JPH046293B2 - - Google Patents
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- JPH046293B2 JPH046293B2 JP13238283A JP13238283A JPH046293B2 JP H046293 B2 JPH046293 B2 JP H046293B2 JP 13238283 A JP13238283 A JP 13238283A JP 13238283 A JP13238283 A JP 13238283A JP H046293 B2 JPH046293 B2 JP H046293B2
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- Japan
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- circuit
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- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 15
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 14
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/34—Muting amplifier when no signal is present
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2275—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses the received modulated signals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
(イ) 産業上の利用分野
本発明は搬送波を利用した音声のデイジタル通
信装置に於ける音声信号のミユーテイング回路に
関する。
信装置に於ける音声信号のミユーテイング回路に
関する。
(ロ) 従来技術
音声のデイジタル通信方式としては、例えば
「12GHz帯衛星放送における音声信号に対する答
申」（電技審第４部会1982年11月）に示された
PCM副搬送波方式があり、該方式は第１図ａ，
ｂに示されるように、音声入力子１，２，３，４
に入力された音声信号をＡ／Ｄ変換器５によりデ
イジタル信号に変換した後、誤り訂正回路、スク
ランブル回路等から成るエンコーダ６によりコー
ド化する。コード化された信号は、４相DPSK
（４相Differencial Phase Shift Keying）回路７
により副搬送波信号に変換された後、映像信号入
力端子８より入力された映像信号と加え合わさ
れ、周波数変調器９によりFM信号に変換され
る。このFM信号は12GHz帯の送信機１０により
電波として、パラボラアンテナ１１より送出され
る。該パラボラアンテナ１１より送出される電波
は放送衛星１２を介して受信機で受信される。
「12GHz帯衛星放送における音声信号に対する答
申」（電技審第４部会1982年11月）に示された
PCM副搬送波方式があり、該方式は第１図ａ，
ｂに示されるように、音声入力子１，２，３，４
に入力された音声信号をＡ／Ｄ変換器５によりデ
イジタル信号に変換した後、誤り訂正回路、スク
ランブル回路等から成るエンコーダ６によりコー
ド化する。コード化された信号は、４相DPSK
（４相Differencial Phase Shift Keying）回路７
により副搬送波信号に変換された後、映像信号入
力端子８より入力された映像信号と加え合わさ
れ、周波数変調器９によりFM信号に変換され
る。このFM信号は12GHz帯の送信機１０により
電波として、パラボラアンテナ１１より送出され
る。該パラボラアンテナ１１より送出される電波
は放送衛星１２を介して受信機で受信される。
受信側では受信用パラボラアンテナ１３で受信
された後、12GHz帯の受信機１４に供給され、中
間周波信号として、FM復調器１５に印加され
る。該復調器により復調された信号は映像信号と
４相DPSKの副搬送波信号とに分離され、それぞ
れ出力端子１７、および１６より出力される。副
搬送波信号については、さらに４相DPSK復調回
路１８により復調され、ベースバンドのデイジタ
ル信号に戻された後、デイスクランブル回路、誤
り訂正回路等からなるデコーダ１９、そしてＤ／
Ａ変換回路２０を通つて元の音声信号に戻され、
音声出力端子２１，２２，２３，２４より出力さ
れる。
された後、12GHz帯の受信機１４に供給され、中
間周波信号として、FM復調器１５に印加され
る。該復調器により復調された信号は映像信号と
４相DPSKの副搬送波信号とに分離され、それぞ
れ出力端子１７、および１６より出力される。副
搬送波信号については、さらに４相DPSK復調回
路１８により復調され、ベースバンドのデイジタ
ル信号に戻された後、デイスクランブル回路、誤
り訂正回路等からなるデコーダ１９、そしてＤ／
Ａ変換回路２０を通つて元の音声信号に戻され、
音声出力端子２１，２２，２３，２４より出力さ
れる。
さて、斯かる音声のデイジタル通信方式では、
受信搬送波信号レベルの低下に伴うFM復調後の
副搬送波でのＳ／Ｎ（信号対雑音比）低下の為、
４相DPSK復調後のデイジタルデータ誤りが問題
となる。該データ誤りは第１図ｂに於けるデコー
ダ１９の誤り訂正回路で或る程度の訂正が可能で
はあるが、データ誤りの頻度が増大した場合、訂
正もれが多発し、音声信号に強大な雑音が発生す
る。該雑音は音声信号の最大出力レベルにまで達
する為、聴感上極めて有害であり、斯かる対策と
して、通常、ミユーテイング回路による出力音声
信号の抑圧が行なわれる。これを第２図によつて
簡単に説明する。４相DPSK復調回路１８により
復調されたデイジタルデータは破線内１９で示さ
れるデコーダに入力される。デコーダ１９では、
まず、同期検出回路２５によりデータに於けるフ
レームごとの同期信号が検出され、デイスクラン
ブル回路２６によりデータのスクランブル状態が
解かれた後、誤り訂正回路２７及び誤り検出回路
２８に入力される。データ誤りは該誤り検出回路
２８により検出され、該検出信号により誤り訂正
回路２７で訂正動作が行なわれると共に、データ
誤りの頻度が大きい場合には、誤り訂正回路２７
およびデータ抜き出し回路２９を経て、Ｄ／Ａ変
換器２０より出力される音声信号を、誤り検出回
路２８により制御されるスイツチ３０，３１，３
２，３３により遮断し、音声出力端子２１，２
２，２３，２４での出力状態を無信号状態にす
る。尚、前記誤り検出回路２８は瞬時瞬時の誤り
検出機能と一定時間内の誤り頻度検出機能とを両
方備えているものとする。
受信搬送波信号レベルの低下に伴うFM復調後の
副搬送波でのＳ／Ｎ（信号対雑音比）低下の為、
４相DPSK復調後のデイジタルデータ誤りが問題
となる。該データ誤りは第１図ｂに於けるデコー
ダ１９の誤り訂正回路で或る程度の訂正が可能で
はあるが、データ誤りの頻度が増大した場合、訂
正もれが多発し、音声信号に強大な雑音が発生す
る。該雑音は音声信号の最大出力レベルにまで達
する為、聴感上極めて有害であり、斯かる対策と
して、通常、ミユーテイング回路による出力音声
信号の抑圧が行なわれる。これを第２図によつて
簡単に説明する。４相DPSK復調回路１８により
復調されたデイジタルデータは破線内１９で示さ
れるデコーダに入力される。デコーダ１９では、
まず、同期検出回路２５によりデータに於けるフ
レームごとの同期信号が検出され、デイスクラン
ブル回路２６によりデータのスクランブル状態が
解かれた後、誤り訂正回路２７及び誤り検出回路
２８に入力される。データ誤りは該誤り検出回路
２８により検出され、該検出信号により誤り訂正
回路２７で訂正動作が行なわれると共に、データ
誤りの頻度が大きい場合には、誤り訂正回路２７
およびデータ抜き出し回路２９を経て、Ｄ／Ａ変
換器２０より出力される音声信号を、誤り検出回
路２８により制御されるスイツチ３０，３１，３
２，３３により遮断し、音声出力端子２１，２
２，２３，２４での出力状態を無信号状態にす
る。尚、前記誤り検出回路２８は瞬時瞬時の誤り
検出機能と一定時間内の誤り頻度検出機能とを両
方備えているものとする。
斯かる構成によれば、データ誤りの頻度が大き
くなつた場合、出力音声信号が出力端子で遮断さ
れる為、聴感上有害な強大雑音を避けることが可
能となる。しかし、誤り頻度が更に増大する受信
状態、例えば同期検出回路２５での同期信号検出
さえ困難な状態となつた場合は、誤り検出回路２
８での検出誤りが生じ、従つて該誤り検出信号に
より動作するスイツチ３０，３１，３２，３３の
動作にも誤りが生じる為、強大雑音が音声出力端
子２１，２２，２３，２４に出力される可能性が
でてくる。
くなつた場合、出力音声信号が出力端子で遮断さ
れる為、聴感上有害な強大雑音を避けることが可
能となる。しかし、誤り頻度が更に増大する受信
状態、例えば同期検出回路２５での同期信号検出
さえ困難な状態となつた場合は、誤り検出回路２
８での検出誤りが生じ、従つて該誤り検出信号に
より動作するスイツチ３０，３１，３２，３３の
動作にも誤りが生じる為、強大雑音が音声出力端
子２１，２２，２３，２４に出力される可能性が
でてくる。
(ハ) 目 的
本発明は斯かる問題を解決するべく、誤り頻度
が極めて多い受信状態に於いても誤動作すること
なく、出力端子への音声信号の遮断を可能にする
所謂音声出力信号のミユーテイング回路を提供す
るものである。
が極めて多い受信状態に於いても誤動作すること
なく、出力端子への音声信号の遮断を可能にする
所謂音声出力信号のミユーテイング回路を提供す
るものである。
(ニ) 構 成
本発明では前述の第２図に示すデコーダ１９の
誤り検出回路２８の誤り検出信号によりミユーテ
イング回路を動作させる方法ではなく、第２図に
於ける４相DPSK復調回路１８での受信状態を検
出することにより正確なミユーテイング動作信号
を得るよう構成している。
誤り検出回路２８の誤り検出信号によりミユーテ
イング回路を動作させる方法ではなく、第２図に
於ける４相DPSK復調回路１８での受信状態を検
出することにより正確なミユーテイング動作信号
を得るよう構成している。
(ホ) 実施例
第３図に従つて本発明の一実施例を説明する。
入力端子１６から入力された４相DPSK信号は破
線内１８で示される４相DPSK復調回路に入力さ
れる。まず、４相DPSK信号がキヤリア再生回路
（Carrier Regenerator Circuit）４１に入力さ
れ、該回路で、位相が一定値＋π／２または−
π／２である２種類のキヤリアが再生される。該
再生されたキヤリアは乗算器３４，３７によりそ
れぞれ入力４相DPSK信号と乗算される。該被乗
算信号はそれぞれローパスフイルタ３５，３８に
よりキヤリア成分及びキヤリア周波数の２倍の成
分が除去された後、それぞれゼロクロス識別器３
６，３９により識別されることにより、２値信号
に変換される。この２系列の２値信号はデータ再
生回路（CodeRegenerator Circuit）４０により
元のデイジタルデータが再生される。この時のビ
ツトクロツクはゼロクロス識別器３９の出力信号
を受けてタイミング再生回路（Retiming
Cireuit）４２により再生される。前記デイジタ
ルデータは前述同様にデコーダ１９に入力された
後、Ｄ／Ａ変換回路２０により音声信号に復元さ
れ、スイツチ３０，３１，３２，３３を介して出
力端子２１，２２，２３，２４より出力される。
而して該スイツチ３０，３１，３２，３３は音声
信号のミユーテイングスイツチであり、ローパス
フイルタ３８より出力される信号の振幅を識別す
る振幅識別器４３の出力信号を積分器４４により
平滑した信号により開閉されるよう構成されてい
る。
入力端子１６から入力された４相DPSK信号は破
線内１８で示される４相DPSK復調回路に入力さ
れる。まず、４相DPSK信号がキヤリア再生回路
（Carrier Regenerator Circuit）４１に入力さ
れ、該回路で、位相が一定値＋π／２または−
π／２である２種類のキヤリアが再生される。該
再生されたキヤリアは乗算器３４，３７によりそ
れぞれ入力４相DPSK信号と乗算される。該被乗
算信号はそれぞれローパスフイルタ３５，３８に
よりキヤリア成分及びキヤリア周波数の２倍の成
分が除去された後、それぞれゼロクロス識別器３
６，３９により識別されることにより、２値信号
に変換される。この２系列の２値信号はデータ再
生回路（CodeRegenerator Circuit）４０により
元のデイジタルデータが再生される。この時のビ
ツトクロツクはゼロクロス識別器３９の出力信号
を受けてタイミング再生回路（Retiming
Cireuit）４２により再生される。前記デイジタ
ルデータは前述同様にデコーダ１９に入力された
後、Ｄ／Ａ変換回路２０により音声信号に復元さ
れ、スイツチ３０，３１，３２，３３を介して出
力端子２１，２２，２３，２４より出力される。
而して該スイツチ３０，３１，３２，３３は音声
信号のミユーテイングスイツチであり、ローパス
フイルタ３８より出力される信号の振幅を識別す
る振幅識別器４３の出力信号を積分器４４により
平滑した信号により開閉されるよう構成されてい
る。
本発明によるミユーテイング動作をさらに第４
図によつて説明すると、第３図に於ける乗算器３
７のキヤリアと４相DPSK信号が通常の位相関
係、即ちπ／４の場合は被乗算信号のローパスフ
イルタ３９通過後の信号は第４図ａに示す波形と
なり、その振幅はほぼ一定値（Vh）をとる。即
ち、４相DPSK信号をＳ（ｔ）、又該信号とπ／４
の位相関係を持つキヤリア信号をＣ（ｔ）とし、
これら信号はそれぞれ(1)式および(2)式で表わされ
るものとすると、それらの乗算結果は、(3)式で表
わされる。尚、wcはキヤリア周波数、ｌは０，
１，２，３の４位相状態を表わす。
図によつて説明すると、第３図に於ける乗算器３
７のキヤリアと４相DPSK信号が通常の位相関
係、即ちπ／４の場合は被乗算信号のローパスフ
イルタ３９通過後の信号は第４図ａに示す波形と
なり、その振幅はほぼ一定値（Vh）をとる。即
ち、４相DPSK信号をＳ（ｔ）、又該信号とπ／４
の位相関係を持つキヤリア信号をＣ（ｔ）とし、
これら信号はそれぞれ(1)式および(2)式で表わされ
るものとすると、それらの乗算結果は、(3)式で表
わされる。尚、wcはキヤリア周波数、ｌは０，
１，２，３の４位相状態を表わす。
Ｓ（ｔ）＝Acos（ωct＋lπ／２） ……(1)
Ｃ（ｔ）＝Bcos（ωct＋π／４） ……(2)
Ｓ（ｔ）・Ｃ（ｔ）＝｛Acos（ωet＋lπ／２）
｝｛Bcos（ωct＋π／４）｝ ＝１／２AB｛cos（2ωct＋2l−１／４π）＋co
s2l＋１／４π｝……(3) (3)式に於けるキヤリア周波数の２倍成分を除去す
ると、その結果は(4)式で表わされる。即ち Ｓ（ｔ）・Ｃ（ｔ）＝１／２ABcos2l＋１／４π……(
4) (4)式に於いてＡ＝Ｂ＝１とし、ｌ＝０，１，２，
３を代入すると、(4)式で表わされる信号の振幅は
１／√２となることがわかる。即ち、前述の
（Vh）は１／√２となる。
｝｛Bcos（ωct＋π／４）｝ ＝１／２AB｛cos（2ωct＋2l−１／４π）＋co
s2l＋１／４π｝……(3) (3)式に於けるキヤリア周波数の２倍成分を除去す
ると、その結果は(4)式で表わされる。即ち Ｓ（ｔ）・Ｃ（ｔ）＝１／２ABcos2l＋１／４π……(
4) (4)式に於いてＡ＝Ｂ＝１とし、ｌ＝０，１，２，
３を代入すると、(4)式で表わされる信号の振幅は
１／√２となることがわかる。即ち、前述の
（Vh）は１／√２となる。
一方、キヤリア信号の位相を４相DPSK信号に
対してπ／２とした場合は、同様の計算により(5)
式で表わされる結果となる。
対してπ／２とした場合は、同様の計算により(5)
式で表わされる結果となる。
Ｓ（ｔ）・Ｃ（ｔ）＝｛Acos（ωct＋lπ／２）
｝｛Bocs（ωct＋ｘ／２）｝ ＝１／２AB｛cos（2ωct＋ｌ＋１／２ｘ）＋co
sｌ−１／２ｘ｝……(5) (5)式に於いて、キヤリアの２倍成分を除去した
後、Ａ＝Ｂ＝１とし、ｌ＝０，１，２，３を代入
すると、(5)式で表わされる信号の振幅は１とな
る。この位相状態に於けるローパスフイルタ３８
の出力の信号を第４図ｂに示す。即ち振幅Vh′は
１となる。
｝｛Bocs（ωct＋ｘ／２）｝ ＝１／２AB｛cos（2ωct＋ｌ＋１／２ｘ）＋co
sｌ−１／２ｘ｝……(5) (5)式に於いて、キヤリアの２倍成分を除去した
後、Ａ＝Ｂ＝１とし、ｌ＝０，１，２，３を代入
すると、(5)式で表わされる信号の振幅は１とな
る。この位相状態に於けるローパスフイルタ３８
の出力の信号を第４図ｂに示す。即ち振幅Vh′は
１となる。
さて、第４図ｂに示す状態は第３図に於いてキ
ヤリア再生回路（Carrier Regenerator）４１で
の再生キヤリアの位相ズレによつて生じるもので
あり、且つ該位相ズレは受信状態の悪化により４
相DPSK信号のＳ／Ｎが低下し、キヤリア再生回
路４１での位相ロツクがはずれることによる。４
相DPSKを利用した受信機に於いては、この状態
により発生するエラーが強大雑音を引き起こす。
従つて、位相ズレによる復調信号俊振幅の変化を
検出することにより、スイツチ３０，３１，３
２，３３を開にすれば、前記雑音を避けることが
できる。実際の動作では、常時第４図ｂに示す信
号が得られるわけではなく、第４図ａと第４図ｂ
に示す信号及びその中間的振幅を有する信号が混
在する為、第３図に示す振幅識別器４３のスレツ
シヨルドVtは、次式で示す値とするのが望まし
い。
ヤリア再生回路（Carrier Regenerator）４１で
の再生キヤリアの位相ズレによつて生じるもので
あり、且つ該位相ズレは受信状態の悪化により４
相DPSK信号のＳ／Ｎが低下し、キヤリア再生回
路４１での位相ロツクがはずれることによる。４
相DPSKを利用した受信機に於いては、この状態
により発生するエラーが強大雑音を引き起こす。
従つて、位相ズレによる復調信号俊振幅の変化を
検出することにより、スイツチ３０，３１，３
２，３３を開にすれば、前記雑音を避けることが
できる。実際の動作では、常時第４図ｂに示す信
号が得られるわけではなく、第４図ａと第４図ｂ
に示す信号及びその中間的振幅を有する信号が混
在する為、第３図に示す振幅識別器４３のスレツ
シヨルドVtは、次式で示す値とするのが望まし
い。
Vh＜Vt＜Vh′ ……(6)
尚、第３図では振幅識別器４３への入力信号は
ローパスフイルタ３８の出力としているが、これ
はローパスフイルタ３５の出力でもよいことは言
うまでもない。また本発明を４相の位相変調方式
により説明したが、２相の場合でも応用可能であ
る。
ローパスフイルタ３８の出力としているが、これ
はローパスフイルタ３５の出力でもよいことは言
うまでもない。また本発明を４相の位相変調方式
により説明したが、２相の場合でも応用可能であ
る。
(ヘ) 効 果
このように本発明によれば、キヤリア再生回路
での位相ロツクはずれを起こした場合、その位相
ロツクはずれの状態が検出され、音声信号がミユ
ーテイング回路により遮断される。通常のデイジ
タル通信方式に於いては受信信号レベルの低下に
伴うＳ／Ｎの悪化によりキヤリア再生回路が正常
に動作しなくなり、正常でない動作状態が復調後
の音声信号に強大雑音を発生させるが、本発明の
音声信号のミユーテイング回路によれば、受信状
態が極端に悪化しても聴感上有害な強大雑音を完
全に避けることができる。
での位相ロツクはずれを起こした場合、その位相
ロツクはずれの状態が検出され、音声信号がミユ
ーテイング回路により遮断される。通常のデイジ
タル通信方式に於いては受信信号レベルの低下に
伴うＳ／Ｎの悪化によりキヤリア再生回路が正常
に動作しなくなり、正常でない動作状態が復調後
の音声信号に強大雑音を発生させるが、本発明の
音声信号のミユーテイング回路によれば、受信状
態が極端に悪化しても聴感上有害な強大雑音を完
全に避けることができる。
第１図は音声のデイジタル通信方式を説明する
ためのブロツク回路図、第２図は音声信号のミユ
ーテイング方法の従来例、第３図は本発明による
音声信号のミユーテイング回路を示すブロツク回
路図、第４図は本発明の動作説明図である。 １６……入力端子、３４，３７……乗算回路、
３５，３８……LPF、３６，３９……ゼロクロ
ス識別回路、４０……データ再生回路、４１……
キヤリア再生回路、４２……タイミング再生回
路、４３……振幅識別回路、４４……積分回路。
ためのブロツク回路図、第２図は音声信号のミユ
ーテイング方法の従来例、第３図は本発明による
音声信号のミユーテイング回路を示すブロツク回
路図、第４図は本発明の動作説明図である。 １６……入力端子、３４，３７……乗算回路、
３５，３８……LPF、３６，３９……ゼロクロ
ス識別回路、４０……データ再生回路、４１……
キヤリア再生回路、４２……タイミング再生回
路、４３……振幅識別回路、４４……積分回路。
Claims (1)
- １ デイジタル信号により変調された被変調波信
号からキヤリアを再生する為のキヤリア再生回路
と、該回路により再生されたキヤリアと被変調波
信号を乗算する為の乗算回路と、該乗算回路の出
力に接続されたローパスフイルタと、該ローパス
フイルタの出力信号を２値信号に変換する為のゼ
ロクロス識別回路と、該識別回路の出力を受けて
デイジタルデータを復号する為の復号回路と、該
復号回路の出力に接続されたデイジタル・アナロ
グ変換回路と、該デイジタル・アナログ変換回路
の出力端と出力端子間に接続されるスイツチ回路
と、前記ローパスフイルタの出力信号の振幅を識
別する為の振幅識別回路と、該識別回路に接続さ
れる積分回路とを備え、前記積分回路の出力によ
り前記スイツチ回路を開閉制御することを特徴と
するデイジタル通信装置の音声信号ミユーテイン
グ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13238283A JPS6024753A (ja) | 1983-07-19 | 1983-07-19 | ミユ−テイング回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13238283A JPS6024753A (ja) | 1983-07-19 | 1983-07-19 | ミユ−テイング回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6024753A JPS6024753A (ja) | 1985-02-07 |
| JPH046293B2 true JPH046293B2 (ja) | 1992-02-05 |
Family
ID=15080074
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13238283A Granted JPS6024753A (ja) | 1983-07-19 | 1983-07-19 | ミユ−テイング回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6024753A (ja) |
-
1983
- 1983-07-19 JP JP13238283A patent/JPS6024753A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6024753A (ja) | 1985-02-07 |
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