３４に供給す
る。

振幅情報発生器３４はこうして供給される電力
情報に対応して正規化予測残差電力のレベルを実
際のレベルに修正し振幅情報として可変利得増幅
器３７の利得調整に利用する。

さて、線形補間器２７の出力する０〜0.1KHz
帯域のピツチ周波数は周波数変換器３０に供給さ
れてもとの周波数に変換されたあとピツチパルス
列発生器３５に供給されピツチ周波数に対応した
周波数のピツチパルス列を発生し切替器３５を介
して可変利得増幅器３７に供給する。

線形補間器２７はまた、ピツチ周波数に関する
情報とともに含まれるＶ／UV情報を周波数変換
器３０、ピツチパルス列発生器３３に供給してそ
の動作を制御するとともに切替器３５にも供給、
Ｖ／UV情報がUVを指定するときはピツチパル
ス列発生器３３の出力に代えて雑音発生器３６の
出力を可変利得増幅器３７に提供しうるよう切替
器３５の切替を制御する。

可変利得増幅器３７の出力は音源情報として
LSPフイルタ３８に提供されてこれを駆動し、デ
イジタルの音声入力を合成しＤ／Ａコンバータ３
９に供給される。

Ｄ／Ａコンバータ３９は入力をアナログ信号に
変換しLPF４０に出力、不要な高周波成分を除
去したうえ音声入力とする。

次に本発明の第２の実施例について説明する。
第１１図は本発明の第２の実施例を示すブロツク
図である。この第２の実施例は周波数多重化器４
７のみが第１の実施例と異なり他は全く同一であ
るのでこれら同一内容に関する詳細な説明は省略
する。

第１２図は第１１図の第２の実施例における周
波数多重化器４７の部分を詳細に示すブロツク
図、第１３図は第１２図の周波数多重化器の主要
信号の周波数スペクトルの特徴を示す主要信号周
波数スペクトル特性図である。

音声入力のスペクトルはスペクトル（S1）で
示されるがその8KHzサンプリングデータとして
のスペクトル（S21a）をもつ信号が周波数多重
化器４７の入力として与えられる。この入力は０
〜1KHzの帯域に10次のLSP周波数、電力および
Ｖ／UV情報を含むマルチトーンジエネレータ１
６の出力である。

周波数多重化器４７の乗算器４７１，４７２は
それぞれスペクトル（S21a）および（S21a）を
１／２基本周期遅延したスペクトル（S21b）の入力
を受けてCOS（1KHz），−SIN（1KHz）を乗算した
あと加算器４７３に出力する。

乗算器４７１および４７２の出力スペクトルは
それぞれスペクトル（S22）および（S23）とし
て表される。従つて、加算器４７３の出力はこれ
ら２つのスペクトルの和のスペクトル分布を有す
るスペクトル（S24）となる。加算器４７３には
さらに8KHzサンプリングデータとしてのスペク
トル（S21）も加算されその出力のスペクトルは
スペクトル（S25）として表わされる。

次にこのスペクトル（S25）をもつ入力に対
し、乗算器４７４ではCOS（2KHz）をまた乗算器
４７５では（S25）を1/2基本周期遅延したもの
に−SIN（2KHz）を乗算しそれぞれスペクトル
（S26）およびスペクトル（S27）をもつ出力を得
る。これら両出力を加算したものがスペクトル
（S28）となり、さらにこれに加算器４７３の出
力するスペクトル（S25）が加えられた出力8KHz
サンプリングデータのスペクトルはスペクトル
（S29）となる。このスペクトルのうち０〜4KHz
の帯域がアナログ出力として利用される。

このようにして他の変調形式によつて周波数帯
域の多重化が図れる。

第１４図は本発明の第３の実施例を示すブロツ
ク図である。

この第３の実施例は第１図の実施例における線
形補間器とLPF、およびマルチトーンジエネレ
ータを2KHzで動作してＤ／Ａコンバータ１８に
提供するもので、基本的にはマルチトーンジエネ
レータ１６の出力する8KHzサンプリングデータ
をデシメータ４８で2KHzのサンプリング周波数
でデシメートすることによつて得られるものであ
る。第１４図の点線矢印で示す如く、この場合は
線形補間器１０〜１２、LPF１３〜１５、マル
チトーンジエネレータ１６は8KHzで動作させる。

第１５図は第１４図に示す第３の実施例におけ
るデシメータ４８の効果を説明するためのデシメ
ータ処理説明図である。

デシメータ４８に入力する8KHzサンプリング
データは2KHzのサンプリング周波数によるデシ
メーシヨンをかけられ、レピート、折返し現象に
よつて第１５図に示す2KHzサンプリングデータ
を出力する。しかしながら、このような出力は前
述した各線形補間器、LPFならびにマルチトン
ジエネレータ等を2KHzで動作させることによつ
て容易に等価的に置換しうることは明らかで、従
つて第１４図に示す実線の構成によつてＰのスペ
クトルを有する多重化信号をＤ／Ａコンバータ１
８に提供しうることとなる。

第１６図は本発明の第４の実施例を示すブロツ
ク図である。

第４の実施例は周波数多重化器を兼ねる周波数
多重化マルチトーンジエネレータ４９を利用して
いる点のみ第１の実施例と異なり、他の部分は全
く同一であるのでこれら同一内容に関する詳細な
説明は省略する。

第１７図は第１６図に示す第４の実施例の周波
数多重化マルチトーンジエネレータ４９の部分を
詳細に示すブロツク図である。

LPF１３，１４，１５から出力されるLSP周
波数データ、電力周波数データ、ピツチ周波数デ
ータがマルチトーンジエネレータ４９に供給され
る。これらの各周波数データは直接マルチトーン
ジエネレータ４９１に、また加算器４９３−１〜
４９３−３，４９５−１〜４９５−３、および４
９７−１〜４９７−３等を介してそれぞれマルチ
トーンジエネレータ４９４，４９６および４９８
に供給される。

これら各加算器はそれぞれ1KHz、2KHzおよび
3KHzに相当するデイジタルデータと入力各周波
数データとの加算を行ない、その結果をマルチト
ーンジエネレータに供給することによつて、それ
ぞれ入力に対して1KHz，2KHzおよび3KHzの周波
数シフトを施すものである。

さて、マルチトーンジエネレータ４９１〜４９
８はいずれも第１図のマルチトーンジエネレータ
１６とほぼ同一の構成内容のものであり、8KHz
によつて駆動される。

マルチトーンジエネレータ４９１は０〜1KHz
の周波数帯域に分布する0.2〜1KHzの10次のLSP
周波数データと、0.1〜0.2KHzの電力周波数デー
タおよび０〜0.1KHzのＶ／UV情報を含むピツチ
周波数データの8KHzサンプリングデータを出力
しこれを加算器４９２に供給する。

また、マルチトーンジエネレータ４９４は１〜
2KHzの周波数帯域、マルチトーンジエネレータ
４９６は２〜3KHzの周波数帯域、マルチトーン
ジエネレータ４９８は３〜4KHzの周波数帯域に
シフトした状態でマルチトーンジエネレータ４９
１と同じ12波の出力を発生し加算器４９２に供給
する。

加算器４９２はこれら４周波帯域のマルチトー
ンジエネレータの出力を加算し周波数多重化8K
HzサンプリングデータとしてＤ／Ａコンバータ１
８に供給する。

本発明は、音声帯域内で実施する周波数ダイバ
ーシテイ手段を備えて音声パラメータによる秘話
送受信を行なう点にその基本的特徴を有するもの
であり、上述した第１〜第４の実施例の変形も
種々考えられる。

たとえば、上述した第１〜第４の実施例におい
ては音声帯域を４分割した周波数帯域を利用する
周波数ダイバーシテイ手段としているが、この分
割数はフエージング抑止効果等を配慮し任意に設
定できることは明らかである。

また、これら周波数帯域内で占有すべきスペク
トル包絡、音源情報に関する周波数帯域も任意に
設定しうることも明らかであり、これらはすべて
本発明の主旨を損なうことなく容易に実施しうる
ものである。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明によれば、音声パラ
メータの伝送を介して秘話通信を行なう秘話装置
において、周波数ダイバーシテイ手段を備えたも
のとすることによりフエージングを大幅に抑圧し
た秘話装置が実現できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例を示すブロツク
図、第２図は第１図の第１の実施例におけるマル
チトーンジエネレータ１６の部分を詳細に示すブ
ロツク図、第３図は第１図の第１の実施例におけ
る周波数多重化器１７の部分を詳細に示すブロツ
ク図、第４図は第３図の周波数多重化器の原型を
示すブロツク図、第５図は第４図の周波数多重化
器原型の構成の簡素化を図つた周波数多重化器変
換原型の構成を示すブロツク図、第６図は第５図
の周波数多重化器変換原型の主要信号の周波数ス
ペクトルの特徴を示す主要信号周波数スペクトル
特性図、第７図は構成の簡素化を図つた第５図に
示す周波数多重化器変換原型のブロツク図、第８
図は第７図におけるBPF（バンドバスフイルタ）
の基本的構成を示す回路図、第９図は第７図の周
波数多重化器変換原型における処理内容を説明す
るための周波数多重化処理説明図、第１０図は第
１図の第１の実施例における電力スペクトル分析
器２２、ピークピツカー２３およびコンバイナ２
４の部分を詳細に示すブロツク図、第１１図は本
発明の第２の実施例のブロツク図、第１２図は第
１１図の第２の実施例における周波数多重化器４
７の部分を詳細に示すブロツク図、第１３図は第
１２図の周波数多重化器の主要信号の周波数スペ
クトルの特徴を示す主要信号周波数スペクトル特
性図、第１４図は本発明の第３の実施例を示すブ
ロツク図、第１５図は第１４図の第３の実施例に
おけるデシメータ４８の効果を説明するためのデ
シメータ処理説明図、第１６図は本発明の第４の
実施例を示すブロツク図、第１７図は第１６図の
第４の実施例の周波数多重化マルチトーンジエネ
レータ４９の部分を詳細に示すブロツク図、第１
８図は第 図に示す周波数多重化器原型の主要信
号の周波数スペクトルの特徴を示す主要信号周波
数スペクトル特性図である。 １……LPF、２……Ａ／Ｄコンバータ、３…
…LSP分析器、４……ピツチ抽出器、５……Ｖ／
UV判別器、６……電力コンパウンダ、７……周
波数変換器、８……周波数発生器、９……周波数
変換器、１０〜１２……線形補間器、１３〜１５
……LPF、１６……マルチトーンジエネレータ、
１７……周波数多重化器、１８……Ｄ／Ａコンバ
ータ、１９，２０……LPF、２１……Ａ／Ｄコ
ンバータ、２２……電力スペクトル分析器、２３
……ピ…クピツカー、２４……コンバイナ、２５
〜２７……線形補間器、２８……周波数変換器、
２９……電力情報発生器、３０……周波数変換
器、３１……正規化予測残差電力発生器、３２…
…電力エキスパンダ、３３……ピツチパルス列発
生器、３４……振幅情報発生器、３５……切替
器、３６……雑音発生器、３７……可変利得増幅
器、３８……LSPフイルタ、３９……Ｄ／Ａコン
バータ、４０……LPF、４７……周波数多重化
器、４８……デシメータ、４９……周波数多重化
マルチトーンジエネレータ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 音声入力を分析して音声パラメータを抽出す
   るとともに音声パラメータから原音声入力を合成
   する音声パラメータ分析／合成手段と、音声パラ
   メータを構成要素ごとに線スペクトルで表現され
   る所定の周波数領域データに変換するとともにこ
   の変換された周波数領域データを原音声パラメー
   タに変換する音声パラメータ／周波数相互変換手
   段と、前記線スペクトルで表現される所定の周波
   数領域データを３を越える多重度で音声帯域内で
   実施する周波数ダイバシテイ手段とを備えて音声
   入力の音声パラメータを介して秘話通信を行なう
   ことを特徴とする秘話装置。 ２ デシメーシヨンにもとづいて帯域内周波数の
   組立てを実施することを特徴とする特許請求範囲
   第１項記載の秘話装置。