JPH0624438B2 - 直流高圧電源装置の制御方法 - Google Patents
直流高圧電源装置の制御方法Info
- Publication number
- JPH0624438B2 JPH0624438B2 JP4796188A JP4796188A JPH0624438B2 JP H0624438 B2 JPH0624438 B2 JP H0624438B2 JP 4796188 A JP4796188 A JP 4796188A JP 4796188 A JP4796188 A JP 4796188A JP H0624438 B2 JPH0624438 B2 JP H0624438B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- chopper
- power supply
- output
- control circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、直流高圧電源装置、ことに電子ビーム加工
機など負荷短絡を生じやすい負荷を有する装置における
電圧回復方法に関する。
機など負荷短絡を生じやすい負荷を有する装置における
電圧回復方法に関する。
電源装置の小型化を要求される直流高圧電源装置におい
ては、チョッパおよびインバータを用いて直流を一旦高
周波交流に変換し、この交流を整流回路で再び直流に変
換する，いわゆる変調形直流電源装置が用いられる。
ては、チョッパおよびインバータを用いて直流を一旦高
周波交流に変換し、この交流を整流回路で再び直流に変
換する，いわゆる変調形直流電源装置が用いられる。
第４図は変調形の直流高電圧電源装置の一例を示す構成
図であり、直流電源１の出力電流は半導体式降圧チョッ
パ２のスイッチング素子２Ａ等によって制御され、イン
バータ４によって交流電流に変換された後昇圧トランス
５の一次巻線に供給される。昇圧トランス５で所定の高
電圧に高められた交流電流は整流ブリッジ６で整流さ
れ、平滑コンデンサ７でリップルが排除された直流高電
圧となり負荷８に供給される。
図であり、直流電源１の出力電流は半導体式降圧チョッ
パ２のスイッチング素子２Ａ等によって制御され、イン
バータ４によって交流電流に変換された後昇圧トランス
５の一次巻線に供給される。昇圧トランス５で所定の高
電圧に高められた交流電流は整流ブリッジ６で整流さ
れ、平滑コンデンサ７でリップルが排除された直流高電
圧となり負荷８に供給される。
このように構成された直流高圧電源部１０の出力電圧Ｖ
の制御はチョッパ制御回路１１によって行われる。すな
わち、チョッパ制御回路１１は出力電圧Ｖの検出器９の
検出信号９Ｅ，および出力電圧Ｖの設定器１２の電圧設
定信号１２Ｅとを入力信号とする自動電圧調整器（以下
ＡＶＲと略称する）１３と、ＡＶＲ１３の出力であるチ
ョッパ電流設定信号１３Ｅ，および半導体チョッパ２の
出力電流を検出する電流検出器１６の出力であるチョッ
パ電流検出信号１６Ｅを入力信号とする自動電流調整器
（以下ＡＣＲと略称する）１４と、ＡＣＲの出力信号を
整形してスイッチング素子２Ａのオン・オフ時間の割合
を制御する制御信号１１Ｅを出力するパルス形成器１５
とで構成される。
の制御はチョッパ制御回路１１によって行われる。すな
わち、チョッパ制御回路１１は出力電圧Ｖの検出器９の
検出信号９Ｅ，および出力電圧Ｖの設定器１２の電圧設
定信号１２Ｅとを入力信号とする自動電圧調整器（以下
ＡＶＲと略称する）１３と、ＡＶＲ１３の出力であるチ
ョッパ電流設定信号１３Ｅ，および半導体チョッパ２の
出力電流を検出する電流検出器１６の出力であるチョッ
パ電流検出信号１６Ｅを入力信号とする自動電流調整器
（以下ＡＣＲと略称する）１４と、ＡＣＲの出力信号を
整形してスイッチング素子２Ａのオン・オフ時間の割合
を制御する制御信号１１Ｅを出力するパルス形成器１５
とで構成される。
したがって、ＡＶＲ１３の検出側入力信号９Ｅが設定信
号１２Ｅと等しくなるよう、またＡＣＲ１４のチョッパ
電流検出側入力信号１６ＥがＡＶＲ１３の出力電圧制御
信号１３Ｅと等しくなるよう、スイッチング素子２Ａが
ＡＣＲをマイナーループとするＡＶＲ制御回路１１の出
力制御信号１１Ｅによって制御され、半導体式チョッパ
２の出力電流と負荷８への供給電流との平衡が保たれる
ことにより、直流電源部１０の出力電圧Ｖが整定電圧値
に保持される。
号１２Ｅと等しくなるよう、またＡＣＲ１４のチョッパ
電流検出側入力信号１６ＥがＡＶＲ１３の出力電圧制御
信号１３Ｅと等しくなるよう、スイッチング素子２Ａが
ＡＣＲをマイナーループとするＡＶＲ制御回路１１の出
力制御信号１１Ｅによって制御され、半導体式チョッパ
２の出力電流と負荷８への供給電流との平衡が保たれる
ことにより、直流電源部１０の出力電圧Ｖが整定電圧値
に保持される。
ところで、上述の直流高圧電源装置の負荷が電子ビーム
加工機や電子ビーム照射装置などである場合、数十ＫＶ
オーダまたはそれ以上の直流電圧が印加される電子銃と
電子ビームによる被加工体とが同一の真空チャンバー内
に収納されるために、その始動に際して被加工体や電極
から吸蔵ガスが放出され、その影響で負荷短絡が繰返し
発生するという問題があり、その発生頻度はエージング
の進行に伴なって徐々に減少し、加工が実施できる定常
運転状態に到達する。したがって、直流高圧電源装置は
その出力側が繰返し短絡されるとともに、その電圧回復
時に発生する電圧のオーバーシュートやリップルを低減
するために設けられた平滑コンデンサ７の蓄積エネルギ
ーが負荷短絡のたびに放電してしまうために、電圧回復
時に平滑コンデンサを充電するための大きな充電エネル
ギーを必要とし、これが原因で直流高圧電源装置が電子
ビームの発生に必要な電源容量に比べて遥かに大きい短
時間容量を要するという問題が発生する。また電圧回復
が遅い場合には電子ビームの停止期間が長くなり、被加
工体の品質にむらが生ずるために速い電圧回復が求めら
れ、これによっても電源の短時間容量の一層の増大が余
儀なくされる。
加工機や電子ビーム照射装置などである場合、数十ＫＶ
オーダまたはそれ以上の直流電圧が印加される電子銃と
電子ビームによる被加工体とが同一の真空チャンバー内
に収納されるために、その始動に際して被加工体や電極
から吸蔵ガスが放出され、その影響で負荷短絡が繰返し
発生するという問題があり、その発生頻度はエージング
の進行に伴なって徐々に減少し、加工が実施できる定常
運転状態に到達する。したがって、直流高圧電源装置は
その出力側が繰返し短絡されるとともに、その電圧回復
時に発生する電圧のオーバーシュートやリップルを低減
するために設けられた平滑コンデンサ７の蓄積エネルギ
ーが負荷短絡のたびに放電してしまうために、電圧回復
時に平滑コンデンサを充電するための大きな充電エネル
ギーを必要とし、これが原因で直流高圧電源装置が電子
ビームの発生に必要な電源容量に比べて遥かに大きい短
時間容量を要するという問題が発生する。また電圧回復
が遅い場合には電子ビームの停止期間が長くなり、被加
工体の品質にむらが生ずるために速い電圧回復が求めら
れ、これによっても電源の短時間容量の一層の増大が余
儀なくされる。
この発明の目的は、負荷短絡の発生頻度に対応して電圧
の回復速度を制御することにより、電源装置の短時間容
量の増大を抑さえるとともに、定常運転時における電子
ビーム停止時間を短縮することにある。
の回復速度を制御することにより、電源装置の短時間容
量の増大を抑さえるとともに、定常運転時における電子
ビーム停止時間を短縮することにある。
〔課題を解決するための手段〕 上記課題を解決するために、この発明方法によればチョ
ッパ制御回路の整定条件に基づいて出力電圧に保持され
るチョッパを有する直流高圧電源装置の、繰返し負荷短
絡に対する出力電圧回復方法であって、負荷短絡を検知
して前記チョッパの出力電流を所定時間絞った後前記チ
ョッパ制御回路の整定値を超えるチョッパ出力電流によ
り前記出力電圧を所定電圧レベルに急回復させる急速回
復モードと、急速回復モードの回復指令時間を積算して
その積算値が上限しきい値レベルに到達したとき前記急
速加速モードを前記チョッパ制御回路の整定値に切換え
て行う通常回復モードとを負荷短絡の発生頻度に対応し
て複数回づつ交互に繰返して行うこととする。
ッパ制御回路の整定条件に基づいて出力電圧に保持され
るチョッパを有する直流高圧電源装置の、繰返し負荷短
絡に対する出力電圧回復方法であって、負荷短絡を検知
して前記チョッパの出力電流を所定時間絞った後前記チ
ョッパ制御回路の整定値を超えるチョッパ出力電流によ
り前記出力電圧を所定電圧レベルに急回復させる急速回
復モードと、急速回復モードの回復指令時間を積算して
その積算値が上限しきい値レベルに到達したとき前記急
速加速モードを前記チョッパ制御回路の整定値に切換え
て行う通常回復モードとを負荷短絡の発生頻度に対応し
て複数回づつ交互に繰返して行うこととする。
上記手段において、チョッパ制御回路のＡＶＲおよびＡ
ＣＲによってチョッパ出力電流および直流出力電圧が設
定値に整定制御される直流高圧電源装置に負荷短絡が繰
返し発生した場合、出力電圧の回復制御を複数回の急速
回復モードと、急速回復モードの指令時間を積算して積
算値が所定の上限しきい値レベルに到達したときチョッ
パ制御回路の整定値に切換えて行う複数回の通常回復モ
ードとを負荷短絡の発生頻度に対応して交互に行うよう
構成したことにより、負荷短絡発生頻度の高い負荷のエ
ージング期間中は通常回復モードが機能することによ
り、電源装置の短時間容量増大の抑制が可能になるとと
もに、負荷短絡の発生頻度が低くなる定常運転状態にお
いては急速回復モードによる制御が主体となって電子ビ
ームの停止時間が短絡され、したがって電子ビームの停
止に伴なって生ずる被加工体の品質のばらつきおよび低
下を防止できる。
ＣＲによってチョッパ出力電流および直流出力電圧が設
定値に整定制御される直流高圧電源装置に負荷短絡が繰
返し発生した場合、出力電圧の回復制御を複数回の急速
回復モードと、急速回復モードの指令時間を積算して積
算値が所定の上限しきい値レベルに到達したときチョッ
パ制御回路の整定値に切換えて行う複数回の通常回復モ
ードとを負荷短絡の発生頻度に対応して交互に行うよう
構成したことにより、負荷短絡発生頻度の高い負荷のエ
ージング期間中は通常回復モードが機能することによ
り、電源装置の短時間容量増大の抑制が可能になるとと
もに、負荷短絡の発生頻度が低くなる定常運転状態にお
いては急速回復モードによる制御が主体となって電子ビ
ームの停止時間が短絡され、したがって電子ビームの停
止に伴なって生ずる被加工体の品質のばらつきおよび低
下を防止できる。
以下この発明を実施例に基づいて説明する。
第１図はこの発明の実施例方法を説明するための装置の
構成図、第２図は実施例方法における各部のタイムチャ
ート、第３図は実施例方法を示す動作説明図であり、従
来技術と同じ部分には同一参照符号を用いることにより
詳細な説明を省略する。第１図において、２０は急速回
復制御回路、３０は通常回復制御回路であり、以下第１
図と第２図を参照しつつ回路構成とその動作を説明す
る。チョッパ制御回路１１の整定出力電圧Ｖ１，負荷電
流Ｉ１で運転中に時刻ｔ０で負荷短絡が発生し、短絡電
流Ｉｓが流れたと仮定する。短絡電流Ｉｓは短絡電流検
出器１７で検出され、短絡信号発生器２２から短絡信号
２２Ｅが出力され、この信号によりフリップフロップ２
３がセットされ、Ｈレベルの信号２３Ｅが出力される。
これを受けたパルスオフ信号発生器２４から時刻ｔ０か
らｔ１までの所定時間Ｌレベルとなるパルスオフ信号２
４Ｅがパルス形成器１５に向けて出力され、パルス形成
器１５の出力信号が停止し、チョッパ２の出力電流Ｉｃ
が時刻ｔ０からｔ１の間停止する。その結果、出力電圧
Ｖおよび負荷電流Ｉはともに零近くまで低下し、負荷８
の耐電圧性能が回復する。一方、積算回路３２の積算値
がその上限しきい値Ｓ１以下であったとき積算回路はＨ
レベルの信号をＡＮＤゲート３３に出力するので、ＡＮ
Ｄゲート３３から急速回復指令時間である時刻ｔ１から
ｔ２の間信号３４Ｅが出力され、これを受けた増幅率切
換器２６を波形２６Ｅに示すように増幅率ｇ１からｇ２
（ｇ１＞ｇ２）に切換える。その結果、チョッパ電流検
出器１６の検出信号１６Ｅは、その大きさがｇ２／ｇ１
倍に減少した信号２６Ｅに変換される。このことは、Ａ
ＣＲのチョッパ電流の設定を大きくしたことと等価なの
で、ＡＣＲ１４はチョッパ電流ＩｃをＩｒに増大させる
指令をパルス形成器１５を介してチョッパ制御信号１１
Ｅとして半導体スイッチング素子２Ａに向けて出力する
ので、直流高圧電源部１０の出力電圧Ｖはチョッパ制御
回路１１の整定条件によって決まる通常回復モードより
速い立上りを示し、時刻ｔ２で整定電圧Ｖ１近くにまで
回復する。電圧Ｖは比較器２９に入力され、出力電圧設
定信号１２Ｅを増幅率ｇ３（ｇ３は１以下）で低減する
増幅器２８を通った低減レベルの設定信号と比較される
ことにより、出力電圧Ｖが整定電圧Ｖ１に近いレベルｇ
３×Ｖ１に達した時点ｔ２でフリップフロップ２３がリ
セットされ、その出力Ｈレベル信号２３ＥがＬレベル信
号に変化することにより、増幅率切換器２６はその増幅
率がｇ２からｇ１に戻り、これに基づいてチョッパ出力
電流もＩｒからＩｃに戻るので、出力電圧Ｖはチョッパ
制御回路１１の整定条件に基づく通常回復モードに戻
り、ゆっくりした速度で整定電圧Ｖ１に到達するので、
急速回復による電圧のオーバーシュートの発生が回避さ
れる。
構成図、第２図は実施例方法における各部のタイムチャ
ート、第３図は実施例方法を示す動作説明図であり、従
来技術と同じ部分には同一参照符号を用いることにより
詳細な説明を省略する。第１図において、２０は急速回
復制御回路、３０は通常回復制御回路であり、以下第１
図と第２図を参照しつつ回路構成とその動作を説明す
る。チョッパ制御回路１１の整定出力電圧Ｖ１，負荷電
流Ｉ１で運転中に時刻ｔ０で負荷短絡が発生し、短絡電
流Ｉｓが流れたと仮定する。短絡電流Ｉｓは短絡電流検
出器１７で検出され、短絡信号発生器２２から短絡信号
２２Ｅが出力され、この信号によりフリップフロップ２
３がセットされ、Ｈレベルの信号２３Ｅが出力される。
これを受けたパルスオフ信号発生器２４から時刻ｔ０か
らｔ１までの所定時間Ｌレベルとなるパルスオフ信号２
４Ｅがパルス形成器１５に向けて出力され、パルス形成
器１５の出力信号が停止し、チョッパ２の出力電流Ｉｃ
が時刻ｔ０からｔ１の間停止する。その結果、出力電圧
Ｖおよび負荷電流Ｉはともに零近くまで低下し、負荷８
の耐電圧性能が回復する。一方、積算回路３２の積算値
がその上限しきい値Ｓ１以下であったとき積算回路はＨ
レベルの信号をＡＮＤゲート３３に出力するので、ＡＮ
Ｄゲート３３から急速回復指令時間である時刻ｔ１から
ｔ２の間信号３４Ｅが出力され、これを受けた増幅率切
換器２６を波形２６Ｅに示すように増幅率ｇ１からｇ２
（ｇ１＞ｇ２）に切換える。その結果、チョッパ電流検
出器１６の検出信号１６Ｅは、その大きさがｇ２／ｇ１
倍に減少した信号２６Ｅに変換される。このことは、Ａ
ＣＲのチョッパ電流の設定を大きくしたことと等価なの
で、ＡＣＲ１４はチョッパ電流ＩｃをＩｒに増大させる
指令をパルス形成器１５を介してチョッパ制御信号１１
Ｅとして半導体スイッチング素子２Ａに向けて出力する
ので、直流高圧電源部１０の出力電圧Ｖはチョッパ制御
回路１１の整定条件によって決まる通常回復モードより
速い立上りを示し、時刻ｔ２で整定電圧Ｖ１近くにまで
回復する。電圧Ｖは比較器２９に入力され、出力電圧設
定信号１２Ｅを増幅率ｇ３（ｇ３は１以下）で低減する
増幅器２８を通った低減レベルの設定信号と比較される
ことにより、出力電圧Ｖが整定電圧Ｖ１に近いレベルｇ
３×Ｖ１に達した時点ｔ２でフリップフロップ２３がリ
セットされ、その出力Ｈレベル信号２３ＥがＬレベル信
号に変化することにより、増幅率切換器２６はその増幅
率がｇ２からｇ１に戻り、これに基づいてチョッパ出力
電流もＩｒからＩｃに戻るので、出力電圧Ｖはチョッパ
制御回路１１の整定条件に基づく通常回復モードに戻
り、ゆっくりした速度で整定電圧Ｖ１に到達するので、
急速回復による電圧のオーバーシュートの発生が回避さ
れる。
一方ＡＮＤゲート２３を通ったＨレベル信号２３Ｅと、
パルスオフ信号２４ＥはＡＮＤゲート３４に入力され、
両信号が重なる時刻ｔ１からｔ２にかけての急速回復指
令時間中信号３４Ｅによって積算器３２の積算値が増加
する。
パルスオフ信号２４ＥはＡＮＤゲート３４に入力され、
両信号が重なる時刻ｔ１からｔ２にかけての急速回復指
令時間中信号３４Ｅによって積算器３２の積算値が増加
する。
時刻ｔ３において再び負荷短絡が発生すると、上述の急
速回復モードに基づく電圧の回復制御が行われるが、時
刻ｔ５において積算器３２の積算値がその上限しきい値
Ｓ１に到達すると、積算器３２のロジックレベルはＬレ
ベルに変わり、ＡＮＤゲート３３がＨレベル信号２３Ｅ
の通過を阻止するので、増幅率切換器２６Ｅはその増幅
率がｇ２からｇ１に変化し、これに基づいてＡＣＲ１４
がその整定レベルに戻り、その結果急速回復制御回路２
０はその動作を停止し、時刻ｔ５以後はチョッパ制御回
路１１の整定条件に基づいて通常回復モードで整定電圧
Ｖ１に向けてゆっくり回復する。
速回復モードに基づく電圧の回復制御が行われるが、時
刻ｔ５において積算器３２の積算値がその上限しきい値
Ｓ１に到達すると、積算器３２のロジックレベルはＬレ
ベルに変わり、ＡＮＤゲート３３がＨレベル信号２３Ｅ
の通過を阻止するので、増幅率切換器２６Ｅはその増幅
率がｇ２からｇ１に変化し、これに基づいてＡＣＲ１４
がその整定レベルに戻り、その結果急速回復制御回路２
０はその動作を停止し、時刻ｔ５以後はチョッパ制御回
路１１の整定条件に基づいて通常回復モードで整定電圧
Ｖ１に向けてゆっくり回復する。
以上、出力電圧Ｖの急速回復モードから通常回復モード
に移る動作を急速回復制御回路２０および通常回復制御
回路３０の構成とともに説明したが、負荷短絡が繰返し
発生する場合の説明図を第３図に示すように、急速回復
モード期間においては積算回路出力信号３２ＥはＨレベ
ルとなり、この時刻ｔａ，ｔｂ，ｔｃ，ｔｄで負荷短絡
が起こるたびに積算器３２はその積算値の上昇（充電）
と下降（放電）を繰返しつつ上昇し、積算値が上限しき
い値Ｓ１に到達すると積算回路出力３２ＥがＬレベルと
なってＡＮＤゲート３３および３４が信号の通過を阻止
することにより通常回復モード期間に移り、その後時刻
ｔｅ，ｔｆ，ｔｇで負荷短絡が発生しても積算値は増加
しない。積算値が所定の放電時定数で徐々に下がり下限
しきい値Ｓ２に低下すると、積算回路出力３２Ｅは再び
Ｈレベルとなって急速回復モード期間に移行する。した
がって積算回路３２のしきい値Ｓ１，Ｓ２および充放電
の時定数の設定値をあらかじめ調整しておくことによ
り、急速回復モード期間における負荷短絡回数と通常回
復モード期間における負荷短絡回数との割合を制御する
ことが可能であり、負荷短絡発生頻度が高い電子ビーム
装置のエージング期間中には通常回復モードを主体とす
る電圧回復により直流高圧電源装置の短時間容量の増大
を抑制し、負荷短絡頻度の少い電子ビーム加工の運転状
態では急速回復モードを主体とした電圧回復により電子
ビームの停止時間を短縮し、電子ビームの停止に伴なっ
て生ずる被加工体の加工むらや品質の低下を防止するこ
とができる。
に移る動作を急速回復制御回路２０および通常回復制御
回路３０の構成とともに説明したが、負荷短絡が繰返し
発生する場合の説明図を第３図に示すように、急速回復
モード期間においては積算回路出力信号３２ＥはＨレベ
ルとなり、この時刻ｔａ，ｔｂ，ｔｃ，ｔｄで負荷短絡
が起こるたびに積算器３２はその積算値の上昇（充電）
と下降（放電）を繰返しつつ上昇し、積算値が上限しき
い値Ｓ１に到達すると積算回路出力３２ＥがＬレベルと
なってＡＮＤゲート３３および３４が信号の通過を阻止
することにより通常回復モード期間に移り、その後時刻
ｔｅ，ｔｆ，ｔｇで負荷短絡が発生しても積算値は増加
しない。積算値が所定の放電時定数で徐々に下がり下限
しきい値Ｓ２に低下すると、積算回路出力３２Ｅは再び
Ｈレベルとなって急速回復モード期間に移行する。した
がって積算回路３２のしきい値Ｓ１，Ｓ２および充放電
の時定数の設定値をあらかじめ調整しておくことによ
り、急速回復モード期間における負荷短絡回数と通常回
復モード期間における負荷短絡回数との割合を制御する
ことが可能であり、負荷短絡発生頻度が高い電子ビーム
装置のエージング期間中には通常回復モードを主体とす
る電圧回復により直流高圧電源装置の短時間容量の増大
を抑制し、負荷短絡頻度の少い電子ビーム加工の運転状
態では急速回復モードを主体とした電圧回復により電子
ビームの停止時間を短縮し、電子ビームの停止に伴なっ
て生ずる被加工体の加工むらや品質の低下を防止するこ
とができる。
この発明は前述のように、直流高圧電源部の出力電圧の
整定を、チョッパ制御回路でチョッパ出力電流を所定の
整定条件に基づいて制御することによって行う直流高圧
電源装置において、負荷短絡の繰返しに対する出力電圧
の回復を急速回復モードと、急速回復モードの指令時間
に比例する信号を積算してその積算値が上限しきい値に
到達したときチョッパ制御回路の整定値に切換えて行う
通常回復モードとを、負荷短絡の発生頻度に対応して複
数回づつ交互に繰返し行うよう構成した。その結果、負
荷短絡の少い運転状態では急速回復モードを主体とする
電圧回復が行われ、出力電圧の停止期間が短絡されるこ
とによって負荷に及ぼす悪影響が排除され、負荷短絡の
発生頻度が多い状態では通常回復モードによる電圧回復
を主体とすることが可能になることにより、出力側に設
けられる平滑コンデンサを充電するために電源に求めら
れる短時間容量の増大を最小限に抑制することができ
る。ことに、負荷が電子ビーム加工機や電子ビーム照射
装置のように、その始動時に負荷短絡が繰返し発生する
ものである場合には、始動時のエージング期間中は通常
回復モードでゆっくり電圧を回復させることにより電源
の短時間容量の増大を防ぎ、負荷短絡頻度が減少する通
常運転時には急速回復モードによって電子ビームの停止
時間を短縮することにより、電子ビームの停止による被
加工体の加工むらやこれに基づく品質の低下を回避する
ことができる。
整定を、チョッパ制御回路でチョッパ出力電流を所定の
整定条件に基づいて制御することによって行う直流高圧
電源装置において、負荷短絡の繰返しに対する出力電圧
の回復を急速回復モードと、急速回復モードの指令時間
に比例する信号を積算してその積算値が上限しきい値に
到達したときチョッパ制御回路の整定値に切換えて行う
通常回復モードとを、負荷短絡の発生頻度に対応して複
数回づつ交互に繰返し行うよう構成した。その結果、負
荷短絡の少い運転状態では急速回復モードを主体とする
電圧回復が行われ、出力電圧の停止期間が短絡されるこ
とによって負荷に及ぼす悪影響が排除され、負荷短絡の
発生頻度が多い状態では通常回復モードによる電圧回復
を主体とすることが可能になることにより、出力側に設
けられる平滑コンデンサを充電するために電源に求めら
れる短時間容量の増大を最小限に抑制することができ
る。ことに、負荷が電子ビーム加工機や電子ビーム照射
装置のように、その始動時に負荷短絡が繰返し発生する
ものである場合には、始動時のエージング期間中は通常
回復モードでゆっくり電圧を回復させることにより電源
の短時間容量の増大を防ぎ、負荷短絡頻度が減少する通
常運転時には急速回復モードによって電子ビームの停止
時間を短縮することにより、電子ビームの停止による被
加工体の加工むらやこれに基づく品質の低下を回避する
ことができる。
第１図はこの発明の実施例方法を説明するための装置の
構成図、第２図は実施例方法におけるタイムチャート、
第３図は実施例方法の動作説明図、第４図は従来装置を
示す構成図である。 １０……直流高圧電源部、１１……チョッパ制御回路、
２０……急速回復制御回路、３０……通常回復制御回
路。
構成図、第２図は実施例方法におけるタイムチャート、
第３図は実施例方法の動作説明図、第４図は従来装置を
示す構成図である。 １０……直流高圧電源部、１１……チョッパ制御回路、
２０……急速回復制御回路、３０……通常回復制御回
路。
Claims (1)
- 【請求項１】チョッパ制御回路の整定条件に基づいて出
力電圧が整定電圧に保持されるチョッパを有する直流高
圧電源装置の、繰返し負荷短絡に対する出力電圧回復方
法であって、負荷短絡を検知して前記チョッパの出力電
流を所定時間絞った後前記チョッパ制御回路の整定値を
超えるチョッパ出力電流により前記出力電圧を所定電圧
レベルに急回復させる急速回復モードと、急速回復モー
ドの回復指令時間を積算してその積算値が上限しきい値
レベルに到達したとき前記急速加速モードを前記チョッ
パ制御回路の整定値に切換えて行う通常回復モードとを
負荷短絡の発生頻度に対応して複数回づつ交互に繰返し
て行うことを特徴とする直流高圧電源装置の制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4796188A JPH0624438B2 (ja) | 1988-03-01 | 1988-03-01 | 直流高圧電源装置の制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4796188A JPH0624438B2 (ja) | 1988-03-01 | 1988-03-01 | 直流高圧電源装置の制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01222657A JPH01222657A (ja) | 1989-09-05 |
| JPH0624438B2 true JPH0624438B2 (ja) | 1994-03-30 |
Family
ID=12789939
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4796188A Expired - Fee Related JPH0624438B2 (ja) | 1988-03-01 | 1988-03-01 | 直流高圧電源装置の制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0624438B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2784136B2 (ja) * | 1993-10-19 | 1998-08-06 | 浜松ホトニクス株式会社 | スイッチング電源の過負荷・短絡保護回路 |
-
1988
- 1988-03-01 JP JP4796188A patent/JPH0624438B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01222657A (ja) | 1989-09-05 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP6702010B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| EP0125278B1 (en) | Power supply having a dc imput power source and pulsed current supplying stages | |
| US7049800B2 (en) | Switching mode voltage regulator and method thereof | |
| US4069449A (en) | Flyback type power supply | |
| JPH0624438B2 (ja) | 直流高圧電源装置の制御方法 | |
| JPS5928159B2 (ja) | 励磁調整装置 | |
| US4309751A (en) | Method and apparatus for controlling current type inverters | |
| JP3216786B2 (ja) | 容量性負荷のための直流高電圧電源装置 | |
| JP3528496B2 (ja) | コンデンサ式抵抗溶接機 | |
| JP2720001B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP2847115B2 (ja) | 電圧信号の電圧制御方法 | |
| JPH08317655A (ja) | 電力供給装置 | |
| US3947746A (en) | Single-ended dc-to-dc converter for the pulse control of the voltage at an inductive load as well as method for its operation | |
| JPH01218354A (ja) | 直流電源装置の電圧制御回路 | |
| JP2714166B2 (ja) | コンデンサ充電回路 | |
| EP0173535B1 (en) | A power supply system and a method of operating same | |
| JP3221051B2 (ja) | 昇圧チョッパ形直流電源装置 | |
| JP2544614Y2 (ja) | Ｘ線発生用高電圧発生装置 | |
| JP3119409B2 (ja) | 高周波加熱装置 | |
| JP2002064944A (ja) | コンデンサ充電方法及び充電装置 | |
| JP2000346968A (ja) | 加速電源装置 | |
| JPH03285298A (ja) | Ｘ線高電圧装置 | |
| JPH0574360A (ja) | 高電圧電源装置 | |
| EP4734346A1 (en) | Method of limiting startup inrush current and a system for limiting startup inrush current | |
| JPH03190563A (ja) | コンバータの制御回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |