JPH0573087B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0573087B2 JPH0573087B2 JP10353685A JP10353685A JPH0573087B2 JP H0573087 B2 JPH0573087 B2 JP H0573087B2 JP 10353685 A JP10353685 A JP 10353685A JP 10353685 A JP10353685 A JP 10353685A JP H0573087 B2 JPH0573087 B2 JP H0573087B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- differential
- differential amplifier
- unbalanced
- circuit
- transistors
- Prior art date
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- Expired - Lifetime
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Description
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明はアンバランス・バランス変換回路に関
し、特に高周波トランジスタ回路や高周波IC回
路において使用されるアンバランス・バランス変
換回路に関する。
し、特に高周波トランジスタ回路や高周波IC回
路において使用されるアンバランス・バランス変
換回路に関する。
従来技術
高周波信号の伝送にはアンバランスモードが一
般的である。一方、トランジスタ回路やIC回路
において、２つの高周波信号の混合を行つたり、
入力信号の２倍波を作りだす逓倍を行なう場合に
は、入力信号を一度バランスモードに変換した後
に、これらの作用を行なう回路に加えることが行
なわれる。そのためには、ハイブリツドトランス
等を用意してアンバランスモードの信号をバラン
スモードの信号に変換した後に、トランジスタ回
路またはIC回路に加えることが考えられる。し
かしながら、ハイブリツドトランスは大型でかつ
価格も高いので、トランジスタ回路またはIC回
路自体でアンバランス・バランス変換を行なうこ
とが望ましい。
般的である。一方、トランジスタ回路やIC回路
において、２つの高周波信号の混合を行つたり、
入力信号の２倍波を作りだす逓倍を行なう場合に
は、入力信号を一度バランスモードに変換した後
に、これらの作用を行なう回路に加えることが行
なわれる。そのためには、ハイブリツドトランス
等を用意してアンバランスモードの信号をバラン
スモードの信号に変換した後に、トランジスタ回
路またはIC回路に加えることが考えられる。し
かしながら、ハイブリツドトランスは大型でかつ
価格も高いので、トランジスタ回路またはIC回
路自体でアンバランス・バランス変換を行なうこ
とが望ましい。
ここで、アンバランス・バランス変換器の１対
の出力端子には、高周波グラウンドとの間にレベ
ルが等しく位相が180度異なる信号が得られるこ
とが望ましい。またその特性が実現できる周波数
帯域が広いことが望ましく、更には歪の発生、
NF（雑音指数）の劣化を防ぐためには、入出力
端子間のレベル差が小さいことが望まれる。
の出力端子には、高周波グラウンドとの間にレベ
ルが等しく位相が180度異なる信号が得られるこ
とが望ましい。またその特性が実現できる周波数
帯域が広いことが望ましく、更には歪の発生、
NF（雑音指数）の劣化を防ぐためには、入出力
端子間のレベル差が小さいことが望まれる。
上述したハイブリツドトランスでは上記第１及
び第３の要求に答えられるが、第２の広帯域性の
要求（中心周波数を高くしたバンドパス型とする
ことは可能）を満足しない。
び第３の要求に答えられるが、第２の広帯域性の
要求（中心周波数を高くしたバンドパス型とする
ことは可能）を満足しない。
一方、トランジスタ回路やIC回路による従来
のエミツタ結合型差動増幅器を用いたアンバラン
ス・バランス回路を第３図及び第４図に示す。第
１の例である第３図の回路では、差動増幅器の利
得が大で第３の要求を満足しない。第２の例であ
る第４図の回路の様に抵抗２５，２６によりエミ
ツタ電流帰還をかけると、差動増幅器の利得は低
下するが２出力間のレベル差が大となり第１の要
求を満足しない。つまり差動出力の一方である
OUT−１（63）に得られる高周波信号レベルの方
が他方の出力であるOUT−２（64）に得られる高
周波信号レベルより大となつてしまう。エミツタ
結合型差動増幅器を用いたアンバランス・バラン
ス変換回路では、その周波数特性はローパス型で
あり高い周波数で利得の低下が生じるため第３図
の回路も第４図の回路も周波数特性が悪い。特に
第３図の回路では、差動増幅器に電流帰還がかか
つておらず、周波数特性が悪いという欠点を有し
ている。
のエミツタ結合型差動増幅器を用いたアンバラン
ス・バランス回路を第３図及び第４図に示す。第
１の例である第３図の回路では、差動増幅器の利
得が大で第３の要求を満足しない。第２の例であ
る第４図の回路の様に抵抗２５，２６によりエミ
ツタ電流帰還をかけると、差動増幅器の利得は低
下するが２出力間のレベル差が大となり第１の要
求を満足しない。つまり差動出力の一方である
OUT−１（63）に得られる高周波信号レベルの方
が他方の出力であるOUT−２（64）に得られる高
周波信号レベルより大となつてしまう。エミツタ
結合型差動増幅器を用いたアンバランス・バラン
ス変換回路では、その周波数特性はローパス型で
あり高い周波数で利得の低下が生じるため第３図
の回路も第４図の回路も周波数特性が悪い。特に
第３図の回路では、差動増幅器に電流帰還がかか
つておらず、周波数特性が悪いという欠点を有し
ている。
尚、第３図及び第４図において同等部分は同一
符号により示しており、１，２は差動トランジス
タ、２１，２２はコレクタ抵抗、３７〜４０はベ
ースバイアス抵抗、４１は電流源抵抗、５１はバ
イパスコンデンサ、５２は高周波接地用コンデン
サ、６１はアンバランス入力である。
符号により示しており、１，２は差動トランジス
タ、２１，２２はコレクタ抵抗、３７〜４０はベ
ースバイアス抵抗、４１は電流源抵抗、５１はバ
イパスコンデンサ、５２は高周波接地用コンデン
サ、６１はアンバランス入力である。
発明の目的
本発明は、周波数特性が良好で利得が小さく出
力バランス度も良好なアンバランス・バランス変
換回路を提供することを目的としいてる。
力バランス度も良好なアンバランス・バランス変
換回路を提供することを目的としいてる。
発明の構成
本発明によるアンバランス・バランス変換回路
は、エミツタ電流帰還がかけられた第１の差動増
幅器と、この第１の差動増幅器の差動出力を差動
入力としコレクタ・ベース間に電圧帰還がかけら
れた第２の差動増幅器とを有し、第１の差動増幅
器の差動入力の一方にアンバランス入力信号を印
加すると共に他方を交流的に接地し、第２の差動
増幅器の差動出力にバランス信号を導出するよう
にした構成である。
は、エミツタ電流帰還がかけられた第１の差動増
幅器と、この第１の差動増幅器の差動出力を差動
入力としコレクタ・ベース間に電圧帰還がかけら
れた第２の差動増幅器とを有し、第１の差動増幅
器の差動入力の一方にアンバランス入力信号を印
加すると共に他方を交流的に接地し、第２の差動
増幅器の差動出力にバランス信号を導出するよう
にした構成である。
実施例
以下、図面を用いて本発明の実施例を説明す
る。
る。
第１図は本発明の実施例の回路図であり、第
３，４図と同等部分は同一符号により示してい
る。
３，４図と同等部分は同一符号により示してい
る。
トランジスタ３，４，８、抵抗２７，２８，３
２からなる第２の差動増幅器においては、トラン
ジスタ３，４のそれぞれのコレクタからベースへ
トランジスタ５，６、抵抗２９，３０によつて電
圧帰還がかけられている。このため第２の差動増
幅器の周波数特性は広くかつ利得も小さい。利得
は小さいが、差動トランジスタ３，４のエミツタ
には直列にエミツタ抵抗が入つていないため入力
バランス信号にかなりのアンバランスがあつても
出力信号のバランス性は大幅に改善される。
２からなる第２の差動増幅器においては、トラン
ジスタ３，４のそれぞれのコレクタからベースへ
トランジスタ５，６、抵抗２９，３０によつて電
圧帰還がかけられている。このため第２の差動増
幅器の周波数特性は広くかつ利得も小さい。利得
は小さいが、差動トランジスタ３，４のエミツタ
には直列にエミツタ抵抗が入つていないため入力
バランス信号にかなりのアンバランスがあつても
出力信号のバランス性は大幅に改善される。
さらに、電圧帰還の効果として入力の等価抵抗
が低下しているので、第１の差動増幅器の各トラ
ンジスタ１，２のコレクタに低い高周波抵抗の負
荷を付けたものと等価となり、第１の差動増幅器
のコレクタ負荷抵抗とコレクタ容量とにより決定
される時定数を小さくすることができ、第１の作
動増幅器の周波数特性も改善される。
が低下しているので、第１の差動増幅器の各トラ
ンジスタ１，２のコレクタに低い高周波抵抗の負
荷を付けたものと等価となり、第１の差動増幅器
のコレクタ負荷抵抗とコレクタ容量とにより決定
される時定数を小さくすることができ、第１の作
動増幅器の周波数特性も改善される。
一方、第１の差動増幅器はトランジスタ１，
２，７、抵抗２１，２２，２５，２６，３１から
なつており、この差動段ではトランジスタ１，２
のエミツタに直列に抵抗２５，２６が挿入されて
いる。このため、負荷に等価的に高周波抵抗が低
い負荷が接続されたこととあいまつて広帯域の周
波数特性と低い利得とが実現される。
２，７、抵抗２１，２２，２５，２６，３１から
なつており、この差動段ではトランジスタ１，２
のエミツタに直列に抵抗２５，２６が挿入されて
いる。このため、負荷に等価的に高周波抵抗が低
い負荷が接続されたこととあいまつて広帯域の周
波数特性と低い利得とが実現される。
トランジスタ１のベースには容量５１を介して
入力端子６１に接続されており、ここよりアンバ
ランスモードの高周波信号を入力する。トランジ
スタ２のベースは容量５２により高周波的に接地
されている。入力端子６１に加えられたアンバラ
ンス高周波信号は第１の差動増幅器である程度バ
ランスモードに変換されるが、第１の差動増幅器
はエミツタ抵抗２５，２６が存在するためコレク
タ抵抗２１，２２に得られる出力レベルには差が
存在する。
入力端子６１に接続されており、ここよりアンバ
ランスモードの高周波信号を入力する。トランジ
スタ２のベースは容量５２により高周波的に接地
されている。入力端子６１に加えられたアンバラ
ンス高周波信号は第１の差動増幅器である程度バ
ランスモードに変換されるが、第１の差動増幅器
はエミツタ抵抗２５，２６が存在するためコレク
タ抵抗２１，２２に得られる出力レベルには差が
存在する。
このレベルの差は第２の差動増幅器で均一化さ
れて同一レベルで180°位相の異つた信号が出力端
子対６３，６４に得られる。
れて同一レベルで180°位相の異つた信号が出力端
子対６３，６４に得られる。
トランジスタ９と抵抗３３，３４とからなるバ
イアス回路は、定電流回路を構成するトランジス
タ７，８のベース電圧にバイアスを加えている。
トランジスタ１，２のベースバイアスには、トラ
ンジスタ１０，１１、抵抗３５，３６からなるブ
リーダ回路で決定された電圧が抵抗２３，２４を
通して加えられている。このバイアスの加え方に
よつて、第３図の抵抗３７，３８，３９，４０か
らなるバイアス回路よりも、抵抗値の変動により
生ずるオフセツト電圧の発生が小さい。モノリシ
ツクICでは抵抗の精度が十分高く実現できない
ので、本回路を容量５１，５２を除いてモノリシ
ツクIC化する場合により適したバイアス供給回
路となるものである。
イアス回路は、定電流回路を構成するトランジス
タ７，８のベース電圧にバイアスを加えている。
トランジスタ１，２のベースバイアスには、トラ
ンジスタ１０，１１、抵抗３５，３６からなるブ
リーダ回路で決定された電圧が抵抗２３，２４を
通して加えられている。このバイアスの加え方に
よつて、第３図の抵抗３７，３８，３９，４０か
らなるバイアス回路よりも、抵抗値の変動により
生ずるオフセツト電圧の発生が小さい。モノリシ
ツクICでは抵抗の精度が十分高く実現できない
ので、本回路を容量５１，５２を除いてモノリシ
ツクIC化する場合により適したバイアス供給回
路となるものである。
第２図は本発明を用いたアナログ乗算器の一実
施例である。図において、端子６１にキヤリア周
波数である高周波信号をアンバランスモードで加
え、端子６５，６６には低周波信号をバランスモ
ードで加える。トランジスタ１〜７のアンバラン
ス・バランス変換回路によつて入力の高周波信号
はレベルがそろいかつ位相が180°異なるバランス
モード信号となつてトランジスタ５，６のエミツ
タに得られる。
施例である。図において、端子６１にキヤリア周
波数である高周波信号をアンバランスモードで加
え、端子６５，６６には低周波信号をバランスモ
ードで加える。トランジスタ１〜７のアンバラン
ス・バランス変換回路によつて入力の高周波信号
はレベルがそろいかつ位相が180°異なるバランス
モード信号となつてトランジスタ５，６のエミツ
タに得られる。
トランジスタ７４〜７９は双差動増幅回路を構
成しており、上記バランス信号と端子６５，６６
に加えられるバランス信号との乗算信号が端子６
７，６８に得られる。トランジスタ７４〜７９で
構成された双差動増幅回路自体のバランス度が十
分高い場合においても、加えられる信号のバラン
ス度が悪い場合には十分高いキヤリア抑圧度が実
現できない。
成しており、上記バランス信号と端子６５，６６
に加えられるバランス信号との乗算信号が端子６
７，６８に得られる。トランジスタ７４〜７９で
構成された双差動増幅回路自体のバランス度が十
分高い場合においても、加えられる信号のバラン
ス度が悪い場合には十分高いキヤリア抑圧度が実
現できない。
第２図では、トランジスタ１，２による差動段
でバランス信号を作つた後にさらにトランジスタ
３，４による差動段でそのバランス度を改善して
いるため、アナログ乗算器全体として見た場合に
キヤリア抑圧度が十分高くなる。また第３図のア
ンバランス・バランス変換回路を用いた場合に比
較して、アンバランス・バランス変換回路の利得
が小さいため、入力端子６１の適正レベルが高く
なり、よつて雑音の混入が少なくなる。またアン
バランス・バランス変換回路の周波数特性が広い
ためより高いキヤリア周波数での利用が可能であ
る。
でバランス信号を作つた後にさらにトランジスタ
３，４による差動段でそのバランス度を改善して
いるため、アナログ乗算器全体として見た場合に
キヤリア抑圧度が十分高くなる。また第３図のア
ンバランス・バランス変換回路を用いた場合に比
較して、アンバランス・バランス変換回路の利得
が小さいため、入力端子６１の適正レベルが高く
なり、よつて雑音の混入が少なくなる。またアン
バランス・バランス変換回路の周波数特性が広い
ためより高いキヤリア周波数での利用が可能であ
る。
トランジスタ３，４のエミツタ電流を抵抗８
１，８２を通じ定電流回路のトランジスタ７のベ
ースに帰還しており、トランジスタ５，６のエミ
ツタ電圧が安定に得られる。トランジスタ７６〜
７９のセンタ電位が上述の理由で安定に保たれる
うえにその電位はトランジスタ５，６のベース・
エミツタ電位分の電圧降下を受けており、その分
トランジスタ７６〜７９のベース・コレクタ間電
位を大としている。
１，８２を通じ定電流回路のトランジスタ７のベ
ースに帰還しており、トランジスタ５，６のエミ
ツタ電圧が安定に得られる。トランジスタ７６〜
７９のセンタ電位が上述の理由で安定に保たれる
うえにその電位はトランジスタ５，６のベース・
エミツタ電位分の電圧降下を受けており、その分
トランジスタ７６〜７９のベース・コレクタ間電
位を大としている。
双差動増幅器の高周波動作のためには、コレク
タ・ベース間容量が大きくなる。コレクタ・ベー
ス電圧の小さな範囲の使用はさけるべきであり、
トランジスタ５，６のエミツタ出力を用いている
が、これによりアナログ乗算器としての高周波動
作を改善しているのである。
タ・ベース間容量が大きくなる。コレクタ・ベー
ス電圧の小さな範囲の使用はさけるべきであり、
トランジスタ５，６のエミツタ出力を用いている
が、これによりアナログ乗算器としての高周波動
作を改善しているのである。
発明の効果
以上説明したように、本発明はエミツタ電流帰
還をかけた差動増幅器の出力に電圧帰還のかかつ
た差動増幅器を縦続接続することによつて、アン
バランス・バランス変換器の周波数特性を広く、
利得を小さくかつ出力バランス度を良くできる効
果がある。
還をかけた差動増幅器の出力に電圧帰還のかかつ
た差動増幅器を縦続接続することによつて、アン
バランス・バランス変換器の周波数特性を広く、
利得を小さくかつ出力バランス度を良くできる効
果がある。
また、双差動増幅器と組み合せて全体をモノリ
シツクICとして実現したアナログ乗算器回路に
おいては、高周波でのバランスの良い信号が双差
動増幅器に加えられるため、高い周波数でキヤリ
アリークの少ないかつ変調のリニアリテイの良好
なアナログ乗算器が実現できる効果がある。
シツクICとして実現したアナログ乗算器回路に
おいては、高周波でのバランスの良い信号が双差
動増幅器に加えられるため、高い周波数でキヤリ
アリークの少ないかつ変調のリニアリテイの良好
なアナログ乗算器が実現できる効果がある。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２
図は本発明をアナログ乗算器に応用した場合の回
路図、第３図及び第４図は従来のアンバランス・
バランス変換回路を示す回路図である。 主要部分の符号の説明、１〜１１，７０〜７９
……トランジスタ、２１〜４１，８１〜９５……
抵抗、５１〜５３……コンデンサ。
図は本発明をアナログ乗算器に応用した場合の回
路図、第３図及び第４図は従来のアンバランス・
バランス変換回路を示す回路図である。 主要部分の符号の説明、１〜１１，７０〜７９
……トランジスタ、２１〜４１，８１〜９５……
抵抗、５１〜５３……コンデンサ。
Claims (1)
- １ エミツタ電流帰還がかけられた第１の差動増
幅器と、この第１の差動増幅器の差動出力を差動
入力としコレクタ・ベース間に電圧帰還がかけら
れた第２の差動増幅器とを有し、前記第１の差動
増幅器の差動入力の一方にアンバランス入力信号
を印加すると共に他方を交流的に接地し、前記第
２の差動増幅器の差動出力にバランス信号を導出
するようにしたことを特徴とするアンバランス・
バランス変換回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10353685A JPS61261914A (ja) | 1985-05-15 | 1985-05-15 | アンバランス・バランス変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10353685A JPS61261914A (ja) | 1985-05-15 | 1985-05-15 | アンバランス・バランス変換回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61261914A JPS61261914A (ja) | 1986-11-20 |
| JPH0573087B2 true JPH0573087B2 (ja) | 1993-10-13 |
Family
ID=14356574
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10353685A Granted JPS61261914A (ja) | 1985-05-15 | 1985-05-15 | アンバランス・バランス変換回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61261914A (ja) |
-
1985
- 1985-05-15 JP JP10353685A patent/JPS61261914A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61261914A (ja) | 1986-11-20 |
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