JPH0616615B2

JPH0616615B2 - 時間拡散変復調方式

Info

Publication number: JPH0616615B2
Application number: JP2306120A
Authority: JP
Inventors: 秀一笹岡; 英二加藤
Original assignee: JUSEISHO TSUSHIN SOGO KENKYUSHOCHO
Current assignee: JUSEISHO TSUSHIN SOGO KENKYUSHOCHO
Priority date: 1990-11-14
Filing date: 1990-11-14
Publication date: 1994-03-02
Anticipated expiration: 2009-03-02
Also published as: JPH04179325A

Description

【発明の詳細な説明】（１）概要本発明は，包絡線レベルが激しく変動するフェージング
伝送路において，受信された時間拡散変調信号から効果
的に元のディジタル情報信号に復元するための方式であ
る．（２）産業上の利用分野無線通信システム，特にディジタル陸上移動通信システ
ムに関する．（３）従来の技術ディジタル通信において，インパルス雑音による妨害の
問題がある．この問題を解決する方式として信号拡散通
信方式がある．この方式の中で拡散行列によって時間軸
上に信号を拡散する時間拡散通信方式は、インパルス雑
音を効果的に抑圧する方式として有望である。

時間拡散の変換は次式で行われる。

Ｖ＝ＨＵ（１）ここで，Ｖは時間拡散されたＰＡＭパルス列信号
（ｖ_１，ｖ_２，・・，Ｖ_ｎ）^tで，Ｕは情報系列（ｕ_１，
ｕ_２，・・ｕ_ｍ）^t，（ｍ≦ｎ），ｕ_ｉ∈（-1，１），Ｈ
は拡散行列を示す．Ｈはｎ行ｍ列の直交行列で，通常ｎ
次のアダマール行列から得られるｍ列の列ベクトルで構
成される。

第１図にｍ＝３，ｎ＝４の時の時間拡散の過程を示す。
Ｈは，時間軸上に拡散された３つの信号系列で構成され
る．各成分がすべて−１ないし１であるので，各成分の
重みは等しくなっている．それぞれの信号系列にそれぞ
れのＵの情報を乗じ，各結果を加算してＶが生成され
る．この操作により，Ｕ系列の各成分がＨによってＶ上
に拡散され，時間拡散信号になる．時間拡散された信号
を元の信号に復元する逆拡散の方法として，Ｈの逆変
換，すなわちＨ^tＶからＵを直接求めることができる．また，時間拡散効果を得る別の方式として，時間ダイバ
ーシティ方式がある。これは，同一の情報信号を時間間
隔を開けて複数回送信し，受信時これらの信号を合成す
ることにより，信号誤りを抑圧する方式である．（４）発明が解決しようとする問題点従来の時間拡散通信方式を，陸上移動通信のように包絡
線変動が激しい伝送路で，そのまま適用しても信号誤り
を効果的に抑圧することはできない．これは従来方式で
は，時間拡散復調時の逆拡散の過程で，拡散行列の逆変
換を用いていたためである．包絡線変動のある伝送路か
ら受信した信号の包絡線レベルを，一定にするよう補正
すれば，信号電力は一定に保たれるが，雑音電力はこの
補正によって逆に変動する．しかし，従来の逆拡散で
は，この雑音の変動分を考慮に入れておらず，結果的に
雑音の変動を一定とみなしていた．このため，雑音の時
間拡散に偏りが生じ，拡散効果が失われてしまうという
欠点があった．また，時間ダイバーシティ方式は，同一の信号を複数回
送信するため，信号の冗長度が高くなり，周波数利用効
率が悪くなるという欠点があった．本発明の目的は，包絡線変動時にも，効果的に逆拡散が行えること，陸上移動通信特有のフェージングによって発生するバ
ースト雑音を，インパルス雑音状に変換して，時間拡散
方式の効果を高めること，周波数の有効利用を図ること，である．（５）問題点を解決するための手段発明（１）において，時間拡散復調時の逆拡散の過程
で，受信信号系列と各時間拡散信号系列の距離を求め，
距離が最も小さな時間拡散信号系列を，送信された可能
性の高い系列と判定するという，最ゆう推定の手法を取
り入れた．なお，各受信点と時間拡散信号点の距離を求
める際に，各信号の雑音の影響を均等にするため，包絡
線レベルに比例した係数を各距離に乗じて計算を行なう
手順を採用した．発明（２）において，バースト雑音をインパルス雑音状
に変換する手段として，インタリーブ方式を適用した．
ただし発明（１）の時間拡散復調時に，信号受信時に得
られる包絡線レベル情報が必要となる．したがってデイ
ンタリーブする時には，この包絡線レベル情報と受信信
号を一組にして行なう方式を採用した．発明（３）において，周波数の有効利用をするため，直
交変調を適用した．本方式を適用すれば，同相成分，直
交成分で，１ブロックにつき，独立に２チャンネル伝送
することができる．さらに周波数の利用効率を上げるため，情報信号Ｕの取
り得る値を（±１）から（±１，±３，・・，±2n-1）
（ｎは自然数）に多値化する方式を併用することができ
る。

（６）作用発明（１）の基本的構成を第２図に示す．時間拡散変調
部では，情報信号系列ＵがＳ／Ｐ変換され，各直交符号
系列変換部（２）において，Ｕの各並列信号に応じ，時
間的に伸長したそれぞれの直交符号系列が生成される．
これらの直交符号系列が合成部（３）で合成され，時間
拡散信号Ｖが生成される．時間拡散復調部では，それぞ
れの送信信号系列の候補Ｗ_ｊ（１≦ｊ≦Ｌ：Ｌは送信信
号の組合せの数）との信号間距離を求める距離検出部
（５）において，包絡線検出部から得られた包絡線レベ
ル情報Ｒに比例した重み付けをしたＶとＷ_ｊの距離を求
める．最小値判定部（６）において，最も小さな距離と
なった送信信号系列の候補を，最も確からしい送信信号
と判定し，情報信号系列Ｕを得る。

発明（２）の基本的構成を第３図に示す．送信部におい
て，時間拡散信号はインタリーブ部（９）に送られ，イ
ンタリーブされる．受信部では，包絡線検出部（４）で
得られた受信包絡線レベル情報と組にして，デインタリ
ーブ部（１０）でデインタリーブされ，時間拡散復調部
（８）に送られる．発明（３）の基本的構成を第４図，第５図に示す。第４
図の送信部において，情報信号ＵはＳ／Ｐ部（１３）で
２つの信号Ｕ₁,Ｕ_２に並列変換され，時間拡散変調され
た後，直交変調部（１１）において同相成分Ｖ_i,直交成
分Ｖ_ｑで直交変調され，直交変調信号Ｖが生成される。
受信部において直交検波部で，受信信号がＶ_i,Ｖ_ｑに分
けられ，包絡線レベル情報を基に時間拡散復調され，Ｐ
／Ｓ部（１４）で情報信号Ｕを得る。第５図の（ａ）に
おいて，情報信号Ｕを多値変換部（１５）で多値化し
て，時間拡散をし，受信時にこの多値変換部の逆の変換
をすることにより，２値信号方式に比べ同一の周波数帯
で多くの情報を伝送することが可能となる。第５図
（ｂ）に例として，２値信号方式と多値信号方式の比較
を示す。

（７）実施例本発明（１）（２）（３）を適用した実施例の構成図を
第６図に示す。

ここでは，フェージング対策としてフェージングひずみ
補償方式（三瓶政一：「陸上移動通信用１６ＱＡＭのフ
ェージングひずみ補償方式」，電子情報通信学会論文
誌，Ｂ-II，J72-Ｂ-II，No.１，1989年１月）を適用
し，新たにパイロットシンボル挿入部（１６）とフェー
ジングひずみ補償部（１７）を付け加えた．パイロットシンボル挿入部（１６）は，フェージングひ
ずみ補償用の既知のシンボル（パイロットシンボル）を
定期的に挿入する装置である．フェージングひずみ補償部（１７）は，パイロットシン
ボル挿入部（１６）で挿入されたパイロットシンボルを
基に，受信信号のフェージング変動を推定し，フェージ
ングひずみを除去すると同時に，受信包絡線レベル情報
を推定，送出する装置である。

送信部において，Ｓ／Ｐ部（１３）で情報信号Ｕは２つ
に分けられ，それぞれ時間拡散され，直交変換部（１
１）で時間拡散信号Ｖが生成される．その後，行−列変
換のインタリーブをし，パイロットシンボル挿入部（１
６）を経て，送信機（１８）へ送られる。

受信部において，受信機（１９）から得られた信号は，
フェージングひずみ補償部（１７）において，フェージ
ングひずみを補償した受信信号Ｖ′と，受信包絡線レベ
ルＲが得られる．Ｖ′とＲはデインタリーブ部（１０）
で共にデインターブされ，Ｖ′は直交検波部（１２）で
２つの信号に分けられ，Ｒを参照して時間拡散復調され
る．Ｐ／Ｓ部（１４）で２つの信号が１つにまとめら
れ，情報信号Ｕ′を得る。

時間拡散復調部（８）で用いた逆拡散の手順は，フェー
ジングひずみ補償部（１７）で振幅と位相のひずみが除
去された受信信号をＶ（ｖ_１，ｖ_２，・・，Ｖ_ｎ），Ｖに
対応する包絡線レベル情報をＲ（ｒ_１，ｒ_２，・・，
ｒ_ｎ）とすると，ここで，Ｗ_ｊ（ｗ_ｊ１，ｗ_ｊ２，・・，ｗ_ｊｎ）は送信信
号系列の候補を表し，次式で生成される。

Ｗ_ｊ＝ＨＵ_ｊ（３）ただしＨは拡散行列を，Ｕ_ｊ（１≦ｊ≦Ｌ）は情報信号
系列を示す．ＬはＵの組合せの数である．式（２）で得
られたＹ_ｊから最小値Ｙを求める．最小値Ｙを与えるＷ_ｊを得，式（３）よりＷ_ｊから時間
拡散前の信号Ｕ_ｊを得ることができる．このＵ_ｊを送信
された可能性の，最も高い情報信号と判定する．以下に，実施例として計算機シミュレーションの実験結
果を示す。なお，伝送速度は16ksymbol/s，パイロット
シンボンルの挿入間隔は１６シンボル，時間拡散に使用
した拡散行列は４行３列の直交行列とし，Ｕの取り得る
値は（-1,1）とした。

情報信号ビットあたりの信号対雑音電力比Ｅ_ｂ／Ｎ_０が
10dBの時と15dBの時で，フェージング条件下で最大ドッ
プラー周波数fdが10Hz,80Hzの２つの場合について，本
発明のインタリーブの深さ(n)に対する誤り率特性を第
７図に示す。ここでインタリーブの深さがｎであると
は，各隣接する信号をｎシンボルずつ隔てて配置すると
いうことである。この図はインタリーブの深さを十分大
きくすれば，fdの値に関係なく，誤り制御に本発明は効
果的であることを示したものである。

第８図に，時間拡散復調に拡散行列の逆変換を用いた従
来方式と，最ゆう推定法を適用した本発明の方式の比較
を示す。ここでfd＝80Hzとし，ｎの値はこのフェージン
グ下では十分大きい128とした。図の無符号化ＱＰＳＫ
は，本発明の実施例と同一の伝送速度（16ksymbol/s）
でフェージングひずみ補償方式を用いた場合を示す。こ
の図は，フェージング条件下で，従来方式では特性の改
善はほとんど得られないが，本発明の方式を用いれば，
特性改善がはかるに上がることを示したものである。

第９図に情報信号Ｕの取り得る値を，（±１，±３）に
多値化した方式を適用した場合の誤り率特性を示す。比
較のため無符号化１６値ＱＡＭの特性を併せて示す。こ
の図は，多値化した場合においても本発明は優れた誤り
制御効果を発揮することを示したものである。

第１０図に，fd＝80Hz,n=128の条件下で，多の誤り制御
方式と本発明の方式とを比較した誤り率特性の実験結果
を示す。条件を同じにするため，周波数利用率は本発明
の実施例と同一（＝1.5bit/Hz）とし，符号化率3/4でブ
ロック符号化変調した４相ＰＳＫ，２ブランチの時間ダ
イバーシティ方式を用いた８相ＰＳＫとを比較した。本
発明は他の誤り制御方式よりも，特性改善が大きいこと
がこの図から判断される。

（８）発明の効果本発明は，フェージング条件下で他の誤り制御方式より
も，誤り率特性で大きな改善効果が得られる。本発明を
用いれば，ディジタル陸上移動通信において，高品質の
ディジタル伝送を実現することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は時間拡散の過程を示す。第２図は発明（１）
の，第３図は発明（２）の，第４図，第５図は発明
（３）の基本的構成図をそれぞれ示す．第６図は実施例
の構成図を示す。第７図はインタリーブの効果を，第８
図は最ゆう推定の効果を，第９図は多値化した場合の効
果を，第１０図は他の誤り制御方式との比較を，それぞ
れ示す誤り率特性図である．１……シリアル／パラレル変換部２……直交符号系列変換部３……信号合成部４……包絡線検出部５……距離検出部６……最小値判定部７……時間拡散変調部８……時間拡散復調部９……インタリーブ部１０……デインタリーブ部１１……直交変調部１２……直交検波部１３……シリアル／パラレル変換部１４……パラレル／シリアル変換部１５……多値変換部１６……パイロット信号挿入部１７……フェージングひずみ補償部１８……送信機１９……受信機

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ディジタル情報信号の伝送に当り，送信側で，ディジタル情報系列の各ディジタル情報を，時間的に伸
長された多数の直交符号系列の各系列に乗せて，各ディ
ジタル情報を時間的に拡散し，多重化する時間拡散変調
を行い，受信側で，時間拡散変調信号から，各直交符号系列に乗せられた各
ディジタル情報を取り出して，ディジタル情報系列を得
る時間拡散復調を行う，時間拡散通信方式において，包絡線変動を伴う受信時間拡散変調信号の時間拡散復調
に当り，直交符号系列の直交性を活用した逆時間拡散処理の手法
により，ディジタル情報系列を得るのではなく，受信包絡線レベルに応じて重み付けをし，包絡線変動を
伴う時間拡散変調信号から，最も確からしい送信ディジ
タル情報系列の候補を求める最ゆう推定の手法の適用に
より，情報伝送の高品質化を図ることを特徴とする時間拡散変復調方式．
【請求項２】時間拡散効果を高めるため，インタリーブ
方式を適用し，時間拡散復調の過程において，受信包絡線情報と受信時
間拡散変調信号を一組にしてデインタリーブする方式を
適用した特許請求範囲（１）項記載の時間拡散変復調方式．
【請求項３】周波数の有効利用を図るため，時間拡散変調信号に直交変調方式を適用し，さらに周波数の利用効率を上げるため，ディジタル情報
信号系列に多値信号方式を適用した特許請求範囲（１）項記載の時間拡散変復調方式．