JPH0519396B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ＜発明の技術分野＞ 本発明は、誘導電動機のベクトル制御装置、特
にパルス幅変調（PWM）方式トランジスタイン
バータによるベクトル制御装置に関する。

＜従来技術と問題点＞ 近年、誘導電動機の速応性を向上する制御方式
として、電動機の一次電流を励磁電流と二次電流
とに分けて制御し、二次磁束と二次電流ベクトル
を常に直交させることで直流機と同等の応答性を
得ようとするベクトル制御方式が提案されてい
る。

このようなベクトル制御方式として、電動機に
交流電力を供給する電力変換装置にPWM方式イ
ンバータを使つた電圧形ベクトル制御方式とし、
二次磁束分と二次電流分との間に互いの干渉分を
キヤンセルできる非干渉制御方式を本願出願人は
既に提案している（特開昭59−165982号）。この
概要を第１図を参照して以下に説明する。

電動機１にPWM方式トランジスタインバータ
２から電圧制御による一次電圧を供給して該電動
機１に磁束と二次電流とが互いに直交するよう制
御するにおいて、磁束の方向をα軸とし二次電流
の方向をα軸に直交するβ軸として指令値として
のα相一次電流i₁〓^*及びβ相一次電流i^* ₁〓から夫々
α相一次電圧e₁〓、β相一次電圧e₁〓^-の二相電圧信
号を得るのに、補正演算回路３によつて電動機１
のβ相一次電流i₁〓による磁束への干渉及びα相
一次電流i₁〓による二次電流への干渉を取除くよ
うにしている。この補正演算回路３によつてα相
一次電圧e₁〓、β相一次電圧e₁〓は、互いに非干渉
にした磁束、二次電流の指令信号になり、これら
信号は極座標法又は二軸法による相電圧演算回路
７によつてインバータ２の三相電圧指令信号e_a ^*、
e_b ^*、e_c ^*に変換される。

β相一次電流指令i₁〓^*は速度設定値v_s ^*と電動機
の速度検出器４の検出値ω_rとの突合せで速度調
節器５の出力として取出され、電源角周波数₀は
角周波数演算回路６によつて得る。また、相電圧
演算回路７における二相・三相変換に必要な正弦
波・余弦波信号sINω₀t、cosω₀tは電源角周波数
ω₀を使つて三角関数発生回路８から得るし、イ
ンバータ２におけるパルス幅変調に必要な搬送波
としての三角波信号T_riはω₀を使つて三角波発生
回路９から得る。１０はインバータ２に直流電力
を供給する整流器である。

このように、電動機の一次電圧をPWM方式イ
ンバータでベクトル制御する方式は、非干渉制御
のための補正演算することによつて、従来の電流
制御形ベクトル制御と異なり一次電圧をフイード
フオワード制御することになつて非常に応答性に
優れ、直流機以上の応答特性が確認されている。

しかし、この方式は一次電圧をオープンループ
で制御するため、トランジスタインバータ２のト
ランジスタ間のデツドタイムによる電圧減少分が
制御誤差となつて現われることがある。

＜発明の目的＞ 本発明は、トランジスタインバータのデツドタ
イムによつて生じる制御誤差を補償して制御性能
を向上したベクトル制御装置を提供することを目
的とする。

＜発明の概要＞ 本発明は二軸制御電圧信号e₁〓、e₁〓から極座標
に変換してさらに三相に変換する極座標法による
相電圧演算において、デツドタイムによる電圧降
下を演算して該演算結果を極座標一三相変換に加
算する補償をすることを特徴とする。

＜発明の原理的な説明＞ 第１図におけるインバータ２が第２図に示すよ
うにトランジスタTr₁〜Tr₆と帰還ダイオードD₁
〜D₆の並列回路をブリツジ接続にしたインバー
タ主回路２Ａを持つものにおいて、例えばトラン
ジスタTr₁とTr₂の上下アームの転流時に両トラ
ンジスタが同時に点弧状態になる期間が生じると
ターンオフロスが大きくなるため、ターンオフす
るトランジスタに対してターンオンするトランジ
スタをわずかに遅らせる制御がなされる。

いま、ａ相の出力電流iaが図示方向にある期間
を考えると、PWM波形に従つてトランジスタ
Tr₁からトランジスタTr₂に転流するにはトラン
ジスタTr₁のオフ時点でダイオードD₂が導通して
電流iaを流し続け、トランジスタTr₂の点弧を遅
らせるも何ら影響がない。逆に、トランジスタ
Tr₂からTr₁への転流はトランジスタTr₂がもとも
と非導通でダイオードD₂が導通しているため、
トランジスタTr₁がオンするまでは電動機１には
ダイオードD₂を通して負側電位から電流iaが流
れることになる。これは電流iaが図示とは逆方向
の期間についてもTr₁とTr₂、D₂とD₁を置換えて
同じ動作になる。

これら関係を第３図で説明する。位相制御角
の電流iaが第２図矢印方向の正期間Tpに制御電
圧信号e_aと三角波Tr₁との比較によるPWM波形
に従つてトランジスタTr₁とTr₂をオン・オフす
るのに、トランジスタTr₁とTr₂の接続点の電位
が正極性に変化するのにトランジスタTr₁の点弧
遅れ（デツドタイムT_d）だけ遅れる。逆に、電
流iaが負期間T_Nでは電位が負極性に変化するの
がトランジスタTr₂に設定するデツドタイムT_dだ
け遅れる。この遅れ分は同図ｄに示すように等価
的に幅T_dのパルス状電圧E_dが逆極性に加わつた
ものとなり、この電圧をフーリエ展開した基本波
分は本来出力しようとした電圧ea^*に対して逆極
性になるため基本波出力電圧を下げるように作用
する。このように、制御電圧信号e_a ^*、e_b ^*、e_c ^*
に対してトランジスタに設定するデツドタイムに
よる制御出力の低下が発生し、意図する制御出力
に誤差を発生する。

このデツドタイムT_dによつて生じる逆電圧の
平均値_DBは次の(1)、(2)から(3)式のようになる。

_DB＝E_d１／πQ_d（Ｐ−１）／２ ……(1) Q_d＝2π・T_d・ｆ ……(2) _DB＝E_d・T_d・（Ｐ−１）・ｆ ……(3) ここで、E_dはインバータ２の直流電圧、Ｐは
制御電圧信号（e_a ^*等）の１周期に対する三角波
Tr₁のパルス数、ｆは制御電圧信号の周波数であ
る。

次に、デツドタイムT_dの無い理想的な制御で
得られる基本波電圧e₁は次の(4)式で示される。

e₁＝Ed／２μsinωt ……(4) ここで、μは制御電圧信号（e_a ^*等）振幅と三
角波振幅の比になる制御率である。

この基本波電圧e₁に対して、デツドタイム電圧
e_DBは位相角（力率角）を考慮して次の(5)式に
なる。

e_DB＝π／２・E_d・T_d・（Ｐ−１）・ｆ・sin（ωt−ω
） ……(5) この式中、π・T_d・（Ｐ−１）・ｆ＝μ_dと置く
とインバータ出力電圧ｅ（基本波）は次の(7)、(8)
式になる。

ｅ＝e₁＋e_DB ……(6) ＝E_d／２｛μ・sinωt＋μ_d・sin（ωt−）｝ ……(7) ＝E_d／２√²＋² _d＋2・_d・sin（ωt
＋α） ……(8) 但し、α＝tan^-1μ_d・sinμ−μ_d・cos 上述までのことから、本発明はデツドタイム
T_dによつて減少する電圧e_DB（前述の(5)式）を予め
見込んで極座標から制御電圧信号（e_a ^*やe₁〓、
e₁〓）を補償することで正確な出力電圧を得る。

＜実施例＞ 第４図は、本発明の一実施例を示す要部回路図
である。極座標法による相電圧演算回路７Ａは、
制御電圧信号e₁〓、e₁〓から極座標に変換する極座
標変換回路１１と、この変換回路１１による電圧
E₁と位相角δから各相制御電圧信号e_a ^*、e_b ^*、e_c
^＊に変換するための極座標一三相変換回路１２と
を具える。ここで、変換回路１２は極座標一三相
変換にデツドタイム電圧E_DBによる補正を行なう。
このために、デツドタイム電圧演算器１３が設け
られる。

極座標変換回路１１の変換演算は E₁＝√² ₁〓＋² ₁〓 ……(9) δ＝ｔ−1an^-1e₁〓／e₁〓 ……(10) となる。また、デツドタイム電圧演算器１３の演
算は角周波数ω、三角波パルス数Ｐ、設定される
デツドタイムT_dから次の(11)式 E_DB＝π／２・E_d・T_d・（Ｐ−１）・ｆ ……(11) からデツドタイム電圧e_DBの大きさを求める。

そして、極座標一三相変換回路１２は各相につ
いてデツドタイム電圧e_DB分を加えた演算をする。
例えばａ相の制御電圧信号e_a ^*には次の演算で求
める。

e_a ^*＝e₁＋e_DB＝E₁sin（ωt＋δ） ＋E_DBsin（ωt＋δ−） ＝√₁ ²＋_DB ²＋
2E₁E_DBcos ・sin（ωt＋δ−α） ……(12) 但し、α＝tan^-1E_DBsin／E₁−E_DBcos ……(13) 第５図は本発明に基いた実験結果を示す特性図
である。トルク制御用電流設定値i₁〓に対して、
デツドタイム補償前のトルク特性T₁（実線で示
す）に比べてデツドタイム補償によるトルク特性
T₂（破線で示す）がトルク大の部分で直線性に優
れている。このトルク特性T₂では定格トルクT₀
の３倍程度にまでトルク指令i₁〓に対して直線的
に増加している。特性ｆは出力周波数を示し、特
性Vaは補償前のａ相出力電圧、Va′は補償後の
出力電圧を示す。なお、デツドタイムT_dは35μs
とした。

なお、実施例において、力率が良い場合には前
述の(8)又は(12)式におけるcos＝１として ｅ＝E_d／２（μ＋μ_d）sinωt による演算から求めても良い。

＜発明の効果＞ 本発明によれば、PWM方式トランジスタイン
バータによるベクトル制御において、トランジス
タのデツドタイムによる電圧降下を補償して制御
性能を向上できる効果がある。特に、本発明では
負荷になる誘導電動機によつて負荷力率が変化す
る場合にも正確に補償でき、さらにデツドバンド
の影響が大きくなる基本波成分に着目した補償に
よつて極座標上での補償ができ、補償回路を簡単
にする効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は非干渉制御のベクトル制御方式構成
図、第２図はトランジスタインバータの主回路
図、第３図はデツドタイムによる誤差分を説明す
るための波形図、第４図は本発明の一実施例を示
す要部回路図、第５図は本発明に基いた実験結果
を示す特性図である。 ２……インバータ、３……補償回路、７，７Ａ
……相電圧演算回路、８……三角関数発生回路、
９……三角波発生回路、１１……極座標変換回
路、１２……極座標一三相変換回路、１３……デ
ツドタイム電圧演算器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 誘導電動機の二次磁束と二次電流の制御電圧
   信号e₁〓、e₁〓を電圧E₁と位相角δの極座標に変換
   し、この極座標から各相制御電圧信号e_a ^*、e_b ^*、
   e_c ^*への極座標−三相変換し、該各相制御電圧信
   号をパルス幅変調方式トランジスタインバータの
   制御電圧信号にする誘導電動機のベクトル制御装
   置において、 上記トランジスタインバータに設定するデツド
   タイムT_dによる制御電圧降下分e_DBの大きさE_DBを
   次式 E_DB＝π／２E_d・T_d・（Ｐ−１）・ｆ E_d；インバータの直流電圧 Ｐ；三角波パルス数 ｆ；制御電圧信号の周波数 に従つて求めるデツドタイム電圧演算器を設け、 上記極座標−三相変換は各相制御電圧信号e_a ^*、
   e_b ^*、e_c ^*に制御電圧降下分e_DBを加算した次式 ea＝√₁ ²＋_DB ²＋2_{1 DB} ・sin（ωt＋δ−α） α＝tan^-1E_DBsinφ／E₁−E_DBcosφ φ：力率角 から求めることを特徴とする誘導電動機のベクト
   ル制御装置。