JPH063566B2 - 電力調整方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、電圧フリッカの防止、力率改善、高調波成分
の低減等を行うための三相交流回路の電力調整方法に関
するものである。

〔従来の技術〕

フリッカ防止及び／又は力率改善のために三相交流電源
線の各線間にコンデンサ、又はコンデンサとリアクトル
との並列回路から成る進み電源供給回路を接続すること
は良く知られている。また、特開昭５６−１５９９３６
号（特願昭５５−６１６００）公報に、瞬時有効電流、
及び瞬時無効電流を求め、これに基づいて電力障害補償
回路を制御することが開示されている。更に、特願昭６
０−１３７４９９号において、本件出願人は、三相不平
衡負荷の力率改善を線電流検出に基づいて容易に達成す
る方法を提案した。またトランジスタで構成した三相Ｐ
ＷＭ変換器を使用して無効分を制御する方法も既に提案
されている。

〔発明が解決しようとする問題点〕

しかし、上記の特願昭６０−１３７４９９号には高調波
成分を除去する方法が開示されていない。また、上記の
トランジスタ三相ＰＷＭ変換器を使用する方法は、大容
量化が困難であるという欠点を有する。

そこで、本発明の目的は、中又は大容量の電力調整を容
易に達成することができる方法を提供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

上記問題点を解決し、上記目的を達成するための本発明
は、実施例を示す図面の符号を参照して説明すると、三
相交流電源線に接続されている三相負荷(2)の第１相、
第２相及び第３相の電流I_U、I_V、I_Wを検出すること、前
記第１、第２及び第３相の電流I_U、I_V、I_Wに基づいて第
１相、第２相及び第３相の瞬時無効電流I_Uq、I_Vq、I_Wq
を求めること、前記第１、第２及び第３の瞬時無効電流
I_Uq、I_Vq、I_Wqの基本波成分の実効値ａ、ｂ、ｃ又はこ
れに比例した値を得ること、線電流で表される各相の瞬
時無効電流の基本波成分の前記実行値ａ、ｂ、ｃ又はこ
れに比例した値を相電流ｘ、ｙ、ｚに変換すること、前
記相電流ｘ、ｙ、ｚに基づいて前記三相負荷(2)の無効
電流の基本波成分を補償するように無効電流の基本波成
分供給回路(3)を制御すること、三相一括又は各相毎の
瞬時無効電流I_q又はI_Uq、I_Vq、I_Wqに基づいて瞬時無効
電流の各相の高調波成分ΔI_qU、ΔI_qV、ΔI_qWを求める
こと、前記三相負荷(2)の前記第１、第２及び第３相の
電流I_U、I_V、I_Wに基づいて瞬時無効電流の各相の高調波
成分ΔI_pU、ΔI_pV、ΔI_pWを求めること、前記瞬時無効
電流の各相の高調波成分ΔI_qU、ΔI_qV、ΔI_qWと前記瞬
時有効電流の各相の高調波成分ΔI_pU、ΔI_pV、ΔI_pWと
を加算した高調波加算信号I_Uh、I_Vh、I_Whを求めるこ
と、前記三相交流電源線に接続されている三相パルス幅
変調変換回路(10)を、前記三相交流電源線の無効及び有
効の高調波成分を除去するように、前記高調波加算信号
I_Uh、I_Vh、I_Whに基づいて制御することを特徴とする電
力調整方法に係わるものである。

〔作用〕

上記発明によれば、負荷電流の検出に基づいて無効電流
の基本波成分と無効電流及び有効電流の高調波成分とが
実質的に分離されて補償される。無効電流及び有効電流
の高調波成分は基本波成分よりも高い周波数を有するの
で、パルス幅変調（ＰＷＭ）変換回路(10)によって補償
する。この時、必要に応じて基本波成分の一部をＰＷＭ
変換回路(10)で補償してもよい。ＰＷＭ変換回路(10)は
基本波成分を補償する機能を有するが、基本波成分の全
部をここで補償するように構成すると、大容量の場合に
は半導体スイッチが入手不可能になるか、又はコスト高
になる。そこで、本発明では無効電流の基本波成分供給
回路(3)によって無効電流の基本波成分の全部又は大部
分を供給する。これにより、無効及び有効の高調波電流
の抑制、フリッカ防止及び力率改善を容易且つ良好に達
成することができる。

〔実施例〕

次に、図面を参照して本発明の実施例に係わる三相交流
回路の電力調整方式について述べる。

〔全体の説明〕

第１図において、第１相（Ｕ相）、第２相（Ｖ相）、及
び第３相（Ｗ相）の電源線(1u、1v、1w)には、三相不平衡
負荷(2)が接続されている。この三相不平衡負荷(2)は、
例えば、力率がほぼ同一の溶接機等の単相負荷(2a)(2b)
(2c)を各線間に接続したものであり、各線間の負荷(2a)
(2b)(2c)は固定された負荷ではなく、その大きさが変化
するものである。従って、もし力率補償しなければ、負
荷(2)の変動によって電源線(1u)(1v)(1w)の電圧変動
（フリッカ）が発生し、且つ力率が悪化する。(3)は力
率調整のための進み無効電流の基本波成分供給回路であ
り、第１、第２及び第３の回路(3a)(3b)(3c)から成り、
三相の電源線(1u)(1v)(1w)に接続されている。この無効
電流の基本波成分供給回路(3)は各線間に複数個のコン
デンサC_1a〜C_1n、C_2a〜C_2n、C_3a〜C_3nを交流スイッチと
してのサイリスタS_1a〜S_1n、S_2a〜S_2n、S_3a〜S_3nを介し
て接続することによって構成されている。無効電流の基
本波成分供給回路(3)で供給する進み電流を負荷(2)の変
動に対応させて調整すれば、三相交流回路の力率が補償
され、且つ電圧変動（フリッカ）も防止される。なお、
この実施例では、コンデンサC_1a〜C_1nとして容量の比が
１：２：４：８の４個のコンデンサが設けられているの
で、この４個のコンデンサの組み合せで１５段の容量が
得られる。コンデンサC_2a〜C_2n、C_3a〜C_3nも同様に構成
されている。

この実施例では三相負荷(2)としての各線間の負荷(2a)
(2b)(2c)は多数の集まりから成るので、相電流を直接に
検出することが困難である。そこで、線電流I_U、I_V、I_W
を検出するために、各電源線(1u)(1v)(1w)に変流器から
成る電流検出器(4a)(4b)(4c)が夫々接続されている。

電流検出器(4a)(4b)(4c)に接続されている信号処理回路
(5)は、瞬時無効電流の基本波成分を求め、これを補償
するための制御信号x₁、y₁、z₁を３本のライン６でゲー
ト制御回路(7)に送ると共に、無効電流の高調波成分及
び有効電流の高調波成分を求め、これ等の加算信号
I_Uh、I_Vh、I_Whを３本のライン(8)で次段の制御信号形成
回路(9)に送るものである。

ゲート制御回路(7)は信号処理回路(5)から送られてくる
各相のコンデンサ投入段数を示す制御信号x₁、y₁、z₁に
基づいて負荷(2)と無効電流の基本波成分供給回路(3)と
の総合力率が１になるようにサイリスタS_1a〜S_3nを制御
するためのゲート信号を発生する回路である。

高調波補償電流供給用ＰＷＭ変換回路(10)は、ブリッジ
接続された自己消弧形半導体スイッチ素子としてのトラ
ンジスタQ₁〜Q₆を含み、各対のトランジスタQ₁〜Q₆の接
続点に交流電源線(1u、1v、1w)が接続され、各対のトラン
ジスタQ₁〜Q₆の負荷としてリアクトル(11)が接続されて
いる。各トランジスタQ₁〜Q₆のベースは制御信号形成回
路(9)に接続され、各トランジスタQ₁〜Q₆はパルス幅変
調（ＰＷＭ）駆動され、制御された高調波補償電流を供
給する。なお、ＰＷＭ変換回路(10)の入力ライン間にコ
ンデンサC₁₁、C₁₂、C₁₃が接続されている。また、電流
検出器(12)(13)(14)が接続され、これ等の出力は制御信
号形成回路(9)に接続されている。

制御信号形成回路(9)は信号処理回路(5)から与えられる
無効と有効の高調波加算信号I_Uh、I_Vh、I_Whと電流検出
器(12)(13)(14)から与えられる電流とに基づいて電源線
(1u)(1v)(1w)の高調波成分を零にするようにトランジス
タQ₁〜Q₆をオン・オフ制御する信号を形成するものであ
る。

〔第２図の説明〕 信号処理回路(5)の詳細は第２図に示す通りである。第
１図に示した電流検出器(4a)(4b)(4c)に接続される瞬時
虚電流I_qを求める第１の演算回路(15)は三相一括の瞬時
無効電流成分を直流で出力する回路である。なお、瞬時
虚電流I_qは三相一括の瞬時無効電流を意味する。

(16)は各相の瞬時無効電流を求める第２の演算回路であ
って、第１の演算回路(15)に接続され、瞬時虚電流I_qに
基づいて各相の線電流I_U、I_V、I_Wに対応する各相の瞬時
無効電流I_Uq、I_Vq、I_Wqを出力する。この演算回路(16)
の具体的構成は後で説明する。

(17)は基本波成分抽出回路であり、第２の演算回路(16)
から得られる瞬時無効電流I_Uq、I_Vq、I_Wqの基本波成分
の実効値即ち瞬時無効電流の基本波成分の線電流ａ、
ｂ、ｃ（実効値）を直流で出力するように構成されてい
る。この基本波成分抽出回路(17)は後で詳しく説明す
る。

(18)は線電流を相電流に変換する第３の演算回路であ
る。即ち、瞬時無効電流の基本波成分の各相の線電流
ａ、ｂ、ｃ（実効値）を各相の相電流ｘ、ｙ、ｚ（実効
値）に変換する回路である。この第３の演算回路(18)は
後で詳しく説明する。

(19)はコンデンサ段数決定回路であって、前段の第３の
演算回路(18)から得られる瞬時無効電流の基本波成分の
相電流ｘ、ｙ、ｚ（実効値）を補償するために要求され
るコンデンサC_1a〜C_3nの段数を示す制御信号x₁、y₁、z₁
を形成し、ゲート制御回路(7)に送るものである。この
コンデンサ段数を示す信号x₁、y₁、z₁は相電流ｘ、ｙ、
ｚに対応した信号である。

(20)は三相一括瞬時無効電流高調波成分抽出回路であ
る。第１の演算回路(15)の出力の瞬時虚電流I_qは基本波
成分と高調波成分とから成る。基本波成分は基本波成分
供給回路(3)で補償されるが、高調波成分は補償されな
いので、これを補償するために三相一括瞬時無効電流高
調波成分抽出回路(20)によって三相一括瞬時無効電流
（瞬時虚電流）の高調波成分を抽出する。ところで、基
本波成分供給回路(3)によて基本波成分の全部を補償す
ることができれば、瞬時虚電流I_qと基本波成分を示す直
流信号との減算により直流で示される高調波成分を求め
ることができる。又は、交流の瞬時無効電流と交流の瞬
時基本波成分とを減算することによって交流の高調波成
分を求めることができる。しかし、この実施例では、基
本波成分が段階的に補償され、補償の不足又は過剰が生
じるので、この不足又は過剰分をＰＷＭ変換回路(10)で
補償している。この補償を可能にするために、コンデン
サ段数決定回路(19)と高調波成分抽出回路(20)との間に
基本波補償量信号発生回路(21)が設けられている。

基本波補償量信号発生回路(21)はコンデンサ段数決定回
路(19)に接続された直流レベルを正弦波に変換するため
の正弦波変換回路(22)と、相電流を線電流に変換する第
４の演算回路(23)と、補償された瞬時虚電流の基本波成
分を求める第５の演算回路(24)とから成る。基本波補償
量信号発生回路(21)は直流信号を出力するので、補償さ
れた瞬時虚電流I_qcを発生する回路と呼ぶこともでき
る。高調波成分抽出回路(20)は第１及び第５の演算回路
(15)に接続され、I_q−I_qcの演算をなすので、補償不足
又は過補償の瞬時虚電流ΔI_qを求める回路と呼ぶことも
できる。補償不足又は過補償の瞬時虚電流は、ＰＷＭ変
換回路(10)で補償される。

(26)は瞬時実電流I_pを求める第６の演算回路であり、電
流検出器(4a)(4b)(4c)に接続されている。瞬時実電流I_p
とは三相一括の瞬時有効電流を意味する直流信号であ
る。この実施例では、有効電流の高調波成分もＰＷＭ変
換回路(10)で補償するために、第６の演算回路(26)で瞬
時実電流を検出し、ここに含まれている高調波成分の抽
出を行う。

(27)は瞬時実電流I_pの商用（電源）周波数の１周期の平
均値を求める平均値回路であり、第６図の演算回路(23)
に接続されている。ここから得られる平均値I_paは瞬時
有効電流の基本波成分に相当する直流信号である。

(28)は瞬時実電流高調波成分抽出回路であって、第６の
演算回路(26)と平均値回路(27)と第７の演算回路(29)に
接続され、瞬時実電流（三相一括瞬時有効電流）の高調
波成分ΔI_Pを出力する。もし、コンデンサによる基本波
成分供給回路(3)に基づいて瞬時実電流が全く供給され
ないとすれば、第７の演算回路(29)から得られる瞬時実
電流I_pcは零であるので、第７の演算回路(29)の出力を
瞬時実電流高調波成分抽出回路(28)に接続することは不
要であるが、負荷(2)が不平衡の場合には基本波成分供
給回路(3a)(3b)(3c)も不平衡となり、瞬時実電流が流れ
る。そこでこの瞬時実電流をＰＷＭ変換回路(10)で補償
する。第７の演算回路(29)は第４の演算回路(23)に接続
され、ここから得られる基本波成分供給回路(3)の線電
流を示すI_Uc、I_Vc、I_Wcに基づいて瞬時実電流I_pcを求め
るものである。

第８の演算回路(30)は瞬時無効電流高調波成分演算回路
(31)と瞬時有効電流高調波成分演算回路(32)と加算回路
(33)とを含む。瞬時無効電流高調波成分演算回路(31)は
瞬時虚電流高調波成分抽出回路(20)に接続され、ここか
ら供給される直流信号である瞬時虚電流高調波成分ΔＩ
_qを三相交流の瞬時無効電流高調波成分ΔＩ_qU、Δ
Ｉ_qV、ΔＩ_qWに変換する。瞬時有効電流高調波成分演算
回路(32)は、瞬時実電流高調波成分抽出回路(28)に接続
され、直流信号である瞬時実電流高調波成分ΔＩ_pを三
相交流の瞬時有効電流交流ΔＩ_pU、ΔＩ_pV、ΔＩ_pWに変
換する。加算回路(33)は瞬時無効電流高調波成分Δ
Ｉ_qU、ΔＩ_qV、ΔＩ_qWと瞬時有効電流高調波成分Δ
Ｉ_pU、ΔＩ_pV、ΔＩ_pWとを加算し、交流の制御信号
I_Uh、I_Vh、I_Whを出力する。

〔瞬時虚電流、瞬時無効電流〕

瞬時無効電流は、前述した特開昭５６−１５９９３６号
公報で説明されている。

三相交流電源電圧V_U、V_V、V_Wは、最大値V_m、角周波数ω
の平衡三相交流電圧であるとすれば次式で表わされる。

いま、三相負荷電流I_U、I_V、I_Wをωで回転する変換マト
リクスで座標変換した電流をI_p、I_qで表わすと、零相電
流が存在しない場合は、一般に次式が成立する。

ここで、三相一括の瞬時無効電流I_qのみを算出するた
め、(2)式においてI_p＝０とすると、次式が得られる。

本発明では上記(4)式の三相一括の瞬時無効電流I_qを瞬
時虚電流と定義する。

第３図は第２図の第１及び第２の演算回路(15)(16)を詳
しく示す。第１図の電流検出器(4a)(4b)(4c)に接続され
るライン(41)(42)(43)は係数 を乗算する係数器(44)(45)(46)を介して乗算器(50)(51)
(52)の一方の入力端子にそれぞれ接続されている。乗算
器(50)(51)(52)の他方の入力端子にはsin ωt発生回路
(47)、sin(ωt-2π/3)発生回路(48)、sin(ωt-4π/3)発
生回路(49)がそれぞれ接続されている。各乗算器(50)(5
1)(52)の出力は加算器(53)に接続されている。加算器(5
3)の出力ラインには瞬時虚電流I_qに対応する直流信号が
得られる。

瞬時無効電流成分を求める第２の演算回路(16)は、直流
の瞬時虚電流I_qの各相の瞬時無効電流I_Uq、I_Vq、I_Wqに
変換するために、第３図に示す如く、乗算器(54)(55)(5
6)と係数器(57)(58)(59)とを含む。第１の演算回路(15)
と兼用する正弦波信号発生回路(47)(48)(49)の各出力と
加算器(53)の出力とが各乗算器(54)(55)(56)とで乗算さ
れ、これに係数 が乗算されることによって各相の瞬時無効電流I_Uq、
I_Vq、I_Wqが得られる。各相の瞬時無効電流I_Uq、I_Vq、I
_Wqと瞬時虚電流I_qとの関係式は次の通りである。

〔基本波成分抽出回路〕 瞬時無効電流の基本波成分抽出回路(17)は第４図に示す
如く各相の瞬時無効電流I_Uq、I_Vq、I_Wqのラインに接続
されたローパスフィルタ(61)(62)(63)と、これ等の出力
ラインに接続された実効値変換器(64)(65)(66)とから成
る。各ローパスフィルタ(61)(62)(63)は高調波成分を含
む各相の瞬時無効電流から高調波成分を除去して電源周
波数の基本波を出力する。各実効値変換器(64)(65)(66)
は例えばアナログ・デバイス（株）のＡＤ５３６ＡのＲ
ＭＳ／ＤＣコンバータであり、交流の実効値に対応する
直流電圧を出力するものである。従って、基本波抽出回
路(17)からは実効値表示の線電圧ａ、ｂ、ｃが出力され
る。

〔線電流−相電流変換〕

次に、第５図及び第６図を参照して線電流（瞬時無効電
流）ａ、ｂ、ｃを相電流（瞬時無効電流）ｘ、ｙ、ｚに
変換する方法を説明する。

第５図の線電流−相電流変換用の第３の演算回路(18)
は、次の(6)(7)(8)式に基づいて、線電流ａ、ｂ、ｃを
相電流ｘ、ｙ、ｚに変換するように構成されている。

但し、Ａは次式で示すものである。

(6)(7)(8)式により、相電流ｘ、ｙ、ｚが近似的に得ら
れることを説明する。第１図の各負荷(2a)(2b)(2c)の無
効電流成分のみを取り出すと、各相に換算された相電流
ｘ、ｙ、ｚは位相差１２０度を有し、第６図のベクトル
図で表わすことが出来る。そして、各相電流ｘ、ｙ、ｚ
と各線電流ａ、ｂ、ｃとの関係も第６図の如くになるの
で、両者の間に次の(9)式が成立する。

θ＝２／３であるから、 この(10)式により次の(11)式が成立する。

2(x+y+z)²-3(xy+yz+zx)＝b²+c²+a²…(11) 一方、公式により次の(12)式が成立する。

3(xy+yz+zx)²＝2(b²c²+c²a²+a²b²)-(b⁴+c⁴+a⁴)………(12) (12)式より次式が得られる。

(13)式を(11)式に代入すると次式が得られる。

以下、(14)式をＡとする。また、(10)式より次式が成立
する。

(16)式及びｘ＋ｙ＋ｚ＝Ａの関係から次式が成立する。

この(17)式から前述の(6)(7)(8)式が得られる。従っ
て、(6)(7)(8)式は各相の相電流を表わしている。

第５図の演算回路(18)は、(6)(7)(8)式の演算を実行す
るために、第２図の基本波成分抽出回路(17)に接続され
る線電流入力ライン(71)(72)(73)に線電流ａ、ｂ、ｃの
二乗値を求める二乗演算器(74)(75)(76)を有する。各二
乗演算器(74)(75)(76)の出力段には、(6)(7)(8)式の中
のa²+b²、b²+c²、c²+a²の部分の演算をなすために加算
器(77)(78)(79)が設けられ、また、(6)(7)(8)式の2c²、
2a²、2b²を得るために、２倍値演算器(80)(81)(82)が設
けられている。(83)(84)(85)は減算器であり、前段の加
算器(77)(78)(79)の出力から演算器(80)(81)(82)の出力
を減算して、(6)(7)(8)式のa²+b²-2c²、b²+c²-2a²、c²+
a²-2b²を得るものである。(86)は加算器であり、加算器
(79)の出力c²+a²に、二乗演算器(75)の出力b²を加算し
て(6)(7)(8)式のＡに含まれるa²+b²+c²を得るものであ
る。

(87)(88)(89)は除算器であり、前段の減算器(83)(84)(8
5)の出力を別に求めた３Ａで割算し、(6)(7)(8)式の第
２項を求めるものである。(90)(91)(92)は加算器であ
り、前段の除算器(87)(88)(89)の出力と別に求めた(6)
(7)(8)式の第１項の値A/3とを加算して(6)(7)(8)式の相
電流ｘ、ｙ、ｚを出力するものである。

線電流入力ライン(71)(72)(73)に接続されている加算器
(93)(94)(95)は、(6)(7)(8)式のＡを示す式の中のａ＋
ｂ、ｂ＋ｃ、ｃ＋ａを求めるものである。加算器(96)
は、加算器(93)の出力ａ＋ｂにライン(73)のｃを加算し
てＡを示す式の中の（ａ＋ｂ＋ｃ）を求めるものであ
る。減算器(97)は加算器(93)の出力からライン(73)の出
力を減算してＡを示す式のａ＋ｂ−ｃを得るものであ
る。減算器(98)は、加算器(94)の出力からライン(71)の
出力を減算して、Ａを示す式の（−ａ＋ｂ＋ｃ）を得る
回路である。減算器(99)は、加算器(95)の出力からライ
ン(72)の出力を減算してＡを示す式の（ａ−ｂ＋ｃ）を
得る回路である。乗算器(100)は加算器(96)の出力と減
算器(97)の出力とを乗算してＡを示す式の（ａ＋ｂ＋
ｃ）（ａ＋ｂ−ｃ）を得る回路である。乗算器(101)は
減算器(98)の出力と減算器(99)の出力とを乗算して、Ａ
を示す式の（−ａ＋ｂ＋ｃ）（ａ−ｂ＋ｃ）を得る回路
である。乗算器(102)は前段の２つの乗算器(100)(101)
の２つの出力を乗算し、Ａを示す式の（ａ＋ｂ＋ｃ）
（−ａ＋ｂ＋ｃ）（ａ−ｂ＋ｃ）（ａ＋ｂ−ｃ）（以
下、これをＢと呼ぶ）を得るものである。乗算器(103)
は前段の乗算器(102)の出力Ｂに基づいてＢ×３を得る
回路である。平方根演算器(104)は、前段の乗算器(103)
の出力３Ｂの平方根 を得る回路である。加算器(105)は前段の演算器(104)の
出力と加算器(86)の出力とを加算してＡを示す式の を得る回路である。1/2除算器(106)は前段の加算器(10
5)の出力の1/2の出力を得る回路である。平方根演算器
(107)は、前段の1/2除算器(106)の出力の平方根即ちＡ
を示す式の出力を得るものである。乗算器(108)は前段
の演算器(107)の出力Ａに３を乗算して３Ａを求め、こ
れを各相の除算器(87)(88)(89)に与えるものである。乗
算器(109)は平方根演算器(107)の出力Ａの1/3を求め、
これを加算器(90)(91)(92)に供給するものである。

〔正弦波変換回路〕

コンデンサ段数決定回路(19)に接続された正弦波変換回
路(22)は、直流信号であるコンデンサ段数制御信号x₁、
y₁、z₁をこのレベルに対応した振幅を有する正弦波（基
本波）に変換する回路であり、各相の正弦波電圧x₁₁、y
₁₁、z₁₁を送出する。もし、基本波成分供給回路(3)が相
電流ｘ、ｙ、ｚを完全に補償しているとすれば、x₁₁、y
₁₁、z₁₁はｘ、ｙ、ｚと等しい。

〔相電流を線電流に変換する回路〕

相電流ｘ、ｙ、ｚと線電流ａ、ｂ、ｃとの間には の関係がある。従って、第４の演算回路(23)の入力相電
流x₁₁、y₁₁、z₁₁に対応する出力線電流a₁、b₁、c₁を次
式で求めることができる。

第７図は(19)式のための第４の演算回路(23)を示す。こ
の第４の演算回路(23)は、３つの二乗器(110)(111)(11
2)と、３つの乗算器(113)(114)(115)と、６つの加算器
(116)(117)(118)(119)(120)(121)と、３つの平方根を求
める演算器(122)(123)(124)とから成る。コンデンサで
基本波成分が理想的に補償されている場合には、基本波
成分抽出回路(17)の出力電流ａ、ｂ、ｃと第４の演算回
路(24)の出力線電流a₁、b₁、c₁とは等しい。

〔補償された基本波成分〕

第４の演算回路(23)に接続されている第５の演算回路(2
4)は、補償された基本波成分を瞬時虚電流の形式で求め
るものである。線電流a₁、b₁、c₁の瞬時虚電流I_qc及び
瞬時実電流I_pcは次式で表わすことができる。

従って、コンデンサで補償された基本波成分を示す瞬時
虚電流I_qcは次式で求められる。

この(21)式の演算は第８図に示す第５の演算回路(24)で
行われる。第５の演算回路(24)は、正弦波発生回路(13
1)(132)(133)と、乗算器(134)(135)(136)と、加算器(13
7)と係数器(138)とから成る。なお、正弦波発生回路(13
1)(132)(133)は、第３図の正弦波発生回路(47)(48)(49)
を兼用してもよい。瞬時虚電流高調波成分抽出回路(20)
において、第５の演算回路(24)から出力される補償され
た基本波成分を示すI_qcと補償前の瞬時虚電流I_qとを演
算することによって補償不足又は過補償の瞬時虚電流Δ
I_qが求められる。この瞬時虚電流ΔI_qは、瞬時無効電流
の高調波成分とコンデンサで補償できなかった又は補償
しすぎた基本波成分との和を直流で表わすものである。
基本波成分供給回路(3)で完全に基本波を補償できる場
合は、ΔI_qは高調波成分のみを表わす。

〔コンデンサ電流の瞬時実電流〕

第１図の基本波成分供給回路(3)のコンデンサが不平衡
に接続される場合には、有効電流（瞬時実電流）が流れ
る。この瞬時実電流I_pcは、(20)式で示される。従っ
て、瞬時実電流I_pcは次式で求めることができる。

第９図は(22)式のための第７の演算回路であり、３相の
cos波発生回路(141)(142)(143)と、乗算器(144)(145)(1
46)と、加算器(147)と、係数器(148)とから成る。

〔負荷電流の瞬時実電流〕 負荷電流I_U、I_V、I_Wの三相一括瞬時有効電流即ち瞬時実
電流I_pは(2)式で示される。従って、次式で求めること
が出来る。

第１０図は(23)式の瞬時実電流I_pを求める第６の演算回
路であって、３相のcos波発生回路(151)(152)(153)と、
乗算器(154)(155)(156)と、加算器(157)と、係数器(15
8)とから成る。なお、cos波発生回路(151)(152)(153)は
第９図のcos波発生回路(141)(142)(143)を兼用する構成
としてもよい。

〔瞬時実電流の平均値回路〕

商用（電源）周波数の１周期の平均値を求める平均値回
路(27)は、第１１図に示す如く、積分回路(160)とサン
プルホールド回路(161)とで構成されている。積分回路
(160)は第６の演算回路(26)に接続され、電源線(1u)(1
v)(1w)の商用交流電圧の１周期の開始を示す電源零点パ
ルスに応答してリセットされ、商用周波数の１周期の瞬
時実電流I_pを積分する。サンプルホールド回路(161)は
１周期の積分値を電源零点パルスに応答してサンプリン
グし、ホールドし、これを平均値I_paとして出力する。
この平均値I_paは、瞬時有効電流の基本波成分に対応し
ている。

〔瞬時実電流高調波成分抽出回路〕

瞬時実電流高調波成分抽出回路(28)は、第６の演算回路
(26)から与えられる瞬時実電流I_pから平均値回路(27)か
ら与えられる平均値I_paを減算してI_p−I_paを求める減算
器と、この減算結果に、第７の演算回路(29)から与えら
れる瞬時実電流I_pcを加算する加算器とから成り、ΔI_p
＝I_p−I_pa＋I_pcの演算出力を得るものである。高調波成
分を含む瞬時実電流I_pから瞬時実電流の基本波成分に対
応する平均値I_paを減算することによって高調波成分が
抽出される。なお、この実施例では、コンデンサを含む
基本波成分供給回路(3)によって供給される瞬時実電流I
_pcも同時に補償するために、このI_pcが加算されてい
る。

〔第８の演算回路(30)〕 第８の演算回路(30)は第１２図に示す如く構成されてい
る。ここに含まれている瞬時無効電流高調波成分演算回
路(31)は、係数器(170)と３相の正弦波発生回路(171)(1
72)(173)と乗算器(174)(175)(176)とから成り、瞬時虚
電流高調波成分抽出回路(20)から与えられる瞬時虚電流
高調波成分ΔI_qを三相の瞬時無効電流高調波成分Δ
I_qU、ΔI_qV、ΔI_qWに変換するために次の演算を行う。

瞬時有効電流高調波成分演算回路(32)は、係数器(177)
と、３相のcos波発生回路(178)(179)(180)と、乗算器(1
81)(182)(183)とから成り、瞬時実電源高調波成分ΔI_p
を三相の瞬時有効電流高調波成分ΔI_pU、ΔI_pV、ΔI_pW
に変換するために次式の演算を行う。

加算回路(33)は瞬時無効電流高調波成分と瞬時有効電流
高調波成分との加算信号I_Uh、I_Vh、I_Whを次式に示すよ
うに出力する。

各加算信号I_Uh、I_Vh、I_Whは瞬時無効電流及び瞬時有効
電流の高調波成分信号である。

〔制御信号形成回路(9)〕 制御信号形成回路(9)は、位相反転回路(9c)とヒステリ
シスコンパレータ(9a)と論理回路(9b)とを含む。ヒステ
リシスコンパレータ(9a)の一方の入力端子には位相反転
回路(9c)を介して第３の演算回路(30)の高調波成分信号
I_Uhbの出力ラインが接続され、ここに第１４図(A)で説
明的に示す交流の高調波成分信号I_Uhbが入力する。コン
パレータ(9a)の他方の入力端子には第１図の電流検出器
(12)が接続され、第１３図(A)に示す電流検出値I_CTが入
力する。コンパレータ(9a)では高調波成分信号I_Uhbに基
づいて２つのヒステリシスレベルV_L、V_Hが得られ、これ
等と電流検出値I_CTとが比較され、I_UhbがV_L、V_Hに達す
る毎に出力が反転し、第１３図(B)に示す比較出力が得
られる。即ち、I_UhbがレベルV_HからレベルV_Lに向うt₂〜
t₃区間では比較出力が低レベル、I_UhbがレベルV_Lからレ
ベルV_Hに向うt₃〜t₄期間では高レベルになる。

論理回路(9b)は、比較出力に基づいてトランジスタQ₁、
Q₂の制御信号を形成する回路である。第１４図(C)に示
すトランジスタQ₁の制御信号は、高調波成分信号I_Uhbの
前半サイクルのt₁〜t₅において第１４図(B)の比較出力
をそのま選択し、後半サイクルのt₅〜t₆において第１４
図(B)の比較出力を反転することによって形成されてい
る。第１４図(D)のトランジスタQ₂の制御信号は第１４
図(C)の制御パルスを反転したものである。高調波成分
信号I_Vh、I_Whに対応する第２相及び第３相のトランジス
タQ₃〜Q₆の制御信号も第１相と全く同様に形成する。

〔動作〕

第１図の負荷(2)に高調波成分及び無効分を含む線電流I
_U、I_V、I_Wが流れている場合には、電流検出器(4a)(4b)
(4c)で検出され、信号処理回路(5)に送られる。信号処
理回路(5)は、無効電流の基本波成分を補償するための
コンデンサ段数制御信号x₁、y₁、z₁を形成してゲート制
御回路(7)に送る。ゲート制御回路(7)は、基本波成分供
給回路(3)の選択されたコンデンサを接続するようにサ
イリスタS_1a〜S_3nをオン制御する。これにより、基本波
成分がコンデンサによって供給される。ところで、サイ
リスタS_1a〜S_3nはゲート信号の供給が停止しても電流が
直ちに遮断されないので、周波数の高い高調波成分を供
給することはできない。

一方、高調波補償用のＰＷＭ変換回路(10)は、無効電流
の基本波成分供給回路(3)で補償することができない分
を補償する。即ち、無効電流の基本波成分供給回路(3)
は無効電流の基本波成分を補償するものであり、高調波
成分を補償することができないので、瞬時無効及び有効
の高調波成分加算信号I_Uh、I_Vh、I_Whを除去するように
トランジスタQ₁〜Q₆から成るＰＷＭ変換回路(10)を駆動
する。トランジスタQ₁〜Q₆は自己消弧形半導体スイッチ
であるから、このオン・オフを商用周波数以上の周波数
で行うことが可能であり、高調波成分を補償することが
できる。従って、第１図の方式によれば、フリッカ防
止、力率改善、及び高調波電流の抑制が達成される。

〔変形例〕

本発明は上述の実施例に限定されるものではなく、例え
ば次の変形例が可能なものである。

(1)第２図のコンデンサ段数決定回路(19)の出力信号
x₁、y₁、z₁に基づいて正弦波変換回路(22)と第４の演算
回路(23)とで補償基本波成分を示す線電流a₁、b₁、c₁を
作る代りに、第１５図に示す如く基本波成分供給回路
(3)を電源線(1u、1v、1w)に接続するラインに電流検出器C
T₁、CT₂、CT₃を接続し、これ等で検出した信号をa₁、
b₁、c₁として使用してもよい。

(2)第１６図は無効電流の基本波成分供給回路(3a)(3b)
(3c)の変形例を示す。この回路では各線間のコンデンサ
C₁、C₂、C₃に並列にリアクトルL₁、L₂、L₃が接続され、
リアクトルL₁、L₂、L₃に直列にサイリスタS₁、S₂、S₃が
接続されている。サイリスタS₁、S₂、S₃は力率を１にす
るように位相制御（導通角制御）される。従って、コン
デンサ容量を連続的に制御したと等価な効果が得られ
る。

サイリスタS₁、S₂、S₃の位相制御角は、瞬時無効電流の
相電流ｘ、ｙ、ｚに基づいて決定される。

(3)第１図のサイリスタS_1a〜S_3nの代りに、電磁接触器
などの機械的スイッチを接続してもよい。また、トラン
ジスタQ₁〜Q₆の代りにＧＴＯを使用してもよい。

(4)各演算回路をアナログ演算器で構成する代りに、マ
イクロコンピュータによりディジタル演算回路としても
よい。

(5)サイリスタS_1a〜S_3n、S₁〜S₃をトライアックとせず
に、ＳＣＲを逆並列接続したものとしてもよい。

(6)第１図のリアクトル(11)の代りにコンデンサを接続
してもよい。このようにこのコンデンサを接続する場合
には、コンデンサC₁₁、C₁₂、C₁₃の代りにＰＷＭ変換回
路(10)の三相入力ラインに直列にリアクトルを接続す
る。

(7)基本波成分の補償不足分又は過剰分を求める代り
に、補償不足分又は過剰分が予め分っている場合には、
基本波成分にこの不足分又は過剰分を加えて瞬時虚電流
高調波成分ΔI_qとしてもよい。

(8)瞬時虚電流I_qに基づいて高調波成分を求める代り
に、第２の演算回路(16)から得られる瞬時無効電流
I_Uq、I_Vq、I_Wqから第４図の各相のローパスフィルタ(6
1)(62)(63)の出力をアナログ減算して各相の高調波成分
を抽出してもよい。同様に、瞬時有効電流の高調波成分
も、瞬時実電流I_pによって求める代りに、三相の瞬時有
効電流を求め、この瞬時有効電流から基本波成分をアナ
ログ減算して高調波成分を抽出するようにしてもよい。
即ち、特願昭６１−１６９３２２号及び６１−１７１３
３５号の明細書、図面に記載されているような種々の方
法で高調波成分を抽出することができる。

(9)基本波成分供給回路(3)による基本波の補償不足又は
過補償をＰＷＭ変換回路(10)で補う必要がない場合は、
基本波成分抽出回路(17)の出力を第５の演算回路(24)に
入力させるようにしてもよい。

〔発明の効果〕

上述から明らかな如く、本発明では基本波成分と高調波
成分とを分けて補償するので、大きな無効分を最適に制
御し、高調波成分の抑制、フリッカ防止及び力率改善を
行うことができる。更に有効電流の高調波成分も補償す
るので、良質な電力供給が可能になる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例に係わる三相電力調整装
置を示すブロック図、 第２図は第１図の信号処理回路を示すブロック図、 第３図は第２図の第１及び第２の演算回路を示すブロッ
ク図、 第４図は第２図の基本波成分抽出回路を示すブロック
図、 第５図は第３の演算回路を示すブロック図、 第６図は三相不平衡負荷の線電流と相電流との関係を示
すベクトル図、 第７図は第４の演算回路を示すブロック図、 第８図は第５の演算回路を示すブロック図、 第９図は第７の演算回路を示すブロック図、 第１０図は第６の演算回路を示すブロック図、 第１１図は平均値回路を示すブロック図、 第１２図は第８の演算回路を示すブロック図、 第１３図は制御信号形成回路(9)の一相分を示すブロッ
ク図、 第１４図は第１３図の回路の各部の波形図、 第１５図は変形例の補償基本波信号発生回路を示すブロ
ック図、 第１６図は変形例の基本波成分供給回路を示すブロック
図である。 (1u)(1v)(1w)…電源線、(2)…負荷、(3)…基本波成分供
給回路、(4a)(4b)(4c)…電流検出器、(5)…信号処理回
路、(10)…ＰＷＭ変換回路、(15)…瞬時虚電流を求める
第１の演算回路、(17)…基本波成分抽出回路、(21)…基
本波補償量信号発生回路、(26)…瞬時実電流を求める第
６の演算回路、(28)…瞬時実電流高調波成分抽出回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】三相交流電源線に接続されている三相負荷
   （２）の第１相、第２相及び第３相の電流（Ｉ_U、Ｉ_V、
   Ｉ_W）を検出すること、 前記第１、第２及び第３相の電流（Ｉ_U、Ｉ_V、Ｉ_W）に
   基づいて第１相、第２相及び第３相の瞬時無効電流（Ｉ
   _Uq、Ｉ_Vq、Ｉ_Wq）を求めること、 前記第１、第２及び第３の瞬時無効電流（Ｉ_Uq、Ｉ_Vq、
   Ｉ_Wq）の基本波成分の実効値（ａ、ｂ、ｃ）又はこれに
   比例した値を得ること、 線電流で表される各相の瞬時無効電流の基本波成分の前
   記実行値（ａ、ｂ、ｃ）又はこれに比例した値を相電流
   （ｘ、ｙ、ｚ）に変換すること、 三相交流電源線に接続され且つコンデンサ又はリアクト
   ルと制御可能なスイッチング素子から構成された無効電
   流の基本波成分供給回路（３）を、前記相電流（ｘ、
   ｙ、ｚ）に基づいて前記三相負荷（２）の無効電流の基
   本波成分を補償するように制御すること、 三相一括又は各相毎の瞬時無効電流（Ｉ_q又はＩ_Uq、Ｉ
   _Vq、Ｉ_Wq）に基づいて瞬時無効電流の各相の高調波成分
   （ΔＩ_qU、ΔＩ_qV、ΔＩ_qW）を求めること、 前記三相負荷（２）の前記第１、第２及び第３相の電流
   （Ｉ_U、Ｉ_V、Ｉ_W）に基づいて瞬時有効電流の各相の高
   調波成分（ΔＩ_pU、ΔＩ_pV、ΔＩ_pW）を求めること、 前記瞬時無効電流の各相の高調波成分（ΔＩ_qU、Δ
   Ｉ_qV、ΔＩ_qW）と前記瞬時有効電流の各相の高調波成分
   （ΔＩ_pU、ΔＩ_pV、ΔＩ_pW）とを加算した高調波加算信
   号（Ｉ_Uh、Ｉ_Vh、Ｉ_Wh）を求めること、 前記三相交流電源線に接続され且つリアクトル又はコン
   デンサと制御可能なスイッチング素子から構成された三
   相パルス幅変調変換回路（１０）を、前記三相交流電源
   線の無効及び有効の高調波成分を除去するように、前記
   高調波加算信号（Ｉ_Uh、Ｉ_Vh、Ｉ_Wh）に基づいて制御す
   ること を特徴とする電力調整方法。