JPH0510032B2

JPH0510032B2 -

Info

Publication number: JPH0510032B2
Application number: JP60229143A
Authority: JP
Inventors: Makoto Goto
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1985-10-15
Filing date: 1985-10-15
Publication date: 1993-02-08
Also published as: JPS6289487A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は、モータの速度制御装置に関するもの
である。

従来の技術モータの回転速度を速度検出器により検出し
て、その検出信号によつてモータへの供給電力を
制御するモータの速度制御装置は、ビデオテープ
レコーダのキヤプスタンモータやシリンダモータ
等に広く利用されている（たとえば、本出願人が
提案した特願昭56−142724号を参照）。しかしな
がら、このような速度制御装置では、従来から利
用されている比例・積分・微分制御を行つている
だけであり、負荷トルク変動による回転速度の変
動を十分に抑制することができなかつた。以下、
これについて図面を参照して説明する。

従来のモータの速度制御装置の構成を第８図に
示す。直流モータ１に直結された回転センサ２は
モータ１の回転に伴つて交流信号を発生する。速
度検出器３は回転センサ２の交流信号の周期に応
じた直流的な電圧を作り出し、比例補償器９に入
力している。比例補償器９により所定倍の増幅を
された信号は電力増幅器８に入力される。電力増
幅器８は入力信号を電力増幅してモータの供給電
力とし、モータ１の発生トルクを増減して負荷１
０の回転速度を制御する。

発明が解決しようとする問題点この従来の速度制御装置の制御ブロツク線図を
第９図に示す。第９図において、モータ１の発生
トルクTmから負荷トルクTIを引いた値（Tm−
TI）が正味の駆動トルクとなり（加算点41）、モ
ータ１と負荷１０の合成の慣性モーメントJmを
回転駆動する。駆動トルクは慣性モーメントJm
により積分され（ブロツク42）、モータ１の回転
速度ωmに変換される。なお、ブロツク42内のｓ
はラプラス演算子である。回転速度ωmは回転セ
ンサ２と速度検出器３によりKv倍されて検出さ
れた後に（ブロツク43）、基準信号Srefと比較さ
れ（加算点44）、等価的な速度誤差ｅが得られる。
速度誤差ｅは比例補償器９によりＲ倍に増幅され
（ブロツク45）、さらに、電力増幅器８によりBa
倍の電流に変換されて（ブロツク46）、モータ１
に供給される。モータ１は、電力増幅器８の供給
電流のトルク定数kt倍のトルクTmを発生する
（ブロツク47）。

負荷トルクTIから回転速度ωmへの伝達関数
は、Ｇ（ｓ）＝ωm／TI ＝−１／（Jm ｓ）／１＋（KvRBaKt）／（Jm ｓ
）……(1) となる。周波数伝達関数Ｇ（jω）のボート・ゲイ
ン線図を第１０図に示す。折点周波数fc以下の制
御範囲内において、Ｇ（jω）≒−１／（KvRaBaKt） ……(2) と近似できる。

(2)式より、比例補償器９の利得Ｒを大きくすれ
ば、負荷トルクTIの変動によるモータ１の回転
速度ωmの変動を小さくなることがわかる。しか
しながら、実際上は、回転センサ２と速度検出器
３の速度検出動作が時間遅れを有しているため
に、比例補償器９の利得Ｒを大きくしすぎると制
御系が不安定になつてしまう。すなわち、比例補
償器９の利得Ｒには限界がある。その結果、負荷
１０の生じるトルク変動によつてモータ１の回転
速度は大きく変動していた。

本発明は、このような点を考慮して、負荷トル
クの変動によるモータの回転速度の変動を大幅に
低減するように工夫したものである。

問題点を解決するための手段本発明では、モータの回転速度に応じた周期の
交流信号を生じる回転センサと、前記回転センサ
の交流信号により前記モータの１回転当たり複数
回の検出を行う速度検出手段と、前記速度検出手
段の検出信号にもとづき演算・記憶して制御信号
を作り出す補償手段と、前記補償手段の制御信号
に応じた電力を前記モータに供給する電力増幅手
段とを具備し、前記補償手段は、前記速度検出手
段の検出信号に応動した回転誤差を得る回転誤差
検出手段と、順序づけられたNxL個（ここに、
Nxは２以上の整数で、Ｌは４以上の整数）のデ
イジタル値Ｍ［０］からＭ［NxL−１］を格納す
るメモリ手段と、前記メモリ手段のＬ間隔ずつ離
れたNx個のデイジタル値を使つて合成計算され
る合成値を実質的に算出する合成値算出手段と、
前記合成値算出手段の合成値と前記回転誤差検出
手段の回転誤差を演算合成した値に対応した更新
値によつて前記メモリ手段のデイジタル値を実質
的に順番に更新保存する更新保存手段と、前記合
成値算出手段の合成値と前記回転誤差検出手段の
回転誤差を演算合成して前記制御信号を作り出す
制御信号作成手段とを有するように構成すること
によつて、上記の問題点を解決したものである。

作用本発明では上記の構成にすることによつて、負
荷トルクの変動から回転速度の変動への周波数伝
達関数が特定の周波数において０もしくは極めて
小さくなると共に、その他の周波数においても従
来の特性とほぼ同じ程度になることがわかつた。
すなわち、負荷トルクの特定の周波数の変動の影
響が大幅に低減され、かつ、その他の周波数の変
動に対して従来並の抑制効果を得ることができ
た。その結果、回転速度変動の合成値は大幅に低
減し、高性能のモータの速度制御装置が実現でき
た。

実施例第２図に本発明の実施例を表す構成図を示す。
第２図において、直流モータ１は回転センサ２と
負荷１０を直接回転駆動する。回転センサ２はモ
ータ１の回転に伴つて１回転当たりZq回（Zqは
４以上の整数であり、ビデオテープレコーダのキ
ヤプスタンモータでは、通常、Zq＝100）の交流
信号ａを発生する。回転センサ２の交流信号ａは
速度検出器３に入力され、交流信号ａの周期に応
じたデイジタル信号ｂを得ている。

速度検出器３の具体的な構成例を第３図に示
す。交流信号ａは波形整形回路３１によつて波形
整形され、整形信号ｇを得ている。整形信号ｇは
アンド回路３３とフリツプフロツプ３５に入力さ
れている。アンド回路３３の入力側には、さら
に、発振回路３２のクロツクパルスｐとカウンタ
３４のオーバフロー出力信号ｗも入力されてい
る。発振回路３２は水晶発振器と分周器等によつ
て構成され、整形信号ｇの周波数よりもかなり高
周波のクロツクパルスｐ（500kHz程度）を発生し
ている。カウンタ３４は、アンド回路３３の出力
パルスｈの到来毎にその内容をカウントアツプす
る12ビツトのアツプカウンタになつている。ま
た、オーバフロー出力信号ｗはカウンタ３４のカ
ウント内容が所定値以下の時には“Ｈ”であり、
カウンタ３４のカウント内容が所定値以上になる
とｗは“Ｌ”に変化する（ここに、“Ｈ”は高電
位状態を表し、“Ｌ”は低電位状態を表してい
る）。データ入力型フリツプフロツプ３５は、整
形信号ｇの立ち下がりエツジをトリガ信号として
データ入力端子に入力された“Ｈ”を取り込み、
その出力Ｑを“Ｈ”にする（ｑ＝“Ｈ”）。また、
補償器４からのリセツト信号ｒが“Ｈ”になる
と、カウンタ３４とフリツプフロツプ３５の内部
状態がリセツトされる（ｂ＝
“LLLLLLLLLLLL”，ｗ＝“Ｈ”，ｑ＝“Ｌ”）。

次に、第３図の速度検出器３の動作について説
明する。いま、カウンタ３４とフリツプフロツプ
３５がリセツト信号ｒによつてリセツトされてい
るものとする。波形整形回路３１の出力信号ｇが
“Ｌ”から“Ｈ”に変わると、アンド回路３３の
出力信号ｈとして発振回路３２のクロツクパルス
ｐが出力される。カウンタ３４は出力信号ｈをカ
ウントし、その内部状態を変化させていく。波形
整形回路３１の出力信号ｇが“Ｈ”から“Ｌ”に
変わると、アンド回路３３の出力信号ｈは“Ｌ”
になり、カウンタ３４はその内部状態を保持す
る。また、フリツプフロツプ３５は信号ｇの立ち
下がりエツジによつてデータ“Ｈ”を取り込み、
その出力信号ｑを“Ｌ”から“Ｈ”に変化させ
る。カウンタ３４のデイジタル信号ｂは、回転セ
ンサ２の交流信号ａの（半）周期長に比例した値
であり、モータ１の回転速度に反比例している。
後述の補償器４は、フリツプフロツプ３５の出力
信号ｑを見て、ｑが“Ｈ”になるとカウンタ３４
のデイジタル信号ｂを入力し、その後にリセツト
信号ｒを所定の短時間の間“Ｈ”にして、カウン
タ３４とフリツプフロツプ３５を初期状態にリセ
ツトし、次の速度検出動作に備えている。なお、
モータ１の回転速度が遅過ぎるときには、波形整
形回路３１の出力信号ｇの周期が長いためにカウ
ンタ３４の内部状態が所定値以上になり、オーバ
フロー出力信号ｗが“Ｈ”から“Ｌ”に変わり、
アンド回路３３の出力信号ｈが“Ｌ”になり、カ
ウンタ３４が所定の大きな値を保持することもあ
る。

第２図の補償器４は、演算器５とメモリ６と
Ｄ／Ａ変換器７によつて構成され、速度検出器３
のデイジタル信号ｂを後述する内蔵のプログラム
によつて計算加工し、制御信号ｃを出力する。補
償器４の制御信号ｃは電力増幅器８に入力され、
電力増幅された駆動信号ｄ（制御信号ｃに比例し
た電流）がモータ１に供給される。従つて、モー
タ１と回転センサ２と速度検出器３と補償器４と
電力増幅器８によつて速度制御系が構成され、モ
ータ１の回転速度が所定の値に制御される。

補償器４のメモリ６は、所定のプログラムと定
数が格納されたロム領域（ROM：リードオンリ
ーメモリ）と随時必要な値を格納するラム領域
（RAM：ランダムアクセスメモリ）に別れてい
る。演算器５はロム領域内のプログラムに従つて
所定の動作や演算を行つている。第１図にそのプ
ログラムの具体的な一例を示す。次に、その動作
について詳細に説明する。

〈回転誤差検出部１Ａ〉 (1) まず、演算器５は速度検出器３のフリツプフ
ロツプ３５の出力信号ｑを入力し、信号ｑが
“Ｈ”となるのを待つている。すなわち、速度
検出器３が交流信号ａの（半）周期を検出し、
新しいデイジタル信号ｂを出力するのをモニタ
している。

(2) ｑが“Ｈ”になると、速度検出器３のデイジ
タル信号ｂを読み込んで、デイジタル信号ｂに
対応する速度検出値Ｓ（デイジタル値）に直す
と共に、リセツト信号ｒを所定時間“Ｈ”にし
て速度検出器３のカウンタ３４とフリツプフロ
ツプ３５をリセツトする。

(3) 所定の基準値Srefから速度検出値Ｓを引いて
（Eo＝Sref−Ｓ）、その値EoをＲ倍し（Ｅ＝
Ｒ・Eo）、モータ１の現時点での回転誤差Ｅを
計算する。

〈カウント部１Ｂ〉 (4) Nx・Ｌ（ここに、Nxは２以上の整数であり、
ＬはZqの２以上の整数倍の整数）をmod（法）
として、新しい速度検出値Ｓを得る毎に変数Ｉ
をカウントアツプしていく。すなわち、Ｉ＝Ｉ
＋１（Ｉ＋１を新しくＩにする）にした後に、
Ｉ＝NxLならばＩ＝０にする。このような演
算をするならば、Ｉは０からNxL−１の間の
整数になる。なお、Ｉの初期値はNxL−１と
する。

〈制御信号作成部１Ｃ〉 (5) 後述する合成値算出部１Ｅによる合成値Ｖと
現時点の回転誤差Ｅを加算合成し、制御信号値
Ｙを計算する。すなわち、Ｙ＝Ｅ＋Ｖ。

(6) 制御信号値ＹをＤ／Ａ変換器７に出力し、Ｙ
の値に対応した直流的な電圧（制御信号）に変
換する。

〈更新保存部１Ｄ〉 (7) 後述する合成値算出部１Ｅによる合成値Ｖと
現時点の回転誤差Ｅを加算合成して更新値を計
算し、カウント手段のカウント値Ｉに対応した
ラム領域内のデイジタル値Ｍ［Ｉ］を更新し
（Ｍ［Ｉ］＝Ｅ＋Ｖ）、次の更新時まで格納保存す
る。

〈合成値算出部１Ｅ〉 (8) NxLをmodとしてＩに１を足した整数Ｊを
計算し［Ｊ＝Ｉ＋１（mod NxL）］、ラム領域
内のＬ間隔ずつ離れたNx個のデイジタル値群
Ｍ［Ｊ−nL（mod NxL）］（ｎ＝１，２，…，
Nx）を使つて、次式により合成値Ｖを算出し、
その後に、(1)の動作に復帰する。

Ｖ＝_Nx 〓ⁿ⁼¹ Wn・Ｍ［Ｊ−nL（mod NxL）］ ……(3) ここに、比率Wnの値は、０＜Wn＜２／Nx（ｎ＝１，２，…，Nx）
……(4) _Nx 〓ⁿ⁼¹ Wn＝１ ……(5) を満たすものとする。具体的には、 Wn＝１／Nx（ｎ＝１，２，…，Nx） ……(6) にすると、好ましい特性が得られやすい。なお、
この合成値Ｖは、次の速度検出値Ｓが得られてカ
ウント部１Ｂがカウント値Ｉをインクリメントし
た後に（実質的にＩとＪが等しくなつてから）、
制御信号作成部１Ｃと更新保存部１Ｄにおいて利
用される。

このように構成するならば、第２図の負荷１０
の生じる負荷トルクの変動に対して極めて強くな
る。これについて説明する。本実施例の制御ブロ
ツク図を第４図に示す。なお、第９図に示した要
素と同じものには同じ番号と記号を付し、説明を
省略する。補償器４の動作は図示の破線部分５０
に相当する。基準値Srefと検出値Ｓと加算点44に
て比較し、利得Ｒ倍した回転誤差Ｅを得ている
（ブロツク45）。合成値Ｖと回転誤差Ｅを加算合成
して制御信号値Ｙを得る（加算点53）。また、合
成値Ｖと回転誤差Ｅを加算合成して更新値を得
て、新しいデイジタル値Ｍ［Ｉ］として更新保存
する（加算点51）。さらに、ラム領域内のデイジ
タル値群から(3)式に従つて次の新しい合成値Ｖが
計算されるので、デイジタル値Ｍ［Ｉ］と合成値
Ｖの関係はブロツク52のように表される。ここ
に、ブロツク52内のｚはｚ＝exp（sTx） ……(7) であり、Txは速度検出器３の１サンプリング周
期に対応している。

第４図の制御ブロツクの負荷トルクＴ１から回
転速度ωmへの伝達関数を計算すると、 Gx（ｓ）＝
−１／（Jms）／１＋（KvRBaKt）／｛Jms・Ｈ（ｓ）｝
……(8) Ｈ（ｓ）＝１−_Nx 〓ⁿ⁼¹ Wn・z^-nL ……(9) となる。折点周波数fc以下の制御範囲内におい
て、 Gx（jω）≒−｛１／（KvRBaKt）｝・Ｈ（jω）≒Ｇ（jω）・Ｈ（jω） ……(10) と近似できる。(10)式は、本実施例の制御特性Gx
（jω）が従来の制御特性Ｇ（jω）にＨ（jω）を掛け
たものに等しいことを意味している。

第５図に周波数伝達関数Ｈ（jω）の振幅特性の
例を示す。第５図のはNx＝２，Ｗ１＝1/2，Ｗ
２＝1/2とした場合であり、はNx＝３，Ｗ１＝
１／３，Ｗ２＝1/3，Ｗ３＝1/3とした場合である。
また、frは fr＝１／（Ｌ・Tx） ……(11) であり、Ｈ（jω）はfrの周期関数になつている。
第５図の，に示されるように（一般に、Nx
≧２とすれば）、周波数fr，2fr，3fr，…において
周波数伝達関数は―Ｈ（jω）―＝０となり、か
つ、それ以外の周波数においても―Ｈ（jω）―は
ほぼ１に等しくなることがわかつた。すなわち、
本実施例の周波数伝達関数Gx（jω）は、周波数
fr，2fr，3fr，…において―Gx（jω）―＝０とな
り、かつ、それ以外の周波数においては従来の周
波数伝達関数Ｇ（jω）とほぼ等しくなる。その結
果、非常に良好な制御特性Gx（jω）を得ることが
でき、負荷トルクＴ１の変動によるモータ１の回
転速度ωmの変動の合成値は確実に従来の制御性
能値よりも小さくすることが可能となつた。

また、ＬをZqの２以上の整数倍に等しくする
ならば（Ｌをモータ１の１回転周期の２以上の整
数倍に対応した値にするならば）、負荷トルクＴ
１の変動による回転速度ωmの変動を全体的に大
幅に抑制する効果がある。次に、これについてビ
デオテープレコーダのキヤプスタンモータを例に
とり説明する。キヤプスタンモータの負荷は磁気
テープやピンチローラであるので、負荷１０の発
生する負荷変動はモータ１の回転に同期している
成分（モータ１の回転を基本周期とした周期的な
負荷変動）以外に、モータ１の回転周波数よりも
低い周波数の負荷変動成分が生じることが多い。
このような負荷変動はキヤプスタンモータの回転
速度の変動の原因であり、テープ速度のワウ・フ
ラツタを生じさせる。ところで、このような負荷
変動はモータ１の１回転の周期の整数倍の周期を
持つ周期的な変動が多く、従来のモータ１の回転
速度の変動も１回転の周期の整数倍の周期を持つ
低周波の周期的な変動が多く生じていることがわ
かつた。従つて、Ｌをモータ１の１回転周期の２
以上の整数倍に対応した値にするならば、frがモ
ータ１の回転周波数fmの２以上の整数分の１に
なり、負荷トルクＴ１によるモータ１の回転速度
ωmの低周波の変動分を効果的に低減できる。

このような効果は、第８図の従来のモータの速
度制御装置の比例補償器９の利得を大きくした
り、比例補償器９の後に積分や微分の補償器を追
加しても得られるものではない。なお、Ｌの値は
大きいほど長い周期の負荷変動に対して効果があ
るが、ラム領域の大きさが大きくなり、実際には
限界がある。通常、Ｌをモータの１回転周期の６
倍とすることが、次の点から好ましい。すなわ
ち、６は１，２，３，６と多くの約数を持つてい
るので、モータ１の１回転周期の１，２，３，６
倍の周期の負荷変動による回転速度の変動を完全
に抑制することが期待できる。

第６図に制御系全体の安定性を考慮にいれた補
償器４のプログラム例を示す。ここでは、更新保
存部における更新値の計算の仕方と、合成値算出
部における合成値の準備の個数と、制御信号作成
部における合成値算出部の合成値の利用の仕方を
改良している。次に、その動作について詳細に説
明する（全体の構成は第２図と同じであり、説明
を省略する）。

〈回転誤差検出部６Ａ〉 (11) まず、演算器５は速度検出器３のフリツプフ
ロツプ３５の出力信号ｑを入力し、信号ｑが
“Ｈ”となるのを待つている。すなわち、速度
検出器３が交流信号ａの（半）周期を検出し、
新しいデイジタル信号ｂを出力するのをモニタ
している。

(12) ｑが“Ｈ”になると、速度検出器３のデイジ
タル信号ｂを読み込んで、デイジタル信号ｂに
対応する速度検出値Ｓ（デイジタル値）に直す
と共に、リセツト信号ｒを所定時間“Ｈ”にし
て速度検出器３のカウンタ３４とフリツプフロ
ツプ３５をリセツトする。

(13) 所定の基準値Srefから速度検出値Ｓを引いて
（Eo＝Sref−Ｓ）、その値EoをＲ倍し（Ｅ＝
Ｒ・Eo）、モータ１の現時点での回転誤差Ｅを
計算する。

〈カウント部６Ｂ〉 (14) Nx・Ｌをmod（法）として、新しい速度検出
値Ｓを得る毎に変数Ｉをカウントアツプしてい
く。

〈制御信号作成部６Ｃ〉 (15) 後述する合成値算出部６Ｅによつて算出され
た最新の合成値Ｖ［Px］と現時点の回転誤差Ｅ
を加算合成し、制御信号値Ｙを計算する。すな
わち、Ｙ＝Ｅ＋Ｖ［Px］。

(16) 制御信号値ＹをＤ／Ａ変換器７に出力し、Ｙ
の値に対応した直流的な電圧（制御信号）に変
換する。

〈更新保存部６Ｄ〉 (17) 後述する合成値算出部６Ｅによつて算出され
た古い合成値Ｖ［０］と現時点の回転誤差Ｅを
加算合成した加算値M0を求める（M0＝Ｅ＋Ｖ
［０］）。NxLをmodとしてカウント変数Ｉから
Qf（Qfは２以上の整数であり、Qf＝３が好まし
い）を引いた整数Ｋを計算する［Ｋ＝Ｉ−Qf
（mod NxL）］。

レジスタ変数Ｘ［ｍ＋１］の内容をＸ［ｍ］に
順番に転送し（ｍ＝０，１，２，…，2Qf−
１）、Ｘ［2Qf］にM0を入れる。すなわち、Ｘ
［2Qf］からＸ［０］に連続する2Qf＋１個の加
算値（合成値と回転誤差の加算値）を得る。次
に、Ｘ［ｍ］に所定の正の比率Cm（ｍ＝０，
１，…，2Qf）を掛けた値を加算合成した新し
い更新値を得て、ラム領域内のデイジタル値Ｍ
［Ｋ］として次の更新時まで格納保存する。こ
こに、比率Cmには次の関係がある。

Cm＝C2Qf−ｍ（ｍ＝０，１，…，Qf） …(12) _2Qf 〓^m=0 Cm＝１ ……(13) 〈合成値算出部６Ｅ〉 (18) NxLをmodとしてカウント変数Ｉに１＋Px
（Pxは１以上で５以下の整数であり、Px＝３
が好ましい）を足した整数Ｊを計算する［Ｊ＝
Ｉ＋１＋Px（mod NxL）］。レジスタ変数Ｖ［ｍ
＋１］の内容をＶ［ｍ］に順番に転送した後に
（ｍ＝０，１，…，Px−１）、ラム領域内のデ
イジタル値群Ｍ［Ｊ−nL（mod NxL）］（ｎ＝
１，２，…，Nx）を使つて次の式によつて計
算される最新の合成値をＶ［Px］に入れる。そ
の後に、(11)の動作に復帰する。

Ｖ［Px］＝_Nx 〓ⁿ⁼¹ Wn・Ｍ［Ｊ−nL（mod NxL）］ ……(14) ここに、Wnの値は、(4)，(5)式および(6)式を満
たしている。すなわち、Ｖ［Px］からＶ［０］に
連続するPx＋１個の合成値を得る。このとき、
Ｖ［Px］を計算する時の(14)式中の整数ＪをJ1と
し、Ｖ［０］を計算する時の(14)式中の整数ＪをJ2
とすると、J1＝J2＋Pxの関係がある。すなわち、
Ｖ［Px］とＶ［０］の間には整数Pxに対応したズ
レがある。すでに説明したように、次の速度検出
値Ｓを得てカウント部６Ｂのカウント値Ｉをイン
クリメントした後に、Ｖ［Px］は制御信号作成部
６Ｃにおいて使用され、Ｖ［０］は更新保存部６
Ｄにおいて使用される。

本実施例のように、更新保存部６Ｄに加重平均
を取る演算を挿入したり、制御信号作成部６Ｃに
おいて使用する合成値算出部６Ｅの第一の合成値
と更新保存部６Ｄにおいて使用する合成値算出部
６Ｅの第二の合成値の間に所定のズレを設けるな
らば、制御範囲内において前述のごとき良好な制
御特性が得られると共に、制御系全体の動作も安
定になることを確認した（ナイキストの安定条件
を満足する）。特に、制御系の安定性を確保しな
がら演算を簡単にするには、Qf＝３，Px＝３，
Ｌ＞Qf＋Pxにすると良いことも解つた。

第７図に制御系全体の安定性を考慮にいれた補
償器４の他のプログラム例を示す。ここでは、合
成値算出部における合成値の計算の仕方および準
備の個数と、制御信号作成部における合成値算出
部の合成値の利用の仕方を改良している。次に、
その動作について詳細に説明する（全体の構成は
第２図と同じであり、説明を省略する）。

〈回転誤差検出部７Ａ〉 (21) まず、演算器５は速度検出器３のフリツプ
フロツプ３５の出力信号ｑを入力し、信号ｑが
“Ｈ”となるのを待つている。すなわち、速度
検出器３が交流信号ａの（半）周期を検出し、
新しいデイジタル信号ｂを出力するのをモニタ
している。

(22) ｑが“Ｈ”になると、速度検出器３のデイ
ジタル信号ｂを読み込んで、デイジタル信号ｂ
に対応する速度検出値Ｓ（デイジタル値）に直
すと共に、リセツト信号ｒを所定時間“Ｈ”に
して速度検出器３のカウンタ３４とフリツプフ
ロツプ３５をリセツトする。

(23) 所定の基準値Srefから速度検出値Ｓを引い
て（Eo＝Sref−Ｓ）、その値EoをＲ倍し（Ｅ＝
Ｒ・Eo）、モータ１の現時点での回転誤差Ｅを
計算する。

〈カウント部７Ｂ〉 (24) Nx・Ｌをmod（法）として、新しい速度検
出値Ｓを得る毎に変数Ｉをカウントアツプして
いく。

〈制御信号作成部７Ｃ〉 (25) 後述する合成値算出手段によつて算出され
た最新の合成値Ｖ［Px］と現時点の回転誤差Ｅ
を加算合成し、制御信号値Ｙを計算する。すな
わち、Ｙ＝Ｅ＋Ｖ［Px］。

(26) 制御信号値ＹをＤ／Ａ変換器７に出力し、
Ｙの値に対応した直流的な電圧（制御信号）に
変換する。

〈更新保存部７Ｄ〉 (27) 後述する合成値算出手段によつて算出され
た古い合成値Ｖ［０］と現時点の回転誤差Ｅを
加算合成して更新値を計算し、カウント手段の
カウント値Ｉに対応したラム領域内のデイジタ
ル値Ｍ［Ｉ］を更新し（Ｍ［Ｉ］＝Ｅ＋Ｖ［０］）、
次の更新時まで格納保存する。

〈合成値算出部７Ｅ〉 (28) NxLをmodとしてカウント変数Ｉに１＋
PxQf（Pxは１以上で５以下の整数であり、Qf
は２以上の整数）を足した整数Ｊを計算する
［Ｊ＝Ｉ＋１＋Px＋Qx（mod NxL）］。レジス
タ変数Ｘ［ｍ＋１］の内容をＸ［ｍ］に順番に転
送し（ｍ＝０，１，２，…，2Qf−１）、ラム
領域内のNx個のデイジタル値群Ｍ［Ｊ−nL
（mod NxL）］（ｎ＝１，２，…，Nx）を次式
によつて計算した加算値をＸ［2Qf］に入れる。

Ｘ［2Qf］＝_Nx 〓ⁿ⁼¹ Wn・Ｍ［Ｊ−nL（mod NxL）］ ……(15) ここに、Wnの値は、(4)，(5)式および(6)式を満
たしている。すなわち、Ｘ［2Qf］からＸ［０］に
連続する2Qf＋１個の加算値（Ｌ間隔ずつ離れた
Nx個のデイジタル値から求めた加算値）を得て
いる。次に、レジスタ変数Ｖ［ｍ＋１］の内容を
Ｖ［ｍ］に順番に転送した後に（ｍ＝０，１，…，
Px−１）、Ｘ［ｍ］（ｍ＝０，１，…，2Qf）に所
定の正の比率Cm（ｍ＝０，１，…，2Qf）を掛け
た値を加算合成した最新の合成値を得てＶ［Px］
に入れる。すなわち、Ｖ［Px］からＶ［０］に連
続するPx＋１個の合成値を得ている。ここに、
比率Cmには(12)，(13)式の関係がある。その後に、
（２１）の動作に復帰する。

このとき、実質的にＶ［Px］を計算する時の(15)
式の整数ＪをJ1とし、実質的にＶ［０］を計算す
る時の(15)式の整数ＪをJ2とすると、J1＝J2＋Px
の関係がある。すなわち、Ｖ［Px］とＶ［０］の
間には整数Pxに対応したズレがある。すでに説
明したように、新しい速度検出値Ｓを得てカウン
ト部７Ｂのカウント値Ｉをインクリメントした後
に、Ｖ［Px］は制御信号作成部７Ｃにおいて使用
され、Ｖ［０］は更新保存部７Ｄにおいて使用さ
れる。

本実施例のように、合成値算出部７Ｅに加重平
均を取る演算および複数個の合成値を準備する演
算を挿入し、制御信号作成部７Ｃにおいて使用す
る合成値算出部７Ｅの第一の合成値と更新保存部
７Ｄにおいて使用する合成値算出部７Ｅの第二の
合成値の間に所定のズレを設けておくと、前述の
ごとき良好な制御特性が得られると共に、制御系
全体の動作も安定になる（ナイキストの安定条件
を満足する）。この場合も、制御系の安定性を確
保しながら演算を簡単にするには、Qf＝３，Px
＝３，Ｌ＞Qf＋Pxにすると良い。

なお、比率WnやCmによる演算は上記の形に
限られるものではなく、上記のプログラムの内容
を実現するものであればよく、各種の等価的な式
変形が可能であることは言うまでもない。また、
新しい回転誤差が得られた時に、最初に制御信号
作成手段による新しい制御信号の出力動作を行
い、その後に、合成値算出手段によつて次のサン
プリング時点で使用する合成値を計算するように
なすならば、合成値算出手段の演算時間を長くと
れると共に、制御信号の出力までの時間遅れを短
くできるので、制御系の安定性を確保し易い。

前述の各実施例では、速度検出器によつてモー
タの回転速度のみを検出するようにしたが、これ
以外にモータの回転位相を周知の位相検出器によ
つて検出し、その両者を合成して回転誤差として
もよく、本発明に含まれることは言うまでもな
い。また、補償器の出力をデイジタル信号や
PWM信号（パルス幅変調信号）にしたり、電力
増幅器の出力信号をPWM信号にしてもよい。ま
た、モータにブラシレス直流モータを用いても良
い。さらに、補償器を完全なハードウエアによつ
て構成し、前述のプログラムによる動作と同じ動
作を行わせるようにしてもよい。その他、本発明
の主旨を変えずして種々の変更が可能である。

発明の効果本発明のモータの速度制御装置は、特定の周波
数に於て極めて良好な制御特性を有し、かつ、そ
の他の周波数においても従来の制御特性とほぼ同
じであり、全体として負荷トルクの変動による回
転速度の変動が大幅に低減されている。従つて、
本発明に基づき、ビデオテープレコーダのキヤプ
スタンモータを構成するならば、磁気テープの走
行速度を極めて正確に制御でき、ワウ・フラツタ
の少ない高性能のビデオテープレコーダを得るこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は第２図の補償器の内蔵プログラムの一
例を表すフロー図、第２図は本発明の実施例の全
体の構成を表す構成図、第３図は第２図の速度検
出器の具体的な構成例を表す構成図、第４図は本
発明の実施例の制御ブロツクを表すブロツク図、
第５図は周波数伝達関数―Ｈ（jω）―の特性例を
表す特性図、第６図は本発明の補償器の内蔵プロ
グラムの他の例を表すフロー図、第７図は本発明
の補償器の内蔵プログラムの他の例を表すフロー
図、第８図は従来例の構成を示す構成図、第９図
は従来例の制御ブロツクを表すブロツク図、第１
０図は従来例の制御特性―Ｇ（jω）―を表す特性
図である。１……モータ、２……回転センサ、３……速度
検出器、４……補償器、５……演算器、６……メ
モリ、７……Ｄ／Ａ変換器、８……電力増幅器、
１０……負荷。

Claims

【特許請求の範囲】１モータ１の回転速度に応じた周期の交流信号
を生じる回転センサ２と、前記回転センサ２の交
流信号により前記モータ１の１回転当たり複数回
の検出を行う速度検出手段３と、前記速度検出手
段３の検出信号にもとづき演算・記憶して制御信
号を作り出す補償手段４と、前記補償手段４の制
御信号に応じた電力を前記モータ１に供給する電
力増幅手段８とを具備し、前記補償手段４は、前
記速度検出手段４の検出信号に応動した回転誤差
を得る回転誤差検出手段１Ａ，６Ａ，７Ａと、順
序づけられたNxL個（ここに、Nxは２以上の整
数で、Ｌは４以上の整数）のデイジタル値Ｍ［０］
からＭ［NxL−１］を格納するメモリ手段６と、
前記メモリ手段６のＬ間隔ずつ離れたNx個のデ
イジタル値を使つて合成計算される合成値を実質
的に算出する合成値算出手段１Ｅ，６Ｅ，７Ｅ
と、前記合成値算出手段１Ｅ，６Ｅ，７Ｅの合成
値と前記回転誤差検出手段１Ａ，６Ａ，７Ａの回
転誤差を演算合成した値に対応した更新値によつ
て前記メモリ手段６のデイジタル値を実質的に順
番に更新保存する更新保存手段１Ｄ，６Ｄ，７Ｄ
と、前記合成値算出手段１Ｅ，６Ｅ，７Ｅの合成
値と前記回転誤差検出手段１Ａ，６Ａ，７Ａの回
転誤差を演算合成して前記制御信号を作り出す制
御信号作成手段１Ｃ，６Ｃ，７Ｃとを有すること
を特徴とするモータの速度制御装置。２合成値算出手段１Ｅ，６Ｅ，７Ｅは、メモリ
手段６のデイジタル値Ｍ［Ｊ−nL（mod NxL）］
（ｎ＝１，２，…，Nx）（ここに、Ｊは整数）を
加算合成した値に実質的に対応した合成値を算出
するようになされたことを特徴とする特許請求の
範囲第１項記載のモータの速度制御装置。３Ｌをモータ１の１回転周期の整数倍に対応し
た値にしたことを特徴とする特許請求の範囲第１
項記載のモータの速度制御装置。４更新保存手段６Ｄは、合成値算出手段６Ｅの
合成値と回転誤差検出手段６Ａの回転誤差を加算
した加算値を求め、連続する複数個の前記加算値
にそれぞれ所定の正の比率を掛けた値を加算合成
した値を新しい更新値としてメモリ手段６のデイ
ジタル値に保存格納するようにしたことを特徴と
する特許請求の範囲第１項記載のモータの速度制
御装置。５制御信号作成手段６Ｃ，７Ｃにおいて利用さ
れる合成値算出手段６Ｅ，７Ｅの第一の合成値は
実質的にメモリ手段６のNx個のデイジタル値Ｍ
［J1−nL（mod NxL）］（ｎ＝１，２，…，Nx）
（ここに、J1は整数）を使つて計算され、更新保
存手段６Ｄ，７Ｄにおいて利用される前記合成値
算出手段６Ｅ，７Ｅの第二の合成値は実質的に前
記メモリ手段６の他のNx個のデイジタル値Ｍ［J2
−nL（mod NxL）］（ｎ＝１，２，…，Nx）（こ
こに、J2は整数）を使つて計算され、前記整数J1
とJ2の間にJ1＝J2＋Px（mod NxL）（ここに、
Pxは１以上で５以下の整数）の関係があること
を特徴とする特許請求の範囲第１項記載のモータ
の速度制御装置。６合成値算出手段７Ｅは、メモリ手段６のＬ間
隔ずつ離れたNx個のデイジタル値Ｍ［Ｊ−nL
（mod NxL）］（ｎ＝１，２，…，Nx）（ここに、
Ｊは整数）を加算合成した加算値を求め、さら
に、前記整数Ｊに関して連続する複数個の前記加
算値にそれぞれ所定の正の比率を掛けた値を加算
合成して合成値としたことを特徴とする特許請求
の範囲第１項記載のモータの速度制御装置。