JPH0620185B2 - ダイバ−シチ制御方式 - Google Patents
ダイバ−シチ制御方式Info
- Publication number
- JPH0620185B2 JPH0620185B2 JP60234040A JP23404085A JPH0620185B2 JP H0620185 B2 JPH0620185 B2 JP H0620185B2 JP 60234040 A JP60234040 A JP 60234040A JP 23404085 A JP23404085 A JP 23404085A JP H0620185 B2 JPH0620185 B2 JP H0620185B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- value
- phase change
- amplitude deviation
- minute phase
- limit value
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 14
- 230000007423 decrease Effects 0.000 claims description 13
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 6
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 4
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 2
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 description 13
- 230000015654 memory Effects 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000001308 synthesis method Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 2
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 2
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 1
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Radio Transmission System (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はダイバーシチ制御方式に関し、特にディジタル
無線回線において位相合成ダイバーシチの制御に用いら
れ摂動法によるダイバーシチ制御方式に関する。
無線回線において位相合成ダイバーシチの制御に用いら
れ摂動法によるダイバーシチ制御方式に関する。
マイクロ波等を用いた広帯域無線伝送方式ではフェージ
ング対策としてダイバーシチ方式が用いられており、特
にディジタル無線伝送方式においては、空間的に離して
設置された二つのアンテナからの受信信号を相互の位相
差を制御して合成する位相合成方式のスペースダイバー
シチが用いられる。デイジタル無線伝送方式におけるス
ペースダイバーシチでは、単に合成信号の振幅または信
号対雑音電力比（Ｓ／Ｎ）が最大となるように合成する
のでは、遅延時間差のある反射波などの間接波を小さく
抑えるように合成する必要があり、合成信号の伝送帯域
内における振幅周波数特性を常時監視し、帯域内の振幅
偏差値最小となるような制御が行われている。このた
め、二つの受信信号間の位相差を制御する可変移相器に
微小位相変化を与え、その前後の振幅特性を比較判断し
て次の微小位相変化の方向を決定する摂動法による制御
が用いられる。この比較判断の具体的なやり方として
は、帯域内の複数の周波数における信号電力を選択検出
し、この検出値のうちの最大値と最小値との差が小さく
なる方向に可変移相器を制御する最小振幅偏差形（ＭＩ
Ｄ）合成法が知られているが、このほかに同一無線装置
で複数のキャリヤを伝送するマルチキャリヤ方式に適用
可能で、且つ制御アルゴリズムが簡単なノッチ同相合成
法（例えば電子通信学会技術研究報告ＣＳ84−８５，Ｐ
５７〜Ｐ６４参照）が提案されている。この方法は検出
値のうちの最小値のレベルが増加する方向に可変移相器
を制御するものである。
ング対策としてダイバーシチ方式が用いられており、特
にディジタル無線伝送方式においては、空間的に離して
設置された二つのアンテナからの受信信号を相互の位相
差を制御して合成する位相合成方式のスペースダイバー
シチが用いられる。デイジタル無線伝送方式におけるス
ペースダイバーシチでは、単に合成信号の振幅または信
号対雑音電力比（Ｓ／Ｎ）が最大となるように合成する
のでは、遅延時間差のある反射波などの間接波を小さく
抑えるように合成する必要があり、合成信号の伝送帯域
内における振幅周波数特性を常時監視し、帯域内の振幅
偏差値最小となるような制御が行われている。このた
め、二つの受信信号間の位相差を制御する可変移相器に
微小位相変化を与え、その前後の振幅特性を比較判断し
て次の微小位相変化の方向を決定する摂動法による制御
が用いられる。この比較判断の具体的なやり方として
は、帯域内の複数の周波数における信号電力を選択検出
し、この検出値のうちの最大値と最小値との差が小さく
なる方向に可変移相器を制御する最小振幅偏差形（ＭＩ
Ｄ）合成法が知られているが、このほかに同一無線装置
で複数のキャリヤを伝送するマルチキャリヤ方式に適用
可能で、且つ制御アルゴリズムが簡単なノッチ同相合成
法（例えば電子通信学会技術研究報告ＣＳ84−８５，Ｐ
５７〜Ｐ６４参照）が提案されている。この方法は検出
値のうちの最小値のレベルが増加する方向に可変移相器
を制御するものである。
しかしながら、上述したいずれの方法においても、あら
ゆる入力条件のもとで最良の状態に制御されるとは限ら
ない。すなわち、ＭＩＤ合成法の制御により振幅偏差が
最小となる点では信号レベルが低過ぎ、干渉歪による特
性劣化はなくなるが雑音の影響により符号誤りが多くな
って最良の動作状態とは言い難い場合がある。又、ノッ
チ同相合成法によってノッチ（振幅の谷）のレベル（最
小値）が増加するように制御した点ではレベルは高くて
雑音の影響はないが、振幅偏差が大きくて干渉歪のため
に符号誤りが発生し最良の動作状態でないという場合が
ある。第４図(a)は二つのアンテナで受信される各信号
の直接波と干渉波の関係を一定（振幅比が約0.9,干渉波
の時間遅延が約９nsで、直接波と干渉波の位相関係が一
方のアンテナでは干渉によるノッチが中心周波数より約
６MHz高い周波数に出現し、他方のアンテナでは中心周
波数より約６MHz 低い周波数で発生し、帯域幅が約４０
MHz場合）に保ち、二つの受信信号の相対位相関係を可
変移相器で変化（０〜２π）させたときの帯域内におけ
る合成信号の振幅の最小値Ｇmin と振幅偏差値ΔＧ＝Gm
ax−Gminの関係（これを評価曲線という）を示す特性図
である。この入力条件ではGmin を最大に制御するノッ
チ同相合成法による制御到達点はＡ点となり、振幅偏差
値ΔＧは最小条件から離れて干渉歪が発生し、又、ＭＩ
Ｄ合成法による振幅偏差値ΔＧを最小とする制御の到達
点はＢ点となり、信号のレベルが小さくて雑音の影響を
受けるので最適点とは言い難い。これに対し、例えばＣ
点に制御することができれば、振幅偏差値ΔＧも小さく
信号レベルも十分に得られるため良好な符号誤り率を得
ることができる。本発明の目的は、上述した従来方法の
欠点を除去して第４図(a)のような評価曲線の場合でも
Ｃ点に制御することのできる改善された制御アルゴリズ
ムを有し、あらゆる入力条件のもとで良好な制御を行う
ことのできるダイバーシチ制御方式を提供することであ
る。
ゆる入力条件のもとで最良の状態に制御されるとは限ら
ない。すなわち、ＭＩＤ合成法の制御により振幅偏差が
最小となる点では信号レベルが低過ぎ、干渉歪による特
性劣化はなくなるが雑音の影響により符号誤りが多くな
って最良の動作状態とは言い難い場合がある。又、ノッ
チ同相合成法によってノッチ（振幅の谷）のレベル（最
小値）が増加するように制御した点ではレベルは高くて
雑音の影響はないが、振幅偏差が大きくて干渉歪のため
に符号誤りが発生し最良の動作状態でないという場合が
ある。第４図(a)は二つのアンテナで受信される各信号
の直接波と干渉波の関係を一定（振幅比が約0.9,干渉波
の時間遅延が約９nsで、直接波と干渉波の位相関係が一
方のアンテナでは干渉によるノッチが中心周波数より約
６MHz高い周波数に出現し、他方のアンテナでは中心周
波数より約６MHz 低い周波数で発生し、帯域幅が約４０
MHz場合）に保ち、二つの受信信号の相対位相関係を可
変移相器で変化（０〜２π）させたときの帯域内におけ
る合成信号の振幅の最小値Ｇmin と振幅偏差値ΔＧ＝Gm
ax−Gminの関係（これを評価曲線という）を示す特性図
である。この入力条件ではGmin を最大に制御するノッ
チ同相合成法による制御到達点はＡ点となり、振幅偏差
値ΔＧは最小条件から離れて干渉歪が発生し、又、ＭＩ
Ｄ合成法による振幅偏差値ΔＧを最小とする制御の到達
点はＢ点となり、信号のレベルが小さくて雑音の影響を
受けるので最適点とは言い難い。これに対し、例えばＣ
点に制御することができれば、振幅偏差値ΔＧも小さく
信号レベルも十分に得られるため良好な符号誤り率を得
ることができる。本発明の目的は、上述した従来方法の
欠点を除去して第４図(a)のような評価曲線の場合でも
Ｃ点に制御することのできる改善された制御アルゴリズ
ムを有し、あらゆる入力条件のもとで良好な制御を行う
ことのできるダイバーシチ制御方式を提供することであ
る。
本発明のダイバーシチ制御方式は、二つの受信信号間の
位相差を制御する可変移相器と、位相差を制御された前
記二つの受信信号を合成する合成器と、この合成器の出
力信号から伝送周波数帯域内の複数の周波数における信
号電力を選択検出する検出手段と、前記可変移相器に微
小位相変化を与えてその前後の前記検出手段の出力を比
較判断して次の微小位相変化の方向を決定する制御回路
とを備えたディジタル無線回線のダイバーシチ制御方式
において、前記制御回路が、前記検出手段の複数の出力
のうちの最大値と最小値と前記最大値から前記最小値を
減算した振幅偏差値とを演算記憶する演算記憶手段と、
前記微小位相変化を与えたのちに前記最小値が増加した
場合において、前記振幅偏差値が増加し且つ前記最小値
があらかじめ定められた第１の限界値α以上で前記振幅
偏差値があらかじめ定められた第２の限界値β以下のと
きに前記次の微小位相変化の方向を反転し、それ以外の
ときは前記次の微小位相変化の方向を前と同一に保持す
る第１の判断手段と、前記微小位相変化を与えたのちに
前記最小値が減少した場合において、前記振幅偏差値が
減少し且つ前記最小値が前記第１の限界値α以上で前記
振幅偏差値が前記第２の限界値β以下のときに前記次の
微小位相変化の方向を前と同一に保持し、それ以外のと
きは前記次の微小位相変化の方向を反転する第２の判断
手段と、前記微小位相変化を与えたのち前記最小値の変
動が認められない場合において、前記振幅偏差値が減少
し前記最小値が前記第１の限界値α未満で且つ少なくと
も前記最大値があらかじめ定められた第３の限界値γを
越えたとき前記次の微小位相変化の方向を反転し、前記
振幅偏差値が減少し前記最小値が前記第１の限界値α以
上のときは前記次の微小位相変化の方向を前と同一に保
持し、前記振幅偏差値が増加し前記最小値が前記第１の
限界値α未満で且つ少なくとも前記最大値が前記第３の
限界値γを越えたとき前記次の微小位相変化の方向を前
と同一に保持し、前記振幅偏差が増加し前記最小値が前
記第１の限界値α以上のときは前記次の微小位相変化の
方向を反転し、前記振幅偏差値の変動が認められないと
きには前記次の微小位相変化の方向を前と同一に保持す
る第３の判断手段とを備えて構成されている。
位相差を制御する可変移相器と、位相差を制御された前
記二つの受信信号を合成する合成器と、この合成器の出
力信号から伝送周波数帯域内の複数の周波数における信
号電力を選択検出する検出手段と、前記可変移相器に微
小位相変化を与えてその前後の前記検出手段の出力を比
較判断して次の微小位相変化の方向を決定する制御回路
とを備えたディジタル無線回線のダイバーシチ制御方式
において、前記制御回路が、前記検出手段の複数の出力
のうちの最大値と最小値と前記最大値から前記最小値を
減算した振幅偏差値とを演算記憶する演算記憶手段と、
前記微小位相変化を与えたのちに前記最小値が増加した
場合において、前記振幅偏差値が増加し且つ前記最小値
があらかじめ定められた第１の限界値α以上で前記振幅
偏差値があらかじめ定められた第２の限界値β以下のと
きに前記次の微小位相変化の方向を反転し、それ以外の
ときは前記次の微小位相変化の方向を前と同一に保持す
る第１の判断手段と、前記微小位相変化を与えたのちに
前記最小値が減少した場合において、前記振幅偏差値が
減少し且つ前記最小値が前記第１の限界値α以上で前記
振幅偏差値が前記第２の限界値β以下のときに前記次の
微小位相変化の方向を前と同一に保持し、それ以外のと
きは前記次の微小位相変化の方向を反転する第２の判断
手段と、前記微小位相変化を与えたのち前記最小値の変
動が認められない場合において、前記振幅偏差値が減少
し前記最小値が前記第１の限界値α未満で且つ少なくと
も前記最大値があらかじめ定められた第３の限界値γを
越えたとき前記次の微小位相変化の方向を反転し、前記
振幅偏差値が減少し前記最小値が前記第１の限界値α以
上のときは前記次の微小位相変化の方向を前と同一に保
持し、前記振幅偏差値が増加し前記最小値が前記第１の
限界値α未満で且つ少なくとも前記最大値が前記第３の
限界値γを越えたとき前記次の微小位相変化の方向を前
と同一に保持し、前記振幅偏差が増加し前記最小値が前
記第１の限界値α以上のときは前記次の微小位相変化の
方向を反転し、前記振幅偏差値の変動が認められないと
きには前記次の微小位相変化の方向を前と同一に保持す
る第３の判断手段とを備えて構成されている。
次に図面を参照して本発明を詳細に説明する。第１図は
本発明の一実施例のシステム構成を示すブロック図であ
る。第１図において、アンテナ１及び２から受信された
二つの受信信号１０１,102は周波数変換器３及び４でそ
れぞれ中間周波数に変換され、合成器５で合成されたの
ち中間周波増幅器６を径て復調器（図示せず）に送られ
る。局部発振器７の出力は二分され、一方はそのまま他
方は可変移相器８を径てそれぞれ周波数変換器３及び４
に加えられており、可変移相器８を制御することにより
二つの受信信号の位相差が制御される。合成器５で合成
された中間波波信号１０３の一部は分岐して周波数変換
器９に加えられ、ここで電圧制御発振器 (VCO ) １０の
出力fi(i＝１〜ｎ) と混合され、低減フィルタ１１，検
波器１２を径て制御回路１３に送られる。制御回路13は
記憶および演算回路を含み、制御信号１０４により可変
移相器８に微小位相変化を与えると共に制御信号１０５
でＶＣＯ10の周波数ｆｉを変化させ、帯域内のｎ波の信
号電力を順次検出してそのうちの最大値Ｇmax及び最小
値Ｇminと、最大値と最小値との差（振幅偏差値）ΔG=G
max−Gminを演算記憶し、微小位相変化の前後における
これらの値を比較判断して可変移相器８に与える次の微
小位相変化の方向を決定するように構成されている。
本発明の一実施例のシステム構成を示すブロック図であ
る。第１図において、アンテナ１及び２から受信された
二つの受信信号１０１,102は周波数変換器３及び４でそ
れぞれ中間周波数に変換され、合成器５で合成されたの
ち中間周波増幅器６を径て復調器（図示せず）に送られ
る。局部発振器７の出力は二分され、一方はそのまま他
方は可変移相器８を径てそれぞれ周波数変換器３及び４
に加えられており、可変移相器８を制御することにより
二つの受信信号の位相差が制御される。合成器５で合成
された中間波波信号１０３の一部は分岐して周波数変換
器９に加えられ、ここで電圧制御発振器 (VCO ) １０の
出力fi(i＝１〜ｎ) と混合され、低減フィルタ１１，検
波器１２を径て制御回路１３に送られる。制御回路13は
記憶および演算回路を含み、制御信号１０４により可変
移相器８に微小位相変化を与えると共に制御信号１０５
でＶＣＯ10の周波数ｆｉを変化させ、帯域内のｎ波の信
号電力を順次検出してそのうちの最大値Ｇmax及び最小
値Ｇminと、最大値と最小値との差（振幅偏差値）ΔG=G
max−Gminを演算記憶し、微小位相変化の前後における
これらの値を比較判断して可変移相器８に与える次の微
小位相変化の方向を決定するように構成されている。
第２図は第１図に示した制御回路１３の動作を説明する
フローチャートである。以下にこのフローチャートを参
照してその制御動作を詳細に説明する。第２図のフロー
チャートにおいて、Ｇi は上記各周波数数ｆｉにおける
検波器１２の出力をA/D変換した検出値，δＧmin及びδ
ΔＧは微小位相変化の前後におけるＧmin及びΔＧの変
化、δ１及びδ２はそれぞれδＧmin及びδΔＧを判別
する判別限界値、α，β及びγはそれぞれあらかじめ定
められた常数であり、最小値、振幅偏差値および最大値
がこの値以上か未満によって判定を変更する第１，第２
及び第３の限界値である。又、制御回路１３は可変移相
器８に微小位相変化を与えた後の値を記憶するＡメモリ
と、変化の前の値を記憶するＢメモリと、演算用に用い
られる演算メモリとが設けられている。
フローチャートである。以下にこのフローチャートを参
照してその制御動作を詳細に説明する。第２図のフロー
チャートにおいて、Ｇi は上記各周波数数ｆｉにおける
検波器１２の出力をA/D変換した検出値，δＧmin及びδ
ΔＧは微小位相変化の前後におけるＧmin及びΔＧの変
化、δ１及びδ２はそれぞれδＧmin及びδΔＧを判別
する判別限界値、α，β及びγはそれぞれあらかじめ定
められた常数であり、最小値、振幅偏差値および最大値
がこの値以上か未満によって判定を変更する第１，第２
及び第３の限界値である。又、制御回路１３は可変移相
器８に微小位相変化を与えた後の値を記憶するＡメモリ
と、変化の前の値を記憶するＢメモリと、演算用に用い
られる演算メモリとが設けられている。
制御回路１３が動作を開始すると、まずステップ２０１
で初期設定が行われ各メモリ値は初期値に設定される。
ステップ２０２でＡメモリの各データ ( Gmax,Gmin, Δ
G) をＢメモリに移したのち、ステップ２０３〜２０５
で可変移相器８にある方向の微小位相変化を与え、周波
数ｆｉをｆ１からｆn まで順次変化させて検波器１２の
出力をＡ／Ｄ変換した検出値Ｇi を演算メモリに記憶さ
せ、各Ｇi を比較して最小値Ｇmin,最大値Ｇmax及び振
幅偏差値ΔＧを求めてＡメモリに記憶させる。次にステ
ップ２０６〜２２１でＡ，Ｂ両メモリのＧmin,ΔＧを比
較し、第３図の判定区分図に示す判断基準に従って次の
微小位相変化の方向が決定される。上記のステップ２０
６〜２２１に該当するところで、従来のノッチ同相合成
法では単にＧminが増加する方向に、又、ＭＩＤ合成法
ではΔＧが減少する方向に次の微小位相変化の方向を決
定しており、第４図(a)のような評価曲線の場合にはそ
れぞれＡ点およびＢ点で示す位置に制御される。これに
対して第２図のステップ２０６〜２２１の制御方法によ
ればＣ点に制御することが可能となる。
で初期設定が行われ各メモリ値は初期値に設定される。
ステップ２０２でＡメモリの各データ ( Gmax,Gmin, Δ
G) をＢメモリに移したのち、ステップ２０３〜２０５
で可変移相器８にある方向の微小位相変化を与え、周波
数ｆｉをｆ１からｆn まで順次変化させて検波器１２の
出力をＡ／Ｄ変換した検出値Ｇi を演算メモリに記憶さ
せ、各Ｇi を比較して最小値Ｇmin,最大値Ｇmax及び振
幅偏差値ΔＧを求めてＡメモリに記憶させる。次にステ
ップ２０６〜２２１でＡ，Ｂ両メモリのＧmin,ΔＧを比
較し、第３図の判定区分図に示す判断基準に従って次の
微小位相変化の方向が決定される。上記のステップ２０
６〜２２１に該当するところで、従来のノッチ同相合成
法では単にＧminが増加する方向に、又、ＭＩＤ合成法
ではΔＧが減少する方向に次の微小位相変化の方向を決
定しており、第４図(a)のような評価曲線の場合にはそ
れぞれＡ点およびＢ点で示す位置に制御される。これに
対して第２図のステップ２０６〜２２１の制御方法によ
ればＣ点に制御することが可能となる。
第３図の判定区分図は第２図のステップ２０６〜２２１
における制御回路１３の比較判断の基準を示すものであ
り、微小位相変化の前後における最小値の変化δGminと
振幅偏差値の変化δΔＧに対して次の微小位相変化の方
向を前と同一方向に保持するか、反転させて反対方向と
するかを示したものである。なお、図中の矢印は第４図
(a)〜(d)における変化の方向に対応している。第２図お
よび第３図に示されるように、第１図の制御回路１３に
おいては、(1)微小位相変化を与えたのちに最小値Ｇmin
が増加( δGmin＞δ１)した場合には、ステップ２０７
〜２０９の経路により、振幅偏差値ΔＧが増加し( δ
ΔG＞δ2)且つ最小値Ｇminがあらかじめ定められた第１
の限界値α以上で振幅偏差値ΔＧがあらじめ定められた
第２の限界値β以下のときに次の微小位相変化の方向を
反転し、それ以外のときは次の微小位相変化の方向を前
と同一に保持し、(2)微小位相変化を与えたのちに最小
値Ｇminが減少( δGmin＜−δ１)した場合には、ステ
ップ２１１〜２１３の経路により、振幅偏差値ΔＧが減
少し( δΔG＜−δ2)且つＧminがα以上でΔＧがβ以
下のときに次の微小位相変化の方向を前と同一に保持
し、それ以外ときは次の微小位相変化の方向を反転し、
(3)微小位相変化を与えたのちに最小Ｇminに変動が認め
られない場合（｜δＧmin｜≦δ1）には、ステップ２１
４〜219の経路により、振幅偏差値ΔＧが減少し最小値
Ｇminがα未満で且つ最大値Ｇmaxがαより大きいあらか
じめ定められた第３の限界値γを越えるときに次の微小
位相変化の方向を反転し、振幅偏差値ΔＧが減少し最小
値Ｇminがα以上か又は最大値Ｇmaxがγ未満のとき次の
微小位相変化の方向を前と同一に保持し、振幅偏差値Δ
Ｇが増加（δΔG＞δ2）し最小値Ｇminがα未満で且つ
増大値Ｇmaxがγを越えるとき次の微小位相変化の方向
を前と同一に保持し、振幅偏差ΔＧが増加し最小値Ｇmi
nがα以上か又は最大値Ｇmaxがγ未満のとき次の微小位
相変化の方向を反転し、振幅偏差値ΔＧに変動が認めら
れない（｜δGmin ｜＜δ1,｜δΔG | ＜δ2）ときは前
の微小位相変化の方向を保持するように構成されてい
る。このかうに構成することにより、二つの受信信号１
０１と１０２の関係が第４図(a)の評価曲線で示される
場合に、動作点がＡ点の位置にあれば可変移相器８をΔ
Ｇが減少する方向に制御し、Ｂ点にある場合にはＧmin
が増加する方向に制御することにより、動作点を矢印方
向に移動させてＣ点で安定させることができる。
における制御回路１３の比較判断の基準を示すものであ
り、微小位相変化の前後における最小値の変化δGminと
振幅偏差値の変化δΔＧに対して次の微小位相変化の方
向を前と同一方向に保持するか、反転させて反対方向と
するかを示したものである。なお、図中の矢印は第４図
(a)〜(d)における変化の方向に対応している。第２図お
よび第３図に示されるように、第１図の制御回路１３に
おいては、(1)微小位相変化を与えたのちに最小値Ｇmin
が増加( δGmin＞δ１)した場合には、ステップ２０７
〜２０９の経路により、振幅偏差値ΔＧが増加し( δ
ΔG＞δ2)且つ最小値Ｇminがあらかじめ定められた第１
の限界値α以上で振幅偏差値ΔＧがあらじめ定められた
第２の限界値β以下のときに次の微小位相変化の方向を
反転し、それ以外のときは次の微小位相変化の方向を前
と同一に保持し、(2)微小位相変化を与えたのちに最小
値Ｇminが減少( δGmin＜−δ１)した場合には、ステ
ップ２１１〜２１３の経路により、振幅偏差値ΔＧが減
少し( δΔG＜−δ2)且つＧminがα以上でΔＧがβ以
下のときに次の微小位相変化の方向を前と同一に保持
し、それ以外ときは次の微小位相変化の方向を反転し、
(3)微小位相変化を与えたのちに最小Ｇminに変動が認め
られない場合（｜δＧmin｜≦δ1）には、ステップ２１
４〜219の経路により、振幅偏差値ΔＧが減少し最小値
Ｇminがα未満で且つ最大値Ｇmaxがαより大きいあらか
じめ定められた第３の限界値γを越えるときに次の微小
位相変化の方向を反転し、振幅偏差値ΔＧが減少し最小
値Ｇminがα以上か又は最大値Ｇmaxがγ未満のとき次の
微小位相変化の方向を前と同一に保持し、振幅偏差値Δ
Ｇが増加（δΔG＞δ2）し最小値Ｇminがα未満で且つ
増大値Ｇmaxがγを越えるとき次の微小位相変化の方向
を前と同一に保持し、振幅偏差ΔＧが増加し最小値Ｇmi
nがα以上か又は最大値Ｇmaxがγ未満のとき次の微小位
相変化の方向を反転し、振幅偏差値ΔＧに変動が認めら
れない（｜δGmin ｜＜δ1,｜δΔG | ＜δ2）ときは前
の微小位相変化の方向を保持するように構成されてい
る。このかうに構成することにより、二つの受信信号１
０１と１０２の関係が第４図(a)の評価曲線で示される
場合に、動作点がＡ点の位置にあれば可変移相器８をΔ
Ｇが減少する方向に制御し、Ｂ点にある場合にはＧmin
が増加する方向に制御することにより、動作点を矢印方
向に移動させてＣ点で安定させることができる。
第４図(a)は前述したように二つの受信信号の相対位相
を変化させたときの振幅偏差値ΔＧと最小値Ｇminの関
係を示す評価曲線であり、評価曲線上の任意の位置にあ
る動作点は可変移相器に与えらえる微小位相変化ごとに
矢印方向に移動し、Ｃ点に至って安定する。フェージン
グにより入力条件が変わると評価曲線が変わるが、各評
価曲線において上記と同様に動作し、第４図(a)のＣ点
に相当する位置に制御される。第４図(b)は評価曲線が
Ｇminの限界値αに対して第４図(a)の場合よりもＧmin
の大きい方に位置している場合を示す。この場合には、
Ｒで示した部分の制御方向が第４図(a)の場合と反転し
ているためＣ１と対向するＣ２点にも副次的な安定点が
存在し、運用開始時の初期条件によってはＣ２点に収束
する可能性がある。しかしながら、この点はＣ１点に近
く雑音および干渉歪の双方から許容でき、又、Ｃ１点の
レベルが低下してα以下となると、この点は不安定点と
なるので第４図(a)に示したようにＣ点に制御されるこ
とになる。第４図(c)は評価曲線が第４図(a)の場合より
も更にＧminの小さい側にある場合であり、動作点はＣ
３となりΔＧはやや大きくなるが雑音と干渉のバランス
のとれた状態に制御される。第４図(d)は第４図(a)と
(b)の中間的な状態を示し、正常な安定点Ｃ４以外に副
次的な安定点Ｃ５が発生するのを防止するために、ΔＧ
が一定の限界値γを越えた場合にはＧminがα以上（Ｇm
in≧α）の場合でも第４図(d)に破線矢印Ｓで示す制御
方向とならないように構成されている。又、δΔＧ，δ
Gmin が共に変化しない場合、すなわち微小位相変化を
与えることにより評価曲線上の動作点の移動が小さい場
合には、同一の移動方向を保持するが、微小位相変化の
量を大きくするにようにすれば安定点への移動を早める
ことができる。
を変化させたときの振幅偏差値ΔＧと最小値Ｇminの関
係を示す評価曲線であり、評価曲線上の任意の位置にあ
る動作点は可変移相器に与えらえる微小位相変化ごとに
矢印方向に移動し、Ｃ点に至って安定する。フェージン
グにより入力条件が変わると評価曲線が変わるが、各評
価曲線において上記と同様に動作し、第４図(a)のＣ点
に相当する位置に制御される。第４図(b)は評価曲線が
Ｇminの限界値αに対して第４図(a)の場合よりもＧmin
の大きい方に位置している場合を示す。この場合には、
Ｒで示した部分の制御方向が第４図(a)の場合と反転し
ているためＣ１と対向するＣ２点にも副次的な安定点が
存在し、運用開始時の初期条件によってはＣ２点に収束
する可能性がある。しかしながら、この点はＣ１点に近
く雑音および干渉歪の双方から許容でき、又、Ｃ１点の
レベルが低下してα以下となると、この点は不安定点と
なるので第４図(a)に示したようにＣ点に制御されるこ
とになる。第４図(c)は評価曲線が第４図(a)の場合より
も更にＧminの小さい側にある場合であり、動作点はＣ
３となりΔＧはやや大きくなるが雑音と干渉のバランス
のとれた状態に制御される。第４図(d)は第４図(a)と
(b)の中間的な状態を示し、正常な安定点Ｃ４以外に副
次的な安定点Ｃ５が発生するのを防止するために、ΔＧ
が一定の限界値γを越えた場合にはＧminがα以上（Ｇm
in≧α）の場合でも第４図(d)に破線矢印Ｓで示す制御
方向とならないように構成されている。又、δΔＧ，δ
Gmin が共に変化しない場合、すなわち微小位相変化を
与えることにより評価曲線上の動作点の移動が小さい場
合には、同一の移動方向を保持するが、微小位相変化の
量を大きくするにようにすれば安定点への移動を早める
ことができる。
第５図は本発明の他の実施例のシステム構成を示すブロ
ック図であり、帯域内の信号電力の検出手段として複数
個の検出器を備えた実施例である。第５図では、二つの
受信信号の位相差を制御する可変移相器１４は、第１図
の場合と異なり、周波数変換器４の出力の中間中間波数
段に設けられ、信号電力の検出手段としてはｎ個の検出
器１５−ｊ（ｊは１〜ｎで、それぞれ帯域フィルタと検
波器または局部発振器と周波数変換器と低域フィルタと
検波器で構成される）が設けられている。制御回路１６
は上述したｎ個の検出器の出力を検出してＡ／Ｄ変換す
るように構成されているほかは第１図の制御回路１３と
同様で、上述したと同様の制御が行われる。
ック図であり、帯域内の信号電力の検出手段として複数
個の検出器を備えた実施例である。第５図では、二つの
受信信号の位相差を制御する可変移相器１４は、第１図
の場合と異なり、周波数変換器４の出力の中間中間波数
段に設けられ、信号電力の検出手段としてはｎ個の検出
器１５−ｊ（ｊは１〜ｎで、それぞれ帯域フィルタと検
波器または局部発振器と周波数変換器と低域フィルタと
検波器で構成される）が設けられている。制御回路１６
は上述したｎ個の検出器の出力を検出してＡ／Ｄ変換す
るように構成されているほかは第１図の制御回路１３と
同様で、上述したと同様の制御が行われる。
上述した第２図および第３図の説明においては、ステッ
プ２１７及び２１９においてＧmaxの判定を行っている
が、この判定は必ずしも必要としない。すなわち、この
ステップを省略すると、第４図(a)〜(d)の各評価曲線に
Ｔで示す部分の制御方向（矢印の方向）が反転するが、
これによる影響は副次的な安定点で収束する範囲が若干
増加するか、安定点に達するまでの時間が若干相違する
のみであり、上述の説明とほぼ同等の効果が得られるこ
とは明らかである。
プ２１７及び２１９においてＧmaxの判定を行っている
が、この判定は必ずしも必要としない。すなわち、この
ステップを省略すると、第４図(a)〜(d)の各評価曲線に
Ｔで示す部分の制御方向（矢印の方向）が反転するが、
これによる影響は副次的な安定点で収束する範囲が若干
増加するか、安定点に達するまでの時間が若干相違する
のみであり、上述の説明とほぼ同等の効果が得られるこ
とは明らかである。
以上説明したように、本発明のダイバーシチ制御方式に
よれば、入力条件にかかわらず、信号レベルの低下によ
る雑音と振幅偏差による干渉歪との双方に対し、バラン
スのとれた良好な動作条件で位相合成を行うことができ
る効果がある。
よれば、入力条件にかかわらず、信号レベルの低下によ
る雑音と振幅偏差による干渉歪との双方に対し、バラン
スのとれた良好な動作条件で位相合成を行うことができ
る効果がある。
第１図は本発明の一実施例のシステム構成を示すブロッ
ク図、第２図は第１図の制御回路の動作を示すフローチ
ャート、第３図は第２図におけるステップ２０６〜２２
１の判断動作の基準を示す判定区分図、第４図(a)〜(d)
は評価曲線を示す特性図、第５図は本発明の他の実施例
のシステム構成を示すブロック図である。 １，２……アンテナ、３，４，９……周波数変換器、５
……合成器、６……中間周波増幅器、７……局部発振
器、８，１４……可変移相器、１０……電圧制御発振器
（ＶＣＯ）、１１……低減フィルタ、１２……検波器、
１３，１６……制御回路、１５−ｊ……検出器。
ク図、第２図は第１図の制御回路の動作を示すフローチ
ャート、第３図は第２図におけるステップ２０６〜２２
１の判断動作の基準を示す判定区分図、第４図(a)〜(d)
は評価曲線を示す特性図、第５図は本発明の他の実施例
のシステム構成を示すブロック図である。 １，２……アンテナ、３，４，９……周波数変換器、５
……合成器、６……中間周波増幅器、７……局部発振
器、８，１４……可変移相器、１０……電圧制御発振器
（ＶＣＯ）、１１……低減フィルタ、１２……検波器、
１３，１６……制御回路、１５−ｊ……検出器。
Claims (1)
- 【請求項１】二つの受信信号間の位相差を制御する可変
移相器と、位相差を制御された前記二つの受信信号を合
成する合成器と、この合成器の出力信号から伝送周波数
帯域内の複数の周波数における信号電力を選択検出する
検出手段と、前記可変移相器に微小位相変化を与えてそ
の前後の前記検出手段の出力を比較判断して次の微小位
相変化の方向を決定する制御回路とを備えたディジタル
無線回線のダイバーシチ制御方式において、前記制御回
路が、前記検出手段の複数の出力のうちの最大値と最小
値と前記最大値から前記最小値を減算した振幅偏差値と
を演算記憶する演算記憶手段と、前記微小位相変化を与
えたのちに前記最小値が増加した場合において、前記振
幅偏差値が増加し且つ前記最小値があらかじめ定められ
た第１の限界値α以上で前記振幅偏差値があらかじめ定
められた第２の限界値β以下のときに前記次の微小位相
変化の方向を反転し、それ以外のときは前記次の微小位
相変化の方向を前と同一に保持する第１の判断手段と、
前記微小位相変化を与えたのちに前記最小値が減少した
場合において、前記振幅偏差値が減少し且つ前記最小値
が前記第１の限界値α以上で前記振幅偏差値が前記第２
の限界値β以下のときに前記次の微小位相変化の方向を
前と同一に保持し、それ以外のときは前記次の微小位相
変化の方向を反転する第２の判断手段と、前記微小位相
変化を与えたのちに前記最小値の変動が認められない場
合において、前記振幅偏差値が減少し前記最小値が前記
第１の限界値α未満で且つ少なくとも前記最大値があら
かじめ定められた第３の限界値γを越えたとき前記次の
微小位相変化の方向を反転し、前記振幅偏差値が減少し
前記最小値が前記第１の限界値α以上のときは前記次の
微小位相変化の方向を前と同一に保持し、前記振幅偏差
値が増加し前記最小値が前記第１の限界値α未満で且つ
少なくとも前記最大値が前記第３の限界値γを越えたと
き前記次の微小位相変化の方向を前と同一に保持し、前
記振幅偏差値が増加し前記最小値が前記第１の限界値α
以上のときは前記次の微小位相変化の方向を反転し、前
記振幅偏差値の変動が認められないときには前記次の微
小位相変化の方向を前と同一に保持する第３の判断手段
とを備えたことを特徴とするダイバーシチ制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60234040A JPH0620185B2 (ja) | 1985-10-18 | 1985-10-18 | ダイバ−シチ制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60234040A JPH0620185B2 (ja) | 1985-10-18 | 1985-10-18 | ダイバ−シチ制御方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6294033A JPS6294033A (ja) | 1987-04-30 |
| JPH0620185B2 true JPH0620185B2 (ja) | 1994-03-16 |
Family
ID=16964624
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60234040A Expired - Lifetime JPH0620185B2 (ja) | 1985-10-18 | 1985-10-18 | ダイバ−シチ制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0620185B2 (ja) |
-
1985
- 1985-10-18 JP JP60234040A patent/JPH0620185B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 桑原守二監修「ディジタルマイクロ波通信（昭和５９−５−２５）株式会社企画センター，Ｐ２２６−２３１ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6294033A (ja) | 1987-04-30 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5203023A (en) | Phase likelihood comparison diversity receiver | |
| US4369520A (en) | Instantaneously acquiring sector antenna combining system | |
| US4612669A (en) | Antenna matching system | |
| EP0956511A1 (en) | Doppler direction finder and method of location using doppler direction finder | |
| EP0889540B1 (en) | Delay line antenna array system | |
| JPH0421377B2 (ja) | ||
| JPH1051221A (ja) | アダプティブアレーアンテナ | |
| JPH0620185B2 (ja) | ダイバ−シチ制御方式 | |
| JP3617487B2 (ja) | スペースダイバーシティ受信機及びその動作制御方法並びにプログラム | |
| EP0687080B1 (en) | Receive signal level detection system | |
| JPH0365827A (ja) | ダイバーシチ受信回路 | |
| JP2625846B2 (ja) | 同相合成スペースダイバーシティ受信装置 | |
| JPH0748685B2 (ja) | ダイバーシチ受信方法 | |
| JPS6113415B2 (ja) | ||
| JPS6216584B2 (ja) | ||
| JPH0888592A (ja) | ダイバーシティ受信装置 | |
| JP2556267B2 (ja) | スペースダイバーシチ受信方式 | |
| JP2654527B2 (ja) | スペースダイバーシティ受信方式 | |
| JPS63283237A (ja) | スペ−スダイバ−シチ受信装置 | |
| JP2977463B2 (ja) | 衛星・移動体通信系受信装置 | |
| JPS6218126A (ja) | ダイバ−シチ制御方式 | |
| JPH0771033B2 (ja) | ダイバーシチ受信回路 | |
| JPH03201629A (ja) | スペースダイバーシティ制御方式 | |
| JPH06232847A (ja) | Ｓｄ合成方式 | |
| JPH0311561B2 (ja) |