JPH0586082B2 - - Google Patents
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- JPH0586082B2 JPH0586082B2 JP56113354A JP11335481A JPH0586082B2 JP H0586082 B2 JPH0586082 B2 JP H0586082B2 JP 56113354 A JP56113354 A JP 56113354A JP 11335481 A JP11335481 A JP 11335481A JP H0586082 B2 JPH0586082 B2 JP H0586082B2
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- JP
- Japan
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- circuit
- nonlinear
- output
- distortion
- nonlinear distortion
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Description
【発明の詳細な説明】
この発明は非線形歪み除去回路、特に進行波管
増幅器等（以下TWTと略称する）による非線形
歪みの除去回路に関する。
増幅器等（以下TWTと略称する）による非線形
歪みの除去回路に関する。
マイクロ波帯のデイジタル通信は衛星方式、地
上方式を問わず周波数帯の有効利用の観点から、
より高密度な伝送方式で運用されることが義務付
けられる。
上方式を問わず周波数帯の有効利用の観点から、
より高密度な伝送方式で運用されることが義務付
けられる。
すなわち、1979年の〔インタナシヨナル
（International） コンフアレンス
（Conference） オン（on） コムニケーシヨン
ズ（Communications）〕（ICC′79）のコンフアレ
ンスレコードの48.4.1ページから48.4.6ページに
配載されている“キヤラクタリスチツクス
（Characteristics） オブ（of） ア（ａ） ハ
イ（High） キヤパシテイ（Capacity） 16
キユエイエム（QAM） デイジタル（Digital）
ラヂオ（Radio） システム（System） オ
ン（on） ア（ａ） マルチパス（Multipath）
フエーデイング（Fading） チヤネル
（Channel）”や同じく1979年のナシヨナル
（National） テレコムニケーシヨンズ
（Telecommunications） コンフアレンス
（Conference）（NTC'79）のコンフアレンス・レ
コードの35.4.1〜35.4.3ページ記載の“デイスト
ーシヨン（Distortion） アナリシイス
（Analysis） オフ（of） 64キユ・エイ・エム
（QAM）”でも分かるように多値の直交振幅変調
（QAM）が用いられることになる。この時、問
題になるのが送信増幅器TWTの非線形歪みであ
り、この歪みによりQAM信号は歪められてしま
うわけである。TWTの非線形歪みは、各TWT
によつて微妙に異なるが一つの範疇を形成してい
る。すなわち振幅飽和特性（AM／AM変換）と
入力レベルｘに対応した出力の位相回転θ（ｘ）
特性（AM／PM変換）で特徴付けられる。従つ
て、この種の歪みはかなりの程度まで比較的簡単
な回路で一般的に補償することが可能である。
（International） コンフアレンス
（Conference） オン（on） コムニケーシヨン
ズ（Communications）〕（ICC′79）のコンフアレ
ンスレコードの48.4.1ページから48.4.6ページに
配載されている“キヤラクタリスチツクス
（Characteristics） オブ（of） ア（ａ） ハ
イ（High） キヤパシテイ（Capacity） 16
キユエイエム（QAM） デイジタル（Digital）
ラヂオ（Radio） システム（System） オ
ン（on） ア（ａ） マルチパス（Multipath）
フエーデイング（Fading） チヤネル
（Channel）”や同じく1979年のナシヨナル
（National） テレコムニケーシヨンズ
（Telecommunications） コンフアレンス
（Conference）（NTC'79）のコンフアレンス・レ
コードの35.4.1〜35.4.3ページ記載の“デイスト
ーシヨン（Distortion） アナリシイス
（Analysis） オフ（of） 64キユ・エイ・エム
（QAM）”でも分かるように多値の直交振幅変調
（QAM）が用いられることになる。この時、問
題になるのが送信増幅器TWTの非線形歪みであ
り、この歪みによりQAM信号は歪められてしま
うわけである。TWTの非線形歪みは、各TWT
によつて微妙に異なるが一つの範疇を形成してい
る。すなわち振幅飽和特性（AM／AM変換）と
入力レベルｘに対応した出力の位相回転θ（ｘ）
特性（AM／PM変換）で特徴付けられる。従つ
て、この種の歪みはかなりの程度まで比較的簡単
な回路で一般的に補償することが可能である。
今、送信信号の帯域制限をTWTの前では行な
わない場合を考えると、非線形の影響を帯域制限
の影響から分離して考えることができるので、送
信側でも受信側でもこの歪みの様子を正しく観測
することができる。
わない場合を考えると、非線形の影響を帯域制限
の影響から分離して考えることができるので、送
信側でも受信側でもこの歪みの様子を正しく観測
することができる。
この考えに従つて、従来からプリセツト形の非
線形歪み補償回路が種々提案されてきているが、
この回路を最も望ましい動作状態へ自動的に導く
自動追従形の回路は電子通信学会の通信方式研究
会の資料CS78−201の“自動追従形複素合成ブリ
デイストーシヨンによるTWT非線形補償の検
討”に前例を見る程度である。この例はマイクロ
波帯SSB通信用に開発されたものなのでデイジタ
ル伝送にはあまりふさわしいものではない。
線形歪み補償回路が種々提案されてきているが、
この回路を最も望ましい動作状態へ自動的に導く
自動追従形の回路は電子通信学会の通信方式研究
会の資料CS78−201の“自動追従形複素合成ブリ
デイストーシヨンによるTWT非線形補償の検
討”に前例を見る程度である。この例はマイクロ
波帯SSB通信用に開発されたものなのでデイジタ
ル伝送にはあまりふさわしいものではない。
この発明の目的はデイジタル伝送に適した非線
形歪み除去回路を提供することにある。
形歪み除去回路を提供することにある。
この発明によれば入力信号を奇関数入出力特性
回路と可変複素係数回路とを通過させ、前記入力
信号と加算して複素合成歪み特性を発生する非線
形歪み補正回路を非線形素子の前ないし後に置
き、非線形歪みを相殺する方式に於いて、前記非
線形歪み補正回路と前記非線形素子とを通過した
後での前記入力信号の本来の値からの変化を抽出
する変化抽出回路と、前記可変複素係数に摂動を
与える発振器と、前記変化抽出回路出力と前記発
振器出力との相関をとる相関器とを備え、前記相
関器出力極性とは逆方向に前記可変複素係数を変
化させることにより、前記非線形素子の歪みを前
記非線形歪み補正回路により相殺するようにした
ことを特徴とする非線形歪み除去路が得られる。
回路と可変複素係数回路とを通過させ、前記入力
信号と加算して複素合成歪み特性を発生する非線
形歪み補正回路を非線形素子の前ないし後に置
き、非線形歪みを相殺する方式に於いて、前記非
線形歪み補正回路と前記非線形素子とを通過した
後での前記入力信号の本来の値からの変化を抽出
する変化抽出回路と、前記可変複素係数に摂動を
与える発振器と、前記変化抽出回路出力と前記発
振器出力との相関をとる相関器とを備え、前記相
関器出力極性とは逆方向に前記可変複素係数を変
化させることにより、前記非線形素子の歪みを前
記非線形歪み補正回路により相殺するようにした
ことを特徴とする非線形歪み除去路が得られる。
次にこの発明について図面を参照して詳細に説
明する。
明する。
第１図は従来から一般に用いられている非線形
歪み補正回路のブロツク図を示し、第２図は第１
図の回路の動作説明図である。
歪み補正回路のブロツク図を示し、第２図は第１
図の回路の動作説明図である。
第１図は奇関数入出力特性回路１０（例えば３
乗非線形素子）、可変複素係数回路を構成する可
変位相推移器１１、可変減衰器１２および加算器
１３とから成つている。
乗非線形素子）、可変複素係数回路を構成する可
変位相推移器１１、可変減衰器１２および加算器
１３とから成つている。
入力端子１００への入力ｘを第２図のベクトル
２００とする。可変減衰器１２の出力は第２図の
ベクトル２０８のように位相推移器１１の移相量
φ〔rad〕によつて例えばベクトル２０１，２０
２および２０３のように変化する。加算器１３の
出力γはベクトル２００とベクトル２０８のベク
トル和２０７であるからそれぞれベクトル２０
４，２０５および２０６のようになる。ベクトル
２０８のベクトル２００に対する相対的長さは奇
関数入出力特性回路１０の特性ｆ（ｘ）に左右さ
れるが一般にｆ（ｘ）＝｛ax＋bx3＋cx5……｝α
（ｂ，ｃ≠０）の形をしているとすれば入力ｘが
大きくなるに従つて相対的にベクトル２０８が伸
びる。従つて入出力位相差θaは増大し、相対出
力振幅は０＜φ＜π／２の範囲で増大する。第３図 は第１図の回路の入出力特性を示したもので、曲
線３０１が振幅特性、曲線３０２が位相特性をそ
れぞれ示している。この特性はTWTの入出力特
性の逆特性の形をしている。
２００とする。可変減衰器１２の出力は第２図の
ベクトル２０８のように位相推移器１１の移相量
φ〔rad〕によつて例えばベクトル２０１，２０
２および２０３のように変化する。加算器１３の
出力γはベクトル２００とベクトル２０８のベク
トル和２０７であるからそれぞれベクトル２０
４，２０５および２０６のようになる。ベクトル
２０８のベクトル２００に対する相対的長さは奇
関数入出力特性回路１０の特性ｆ（ｘ）に左右さ
れるが一般にｆ（ｘ）＝｛ax＋bx3＋cx5……｝α
（ｂ，ｃ≠０）の形をしているとすれば入力ｘが
大きくなるに従つて相対的にベクトル２０８が伸
びる。従つて入出力位相差θaは増大し、相対出
力振幅は０＜φ＜π／２の範囲で増大する。第３図 は第１図の回路の入出力特性を示したもので、曲
線３０１が振幅特性、曲線３０２が位相特性をそ
れぞれ示している。この特性はTWTの入出力特
性の逆特性の形をしている。
問題はパラメータα，φをいかに選べば任意の
TWT特性の逆特性を近似できるかと言うことに
なる。
TWT特性の逆特性を近似できるかと言うことに
なる。
今、ｘなる入力に対し、TWTの非線形歪みに
より ｆ（ｘ）＝ｘ＋η・｜ｘ｜2・ｘ なるｆ（ｘ）が出力されるとする。これは実際の
TWT非線形歪みの良い近似である。ここでηは η＝α′・ej〓′ なる複素数である。またｆ（ｘ）の第２項は第１
項に比較して通常 ｜ｘ｜》｜η・｜ｘ｜2・ｘ｜ である。
より ｆ（ｘ）＝ｘ＋η・｜ｘ｜2・ｘ なるｆ（ｘ）が出力されるとする。これは実際の
TWT非線形歪みの良い近似である。ここでηは η＝α′・ej〓′ なる複素数である。またｆ（ｘ）の第２項は第１
項に比較して通常 ｜ｘ｜》｜η・｜ｘ｜2・ｘ｜ である。
デジタル信号ＸをTWTへ入力すると、その出
力は上に述べたように ｆ（Ｘ）＝Ｘ＋η・｜Ｘ｜2・Ｘ この信号を ｇ（ｘ）＝ｘ＋ξ・｜ｘ｜2・ｘ（ζ＝α・ej〓） なる特性を持つた非線形歪み補正回路に通すとそ
の出力C0は Co＝Ｘ＋η｜Ｘ｜2・Ｘ＋ζ｛（Ｘ＋η｜Ｘ｜2・
Ｘ）2・（Ｘ＋η｜Ｘ｜2・Ｘ）｝ 〓Ｘ＋η｜Ｘ｜2・Ｘ＋ζ｜Ｘ｜2・Ｘ ＝Ｘ＋（η＋ζ）｜Ｘ｜2・Ｘ よつてC0の本来の信号の値Ｘに対する誤差Ｅ
は Ｅ＝C0−Ｘ＝（η＋ζ）｜Ｘ｜2・Ｘ となる。この式よりη＝−ζとすることによりＥ
＝０となる。
力は上に述べたように ｆ（Ｘ）＝Ｘ＋η・｜Ｘ｜2・Ｘ この信号を ｇ（ｘ）＝ｘ＋ξ・｜ｘ｜2・ｘ（ζ＝α・ej〓） なる特性を持つた非線形歪み補正回路に通すとそ
の出力C0は Co＝Ｘ＋η｜Ｘ｜2・Ｘ＋ζ｛（Ｘ＋η｜Ｘ｜2・
Ｘ）2・（Ｘ＋η｜Ｘ｜2・Ｘ）｝ 〓Ｘ＋η｜Ｘ｜2・Ｘ＋ζ｜Ｘ｜2・Ｘ ＝Ｘ＋（η＋ζ）｜Ｘ｜2・Ｘ よつてC0の本来の信号の値Ｘに対する誤差Ｅ
は Ｅ＝C0−Ｘ＝（η＋ζ）｜Ｘ｜2・Ｘ となる。この式よりη＝−ζとすることによりＥ
＝０となる。
そこでζを以下の様に書き直してみる。
ζ≡−η±ζd
ζdはζが最適な値より現在どの程度ずれている
かを示すパラメータとなる。通常この誤差Ｅは複
素数であるので、最適化を行う時にはその絶対値
｜Ｅ｜を最小にする。先に記した様にζd＝０の
時に｜Ｅ｜＝０となりそれ以外では｜Ｅ｜≠０で
あるので、ζd＝０の近傍では第６図ａの様な特
性となる。ζdが直接観測できればη＝−ζ±ζd
と設定する事によりＥの最小化が計れる。しか
し、我々は｜Ｅ｜しか観測する事はできない。こ
の時に、現在ζdが第６図aζd＝０の右側に存在す
るのか、左側に存在するのかが何らかの方法で分
れば、それを消去する方法でηを制御できる。原
理は簡単である。すなわち右側にある時は δ｜Ｅ｜／δζd＞０ 逆に左側にある時は δ｜Ｅ｜／δζd＜０となる。この微係数の極性を求め る為に実際にζに△ζdなる摂動を加え、それに
よる｜Ｅ｜の変化が増加するか減少するかを直接
調べてみれば良い。
かを示すパラメータとなる。通常この誤差Ｅは複
素数であるので、最適化を行う時にはその絶対値
｜Ｅ｜を最小にする。先に記した様にζd＝０の
時に｜Ｅ｜＝０となりそれ以外では｜Ｅ｜≠０で
あるので、ζd＝０の近傍では第６図ａの様な特
性となる。ζdが直接観測できればη＝−ζ±ζd
と設定する事によりＥの最小化が計れる。しか
し、我々は｜Ｅ｜しか観測する事はできない。こ
の時に、現在ζdが第６図aζd＝０の右側に存在す
るのか、左側に存在するのかが何らかの方法で分
れば、それを消去する方法でηを制御できる。原
理は簡単である。すなわち右側にある時は δ｜Ｅ｜／δζd＞０ 逆に左側にある時は δ｜Ｅ｜／δζd＜０となる。この微係数の極性を求め る為に実際にζに△ζdなる摂動を加え、それに
よる｜Ｅ｜の変化が増加するか減少するかを直接
調べてみれば良い。
通常△ζdは通信信号自身に外乱を与える程大
きな信号にはできないので微小信号となる。
きな信号にはできないので微小信号となる。
従つて△｜Ｅ｜／△ζdもまた微小信号となり
雑音に埋れたものである。この為には何度も何度
も△ζdを加え、それによる｜Ｅ｜の変化を累積
的に検出する必要がある。それには、△ζdと△
｜Ｅ｜との相関を観測する方法が有効である。す
なわち、その相関値をＲとすると Ｒ＝△｜｜・△ なるＲを求め、その極性が正に△｜Ｅ｜／△ζd
の極性になるのである。なぜならば sign（△｜Ｅ｜／△ζd）＝sign（△｜Ｅ｜・△ζd）
であるからである。摂動△ζdとしてはζ0・sinω0t
なる正弦波（第６図ｂの）を使用すると｜Ｅ｜
はこの摂動により、近似的に｜Ｅ｜〓｜E0｜＋
sign（ζd）・β・sinω0t（第６図ｂの）の形で変
化する。ここでβは近似式を満たす為に導入され
たある定数である。
雑音に埋れたものである。この為には何度も何度
も△ζdを加え、それによる｜Ｅ｜の変化を累積
的に検出する必要がある。それには、△ζdと△
｜Ｅ｜との相関を観測する方法が有効である。す
なわち、その相関値をＲとすると Ｒ＝△｜｜・△ なるＲを求め、その極性が正に△｜Ｅ｜／△ζd
の極性になるのである。なぜならば sign（△｜Ｅ｜／△ζd）＝sign（△｜Ｅ｜・△ζd）
であるからである。摂動△ζdとしてはζ0・sinω0t
なる正弦波（第６図ｂの）を使用すると｜Ｅ｜
はこの摂動により、近似的に｜Ｅ｜〓｜E0｜＋
sign（ζd）・β・sinω0t（第６図ｂの）の形で変
化する。ここでβは近似式を満たす為に導入され
たある定数である。
上式のＲを求めると
Ｒ＝１／2To∫TO -TO｜Ｅ｜・ζ0・sinω0tdt
＝ζ0／2To∫TO -TO（｜E0｜＋sign（ζd）・βsin
ω0t） sinω0tdt ＝ζ0／2To2Tosign（ζd）β・π（ただし、To》 2π／ω0） ＝sign（ζd）ζ0π・β よつて上式よりＲの極性はζdの極性sign（ζd）
と同じである事が分る。この様子を第７図に示
す。もし、ζdが第６図ｂのように最適値ζoptに
到達したとき、Ｒ＝０となる。よつて、ζの制御
としては、上式で求めた相関値Ｒの極性と逆方向
に増減すれば良い。すなわち dζ／dt＝α・Ｒ ： α＝微小係数 上式両辺をｔで積分すると ζ＝−α∫Rdt ＝−α∫１／2To∫｜Ｅ｜・ζ0・sinω0tdt・dt ここでζは２重積分となつており、この中でＲ
に係わる積分は単に相関値をとるための平均値を
抽出する処理であるので、外側につけられる積分
で代用しても効果は変わらない。従つて、ζは以
下の形で制御すれば良い。
ω0t） sinω0tdt ＝ζ0／2To2Tosign（ζd）β・π（ただし、To》 2π／ω0） ＝sign（ζd）ζ0π・β よつて上式よりＲの極性はζdの極性sign（ζd）
と同じである事が分る。この様子を第７図に示
す。もし、ζdが第６図ｂのように最適値ζoptに
到達したとき、Ｒ＝０となる。よつて、ζの制御
としては、上式で求めた相関値Ｒの極性と逆方向
に増減すれば良い。すなわち dζ／dt＝α・Ｒ ： α＝微小係数 上式両辺をｔで積分すると ζ＝−α∫Rdt ＝−α∫１／2To∫｜Ｅ｜・ζ0・sinω0tdt・dt ここでζは２重積分となつており、この中でＲ
に係わる積分は単に相関値をとるための平均値を
抽出する処理であるので、外側につけられる積分
で代用しても効果は変わらない。従つて、ζは以
下の形で制御すれば良い。
ζ＝−α∫｜Ｅ｜・ζ0・sinω0t・dt
以上が本発明の原理である。
第４図は本発明の一実施例の等価ベースバンド
のブロツク図を示し、先の原理の具体例である。
図中ブロツク１は第１図に示した非線形歪み補正
回路と同一のものである。本実施例では簡単の
為、可変位相推移器１１はすでに最適に設定され
ているものとし、残された可変減衰器１２の減衰
量ζに対する制御を行うものである。ブロツク４
はTWT等の非線形素子である。
のブロツク図を示し、先の原理の具体例である。
図中ブロツク１は第１図に示した非線形歪み補正
回路と同一のものである。本実施例では簡単の
為、可変位相推移器１１はすでに最適に設定され
ているものとし、残された可変減衰器１２の減衰
量ζに対する制御を行うものである。ブロツク４
はTWT等の非線形素子である。
ブロツク２は入力信号の非線形歪みの程度Ｅを
検出する変化抽出回路で、具体的には信号識別器
２０、例えば４相位相変調信号では４つの信号点
１＋ｊ，−１＋ｊ，−１−ｊ，１−ｊに対して、信
号識別器の入力に最も近い先の４つの点を識別値
として出力する装置。具体的には入力信号が第一
象限、第二象限、第三象限、第四象限にある時、
それに対応して各々先の４角値を出力する。減算
器２１とにより本来の信号と通常等しくなる信号
識別器２０の出力の識別値X^とその入力信号Ｘと
の差（Ｘ−X^）を検出し、後の全波整流回路２２
でその絶対値｜Ｅ｜を得るものである。非線形歪
み補正回路１の可変減衰器１２の値を適当に選ぶ
ことによつて｜Ｅ｜は小さくなつてゆく。３１は
摂動ζ0sinω0tを発生する発振器、３３は制御用の
積分器、３４は極性反転回路で、各分加算器３２
は摂動信号を付加する為のものである。３０は摂
動信号と変化抽出回路出力との相関値Ｒを求める
為の相関器で掛算器３００と積分器３０１とから
成つている。ただし、この積分器３０１はなくて
もよい。
検出する変化抽出回路で、具体的には信号識別器
２０、例えば４相位相変調信号では４つの信号点
１＋ｊ，−１＋ｊ，−１−ｊ，１−ｊに対して、信
号識別器の入力に最も近い先の４つの点を識別値
として出力する装置。具体的には入力信号が第一
象限、第二象限、第三象限、第四象限にある時、
それに対応して各々先の４角値を出力する。減算
器２１とにより本来の信号と通常等しくなる信号
識別器２０の出力の識別値X^とその入力信号Ｘと
の差（Ｘ−X^）を検出し、後の全波整流回路２２
でその絶対値｜Ｅ｜を得るものである。非線形歪
み補正回路１の可変減衰器１２の値を適当に選ぶ
ことによつて｜Ｅ｜は小さくなつてゆく。３１は
摂動ζ0sinω0tを発生する発振器、３３は制御用の
積分器、３４は極性反転回路で、各分加算器３２
は摂動信号を付加する為のものである。３０は摂
動信号と変化抽出回路出力との相関値Ｒを求める
為の相関器で掛算器３００と積分器３０１とから
成つている。ただし、この積分器３０１はなくて
もよい。
本実施例ではスイツチ３８により２つの動作モ
ードを有する。まずスイツチ３８をａ側に倒すと
先に説明した原理通りの動作を行う。制御が安定
し、Ｅが最小化された後、何時までも大きい摂動
信号が加わつていては、本発明の非線形歪除去回
路出力には何時までたつても摂動に因るジツタが
取れない。そこで、これを回避するためにスイツ
チ３８を(b)に切り換える。(b)側に倒すと摂動量ζ0
が｜Ｅ｜の平均値に比例して変化することにな
る。ζ0は低域波器３６と減衰器３５の減衰量
δ、掛算器３７とにより ζ0＝δ・｜｜ の形で与えられる。これにより制御が進行し｜Ｅ
｜→０となつた時には、それに合わせて摂動量が
小さくなり、不用意に信号に外乱を与えることが
なくなる。第４図の主な要素と本発明の原理との
関係を整理して示すとブロツク２でＥの絶対値を
求め、その変化と摂動信号（発振器３１）との相
関をかけ算器３００で取り、その平均値を積分器
３１で取り、それを制御用積分器３３へ次々加え
て制御信号（ζ＝−α∫｜Ｅ｜・ζ0・sinω0t・dt）
とするものである。
ードを有する。まずスイツチ３８をａ側に倒すと
先に説明した原理通りの動作を行う。制御が安定
し、Ｅが最小化された後、何時までも大きい摂動
信号が加わつていては、本発明の非線形歪除去回
路出力には何時までたつても摂動に因るジツタが
取れない。そこで、これを回避するためにスイツ
チ３８を(b)に切り換える。(b)側に倒すと摂動量ζ0
が｜Ｅ｜の平均値に比例して変化することにな
る。ζ0は低域波器３６と減衰器３５の減衰量
δ、掛算器３７とにより ζ0＝δ・｜｜ の形で与えられる。これにより制御が進行し｜Ｅ
｜→０となつた時には、それに合わせて摂動量が
小さくなり、不用意に信号に外乱を与えることが
なくなる。第４図の主な要素と本発明の原理との
関係を整理して示すとブロツク２でＥの絶対値を
求め、その変化と摂動信号（発振器３１）との相
関をかけ算器３００で取り、その平均値を積分器
３１で取り、それを制御用積分器３３へ次々加え
て制御信号（ζ＝−α∫｜Ｅ｜・ζ0・sinω0t・dt）
とするものである。
第５図は本発明の別の一実施例のブロツク図を
示し、本実施例に於ける非線形歪み補正回路は５
次歪みまで補正するもので、制御するパラメータ
は３次歪み用の可変減衰器１２、位相推移器１
１、５次歪み用の可変減衰器１５、位相推移器１
６の４つである。その為に第４図に示した制御回
路３と同一のものが４つ用いられている。すなわ
ち３，３′，３″，３の４つである。ただし変化
抽出回路２の出力は共通に用いられるので、ブロ
ツク３の中の発振器３１の出力信号は各々４つの
直交関数としておく必要がある。すなわち４つの
独立したパラメータを一つの誤差信号Ｅの変化か
ら各々、最適化する必要がある。その為には各々
の摂動信号によるＥの変化が別々に観測されるよ
うに、各摂動信号間の相関が零、すなわち直交し
ていることが必要になる。これらは例えば
｛sinω0t，cosω0t，sin2ω0t，ccs2ω0t｝ないし
｛sinω0t，sin2ω0t，sin3ω0t，sin4ω0t｝等でよい
。
示し、本実施例に於ける非線形歪み補正回路は５
次歪みまで補正するもので、制御するパラメータ
は３次歪み用の可変減衰器１２、位相推移器１
１、５次歪み用の可変減衰器１５、位相推移器１
６の４つである。その為に第４図に示した制御回
路３と同一のものが４つ用いられている。すなわ
ち３，３′，３″，３の４つである。ただし変化
抽出回路２の出力は共通に用いられるので、ブロ
ツク３の中の発振器３１の出力信号は各々４つの
直交関数としておく必要がある。すなわち４つの
独立したパラメータを一つの誤差信号Ｅの変化か
ら各々、最適化する必要がある。その為には各々
の摂動信号によるＥの変化が別々に観測されるよ
うに、各摂動信号間の相関が零、すなわち直交し
ていることが必要になる。これらは例えば
｛sinω0t，cosω0t，sin2ω0t，ccs2ω0t｝ないし
｛sinω0t，sin2ω0t，sin3ω0t，sin4ω0t｝等でよい
。
同様にして制御回路の数を増すことにより、よ
り高次の非線形補償を自動的かつ平易に行うこと
ができる。すなわち、制御回路３，３′，３″，３
……を最適化すべきパラメータの数だけ増設
し、同時に各々が最適化されるように、各々の摂
動信号がＥに及ぼす影響を独立に検出出来る必要
から、各々直交関数に選んでおきさえすれば良
い。
り高次の非線形補償を自動的かつ平易に行うこと
ができる。すなわち、制御回路３，３′，３″，３
……を最適化すべきパラメータの数だけ増設
し、同時に各々が最適化されるように、各々の摂
動信号がＥに及ぼす影響を独立に検出出来る必要
から、各々直交関数に選んでおきさえすれば良
い。
以上説明した様に本発明によればTWT等によ
り発生する非線形歪みを高次の非線形補償回路を
用いて自動的に正確に補償することができる。
り発生する非線形歪みを高次の非線形補償回路を
用いて自動的に正確に補償することができる。
第１図は従来の非線形歪み補正回路の一例を示
すブロツク図、第２図は第１図の回路の動作説明
図、第３図は第１図の回路の入出力特性図、第４
図、第５図は本発明の一実施例のブロツク図、第
６図ａ，ｂ及び第７図は本発明の原理を説明する
ための図である。 １……非線形歪み補正回路、２……変化抽出回
路、３……制御回路、４……TWT、３０……相
関器、３１……発振器。
すブロツク図、第２図は第１図の回路の動作説明
図、第３図は第１図の回路の入出力特性図、第４
図、第５図は本発明の一実施例のブロツク図、第
６図ａ，ｂ及び第７図は本発明の原理を説明する
ための図である。 １……非線形歪み補正回路、２……変化抽出回
路、３……制御回路、４……TWT、３０……相
関器、３１……発振器。
Claims (1)
- １ 入力信号を奇関数入出力特性回路と可変複素
係数回路とを通過させ、前記入力信号と加算して
複素合成歪み特性を発生する非線形歪み補正回路
を非線形素子の前ないし後に置き、非線形歪みを
相殺する方式に於いて、前記非線形歪み補正回路
と前記非線形素子とを通過した後での前記入力信
号の本来の値からの変化を抽出する変化抽出回路
と、前記可変複素係数に摂動を与える発振器と、
前記変化抽出回路出力と前記発振器出力との相関
をとる相関器とを備え、前記相関器出力極性とは
逆方向に前記可変複素係数を変化させることによ
り前記非線形素子の歪みを前記非線形歪み補正回
路により相殺するようにしたことを特徴とする非
線形歪み除去回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11335481A JPS5814608A (ja) | 1981-07-20 | 1981-07-20 | 非線形歪み除去回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11335481A JPS5814608A (ja) | 1981-07-20 | 1981-07-20 | 非線形歪み除去回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5814608A JPS5814608A (ja) | 1983-01-27 |
| JPH0586082B2 true JPH0586082B2 (ja) | 1993-12-09 |
Family
ID=14610137
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11335481A Granted JPS5814608A (ja) | 1981-07-20 | 1981-07-20 | 非線形歪み除去回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5814608A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006128922A (ja) * | 2004-10-27 | 2006-05-18 | Ntt Docomo Inc | プリディストータ及びプリディストーション方法 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55107308A (en) * | 1979-02-13 | 1980-08-18 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Nonlinear compensation system of automatic following type |
-
1981
- 1981-07-20 JP JP11335481A patent/JPS5814608A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006128922A (ja) * | 2004-10-27 | 2006-05-18 | Ntt Docomo Inc | プリディストータ及びプリディストーション方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5814608A (ja) | 1983-01-27 |
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