JPH0650946B2 - 直列共振コンバータ - Google Patents
直列共振コンバータInfo
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- JPH0650946B2 JPH0650946B2 JP63098695A JP9869588A JPH0650946B2 JP H0650946 B2 JPH0650946 B2 JP H0650946B2 JP 63098695 A JP63098695 A JP 63098695A JP 9869588 A JP9869588 A JP 9869588A JP H0650946 B2 JPH0650946 B2 JP H0650946B2
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- JP
- Japan
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- resonance
- circuit
- connection point
- diode
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は負荷に必要な直流電圧を得ることのできる直列
共振コンバータに関する。
共振コンバータに関する。
直列共振コンバータにおける共振電流の大きさは，共振
用リアクタのインダクタンス値，共振用キャパシタのキ
ャパシタンス値，直流入力電圧及び直流出力電圧の値に
よって決定される。従って，これらの値と共振電流との
関係について研究が盛んに行われている。これらの研究
により，直列共振コンバータの出力電圧を出力電流の値
によらずに定電圧制御するためには，主スイッチ素子の
オフ期間を変える，いわゆる周波数制御により出力電流
の大きさ（共振電流の平均値）を調整することが必要と
されている。しかし，直列共振コンバータを周波数制御
で定電圧制御する場合には，出力電流と動作周波数とが
比例関係にあるので，軽負荷時（出力電流の小さい場
合）に動作周波数が可聴音領域まで下がってしまい，騒
音が発生するという問題がある。
用リアクタのインダクタンス値，共振用キャパシタのキ
ャパシタンス値，直流入力電圧及び直流出力電圧の値に
よって決定される。従って，これらの値と共振電流との
関係について研究が盛んに行われている。これらの研究
により，直列共振コンバータの出力電圧を出力電流の値
によらずに定電圧制御するためには，主スイッチ素子の
オフ期間を変える，いわゆる周波数制御により出力電流
の大きさ（共振電流の平均値）を調整することが必要と
されている。しかし，直列共振コンバータを周波数制御
で定電圧制御する場合には，出力電流と動作周波数とが
比例関係にあるので，軽負荷時（出力電流の小さい場
合）に動作周波数が可聴音領域まで下がってしまい，騒
音が発生するという問題がある。
この問題を解決するために，共振周波数でインピーダン
スが無限大になる並列共振回路からなるタンク回路を直
列共振ループに挿入し，軽負荷時に共振ループのインピ
ーダンスを高くすることにより，動作周波数の負荷依存
性を制御する第３図に示すように直列共振コンバータが
提案されている。
スが無限大になる並列共振回路からなるタンク回路を直
列共振ループに挿入し，軽負荷時に共振ループのインピ
ーダンスを高くすることにより，動作周波数の負荷依存
性を制御する第３図に示すように直列共振コンバータが
提案されている。
第３図により従来の直列共振コンバータを説明すると，
バイポーラトランジスタのようなスイッチ素子１１，１
２を順方向に直列に接続した第１の回路１３と，ダイオ
ード１４，１５を順方向に直列に接続した第２の回路１
６と，共振用キャパシタ１７，１８が直列に接続された
第３の回路１９との各両端間に直流電源２１が接続され
る。スイッチ素子１１，１２は直流電源２１と順方向で
あるが，ダイオード１４，１５は逆方向の極性とされ
る。ダイオード１４，１５の接続点と共振用コンデンサ
１７，１８の接続点とが互に接続され，この接続点２２
とスイッチ素子１１，１２の接続点２３との間に第４の
回路２４が接続される。第４の回路２４は整流回路２５
と，共振用インダクタ２６とタンク回路２７との直列接
続よりなり，タンク回路２７は共振用インダクタ２８及
び共振用キャパシタ２９の並列回路よりなる。整流回路
２５はダイオード３１〜３４のブリッジ回路よりなり，
その出力端子間に出力キャパシタ３５が接続され，出力
キャパシタ３５と並列に負荷３６が接続される。
バイポーラトランジスタのようなスイッチ素子１１，１
２を順方向に直列に接続した第１の回路１３と，ダイオ
ード１４，１５を順方向に直列に接続した第２の回路１
６と，共振用キャパシタ１７，１８が直列に接続された
第３の回路１９との各両端間に直流電源２１が接続され
る。スイッチ素子１１，１２は直流電源２１と順方向で
あるが，ダイオード１４，１５は逆方向の極性とされ
る。ダイオード１４，１５の接続点と共振用コンデンサ
１７，１８の接続点とが互に接続され，この接続点２２
とスイッチ素子１１，１２の接続点２３との間に第４の
回路２４が接続される。第４の回路２４は整流回路２５
と，共振用インダクタ２６とタンク回路２７との直列接
続よりなり，タンク回路２７は共振用インダクタ２８及
び共振用キャパシタ２９の並列回路よりなる。整流回路
２５はダイオード３１〜３４のブリッジ回路よりなり，
その出力端子間に出力キャパシタ３５が接続され，出力
キャパシタ３５と並列に負荷３６が接続される。
初期条件としては共振用キャパシタ１７が直流電源２１
の電圧に充電され，共振用キャパシタ１８が零電圧に放
電されている場合を仮定し，動作を説明する。この状態
で半導体スイッチ１１をオンにすると，直流電源２１よ
り半導体スイッチ１１→整流回路２５のダイオード３１
→負荷３６（キャパシタ３５）→整流回路２５のダイオ
ード３３→共振用インダクタ２６→タンク回路２７を通
して共振用キャパシタ１８への充電電流i1が流れ，同時
にスイッチ素子１１→整流回路２５のダイオード３１→
負荷３６（キャパシタ３５）→整流回路２５のダイオー
ド３３→共振用インダクタ２６→タンク回路２７を通し
て共振用キャパシタ１７の放電電流i2が流れる。この電
流は共振用キャパシタ１７を放電，共振用キャパシタ１
８を充電する共振電流であり，タンク回路２７のキャパ
シタ２９のキャパシタンスCpは共振用キャパシタ１７
（又は共振用キャパシタ１８）のキャパシタCsより大き
く設定されているから，出力キャパシタ３５の電圧（出
力電圧）をVo，共振用インダクタ２６のインダクタをL
s，直流電源２１の電圧をViとすれば，約 後に共振用キャパシタ１７の電圧は零，共振用キャパシ
タ１８の電圧は電源電圧Viになる。この瞬間にダイオー
ド１４が導通し，共振用インダクタ２６に流れていた電
流は共振用インダクタ２６→タンク回路２７→ダイオー
ド１４→スイッチ素子１１→整流回路２５→負荷３６
（キャパシタ３５）→整流回路２５を通して電流i2とし
て流れる。この電流i2は負荷３６で消費され，やがて零
になる。
の電圧に充電され，共振用キャパシタ１８が零電圧に放
電されている場合を仮定し，動作を説明する。この状態
で半導体スイッチ１１をオンにすると，直流電源２１よ
り半導体スイッチ１１→整流回路２５のダイオード３１
→負荷３６（キャパシタ３５）→整流回路２５のダイオ
ード３３→共振用インダクタ２６→タンク回路２７を通
して共振用キャパシタ１８への充電電流i1が流れ，同時
にスイッチ素子１１→整流回路２５のダイオード３１→
負荷３６（キャパシタ３５）→整流回路２５のダイオー
ド３３→共振用インダクタ２６→タンク回路２７を通し
て共振用キャパシタ１７の放電電流i2が流れる。この電
流は共振用キャパシタ１７を放電，共振用キャパシタ１
８を充電する共振電流であり，タンク回路２７のキャパ
シタ２９のキャパシタンスCpは共振用キャパシタ１７
（又は共振用キャパシタ１８）のキャパシタCsより大き
く設定されているから，出力キャパシタ３５の電圧（出
力電圧）をVo，共振用インダクタ２６のインダクタをL
s，直流電源２１の電圧をViとすれば，約 後に共振用キャパシタ１７の電圧は零，共振用キャパシ
タ１８の電圧は電源電圧Viになる。この瞬間にダイオー
ド１４が導通し，共振用インダクタ２６に流れていた電
流は共振用インダクタ２６→タンク回路２７→ダイオー
ド１４→スイッチ素子１１→整流回路２５→負荷３６
（キャパシタ３５）→整流回路２５を通して電流i2とし
て流れる。この電流i2は負荷３６で消費され，やがて零
になる。
以上で動作の半周期は終了し次にスイッチ素子１２をオ
ンにすると，共振用キャパシタ１７が充電，共振用キャ
パシタ１８が放電を行い，前述と同様な動作が生じ，次
の半周期は終了する。
ンにすると，共振用キャパシタ１７が充電，共振用キャ
パシタ１８が放電を行い，前述と同様な動作が生じ，次
の半周期は終了する。
なおタンク回路２７のキャパシタ２９のキャパシタンス
Cpとインダクタ２８のインダクタンスLpとの共振周波数 を共振用キャパシタ１７（又はキャパシタ１８）のキャ
パシタンスCsと共振用インダクタ２６インダクタンスLs
との共振周波数 より低く設定し，周波数 f１近においてタンク回路２７
のインピーダンスを増大させることにより動作周波数の
最低値を f０にクランプしている。つまり周囲に騒音を
与えないように，動作周波数は可聴周波数よりも高い周
波数としており，また出力電流を減少するには動作周波
数をさげるが，軽負荷でも動作できるようにタンク回路
２７で並列共振させ，電流を制限して僅かな出力電流を
供給するようにしていた。このようなタンク回路を用い
ることにより動作周波数を可聴周波数に下げることな
く，軽負荷でも動作させることができる。なお一般に出
力電圧又は出力電流を一定に保持するため，その変動を
検出して動作周波数を自動的に制御している。
Cpとインダクタ２８のインダクタンスLpとの共振周波数 を共振用キャパシタ１７（又はキャパシタ１８）のキャ
パシタンスCsと共振用インダクタ２６インダクタンスLs
との共振周波数 より低く設定し，周波数 f１近においてタンク回路２７
のインピーダンスを増大させることにより動作周波数の
最低値を f０にクランプしている。つまり周囲に騒音を
与えないように，動作周波数は可聴周波数よりも高い周
波数としており，また出力電流を減少するには動作周波
数をさげるが，軽負荷でも動作できるようにタンク回路
２７で並列共振させ，電流を制限して僅かな出力電流を
供給するようにしていた。このようなタンク回路を用い
ることにより動作周波数を可聴周波数に下げることな
く，軽負荷でも動作させることができる。なお一般に出
力電圧又は出力電流を一定に保持するため，その変動を
検出して動作周波数を自動的に制御している。
このような従来回路では，出力側に所望のエネルギを伝
達するためには，タンク回路27の共振キャパシタ29は共
振キャパシタ17又は18よりも４〜5 倍以上大きなキャパ
シタンスを持たざるを得ないから，タンク回路27の取扱
いエネルギは大きくなる。従って，共振用インダクタも
大型のものを用いねばならず，電力損失も大きくなると
いう欠点があった。また，別途タンク回路27用に容量の
大きな共振用キャパシタを備えなければならないという
欠点もあった。
達するためには，タンク回路27の共振キャパシタ29は共
振キャパシタ17又は18よりも４〜5 倍以上大きなキャパ
シタンスを持たざるを得ないから，タンク回路27の取扱
いエネルギは大きくなる。従って，共振用インダクタも
大型のものを用いねばならず，電力損失も大きくなると
いう欠点があった。また，別途タンク回路27用に容量の
大きな共振用キャパシタを備えなければならないという
欠点もあった。
このような従来回路の欠点を除去するためにこの発明で
は，直列共進回路と並列共進回路とで共振用キャパシタ
を共用しており，共振用キャパシタのキャパシタンスが
従来のタンク回路の共振用キャパシタよりはるかに小さ
くなるので，その取扱いエネルギも小さくなり，従っ
て，共振用インッダクタを小型化でき，また電力損失も
小さくできる。
は，直列共進回路と並列共進回路とで共振用キャパシタ
を共用しており，共振用キャパシタのキャパシタンスが
従来のタンク回路の共振用キャパシタよりはるかに小さ
くなるので，その取扱いエネルギも小さくなり，従っ
て，共振用インッダクタを小型化でき，また電力損失も
小さくできる。
第１図により本発明に係る直列共振コンバータの一実施
例を説明する。第１図において，第３図と対応する部分
には同一符号を付けてある。
例を説明する。第１図において，第３図と対応する部分
には同一符号を付けてある。
この直列共振コンバータでは，第２の回路16のダイオー
ド14と15との接続点，及び第３の回路19の共振用キャパ
シタ17と18との接続点を示す接続点Ａと，直流電源21の
中点電位点Ｂとの間に共振用インダクタ28を備え，共振
用キャパシタ17と18は共振用インダクタ28と並列共振を
行い，また共振用インダクタ26と夫々直列共振を行い，
第１の回路13を流れる主電流は第３の回路19を流れる構
成となっている。
ド14と15との接続点，及び第３の回路19の共振用キャパ
シタ17と18との接続点を示す接続点Ａと，直流電源21の
中点電位点Ｂとの間に共振用インダクタ28を備え，共振
用キャパシタ17と18は共振用インダクタ28と並列共振を
行い，また共振用インダクタ26と夫々直列共振を行い，
第１の回路13を流れる主電流は第３の回路19を流れる構
成となっている。
この回路の動作は上記従来回路の動作とほぼ同様であ
り，いま，スイッチ素子11をオンにすると，直流電源21
よりスイッチ素子11−トランス40の１次巻線−共振用イ
ンダクタ26−接続点Ａを介して共振用キャパシタ18への
充電電流が流れ，同時にスイッチ素子11−トランス40の
１次巻線−共振用インダクタ26を介して共振用キャパシ
タ17の放電電流が流れる。この電流は共振用キャパシタ
18をほぼ電源電圧に充電し，共振用キャパシタ17をほぼ
零電圧に放電した後，第２の回路16のダイオード14が導
通し，共振用インダクタ26に蓄積されたエネルギがダイ
オード14−スイッチ素子11−トランス40を介して出力側
に伝達される。
り，いま，スイッチ素子11をオンにすると，直流電源21
よりスイッチ素子11−トランス40の１次巻線−共振用イ
ンダクタ26−接続点Ａを介して共振用キャパシタ18への
充電電流が流れ，同時にスイッチ素子11−トランス40の
１次巻線−共振用インダクタ26を介して共振用キャパシ
タ17の放電電流が流れる。この電流は共振用キャパシタ
18をほぼ電源電圧に充電し，共振用キャパシタ17をほぼ
零電圧に放電した後，第２の回路16のダイオード14が導
通し，共振用インダクタ26に蓄積されたエネルギがダイ
オード14−スイッチ素子11−トランス40を介して出力側
に伝達される。
そしてスイッチ素子11と12の双方のオフ期間後スイッチ
素子12がオンするが，イッチ素子12のオン動作はスイッ
チ素子11の場合と同様であるので，説明を省略する。
素子12がオンするが，イッチ素子12のオン動作はスイッ
チ素子11の場合と同様であるので，説明を省略する。
なお，ダイオード14,15 は夫々第３の回路19の共振用キ
ャパシタ17,18 と並列に接続されているので，ダイオー
ド14,15 のリカバリによる悪影響は生じない。
ャパシタ17,18 と並列に接続されているので，ダイオー
ド14,15 のリカバリによる悪影響は生じない。
ここでスイッチ素子11と12の双方がオフしている期間に
おいても，共振用キャパシタ17及び18と共振用インダク
タ28とがその固有の並列共振周波数で発振して，接続点
Ａの電圧を振動させており，軽負荷時にはスイッチ素子
11又は12の両端の電圧が小さい値（直流電源21Ａ又は21
Ｂの電圧から接続点Ａの電圧をマイナスした振幅の小さ
い電圧）を呈する接続点Ａの電圧状態でスイッチ素子11
又は12をオンさせ，トランス40の１次巻線に印加される
電圧の振幅を小さくしている。スイッチ素子11と12のス
イッチング周波数を共振用キャパシタ17又は18と共振用
インダクタ28との並列共振周波数と近づける程，接続点
Ａの電圧振動の振幅は大きくなる。従って，軽負荷時に
はスイッチ素子11又は12を上記並列共振周波数に近い周
波数でスイッチングさせる。
おいても，共振用キャパシタ17及び18と共振用インダク
タ28とがその固有の並列共振周波数で発振して，接続点
Ａの電圧を振動させており，軽負荷時にはスイッチ素子
11又は12の両端の電圧が小さい値（直流電源21Ａ又は21
Ｂの電圧から接続点Ａの電圧をマイナスした振幅の小さ
い電圧）を呈する接続点Ａの電圧状態でスイッチ素子11
又は12をオンさせ，トランス40の１次巻線に印加される
電圧の振幅を小さくしている。スイッチ素子11と12のス
イッチング周波数を共振用キャパシタ17又は18と共振用
インダクタ28との並列共振周波数と近づける程，接続点
Ａの電圧振動の振幅は大きくなる。従って，軽負荷時に
はスイッチ素子11又は12を上記並列共振周波数に近い周
波数でスイッチングさせる。
次に定格負荷時には，上記並列共振周波数に比べてかな
り高い周波数でスイッチ素子11と12をスイッチングさせ
るので，接続点Ａの電圧振動の振幅は小さい。従って，
直流電源21Ａ又は21Ｂの電圧から接続点Ａの電圧をマイ
ナスした電圧値の振幅は大きく，トランス40の１次巻線
に印加される電圧は大きい。
り高い周波数でスイッチ素子11と12をスイッチングさせ
るので，接続点Ａの電圧振動の振幅は小さい。従って，
直流電源21Ａ又は21Ｂの電圧から接続点Ａの電圧をマイ
ナスした電圧値の振幅は大きく，トランス40の１次巻線
に印加される電圧は大きい。
次に第２図により本発明に係る直列共振コンバータの一
実施例を説明すると，この実施例では直流電源21を３相
全波整流装置21′,チョーク43，キャパシタ41と42で構
成している。キャパシタ41と42はチョーク43とフィルタ
を構成するとともに，その中点電位点Ｂに直流電源電圧
のほぼ1/2 の電圧を与える。通常，キャパシタ41と42は
共振用キャパシタ17又は18に比べて10倍以上大きなキャ
パシタンスをもつよう設計されており，共振に実質的に
悪影響を与えない。
実施例を説明すると，この実施例では直流電源21を３相
全波整流装置21′,チョーク43，キャパシタ41と42で構
成している。キャパシタ41と42はチョーク43とフィルタ
を構成するとともに，その中点電位点Ｂに直流電源電圧
のほぼ1/2 の電圧を与える。通常，キャパシタ41と42は
共振用キャパシタ17又は18に比べて10倍以上大きなキャ
パシタンスをもつよう設計されており，共振に実質的に
悪影響を与えない。
以上述べたように本発明によれば，入力側に比較的安定
な２つの直流電圧源を備えると共に、並列共振回路と直
列共振回路で共振用キャパシタを共用しており，この共
振用キャパシタは従来のタンク回路の共振用キャパシタ
のキャパシタンスに比べてかなり小さくなるので，その
エネルギの取扱い量を十分小さくでき，従って，別途並
列共振回路用の共振用キャパシタを備える必要の無いの
は勿論のこと，安定に動作すると共に、共振用インダク
タを小型化でき，また電力損失を低減できる。
な２つの直流電圧源を備えると共に、並列共振回路と直
列共振回路で共振用キャパシタを共用しており，この共
振用キャパシタは従来のタンク回路の共振用キャパシタ
のキャパシタンスに比べてかなり小さくなるので，その
エネルギの取扱い量を十分小さくでき，従って，別途並
列共振回路用の共振用キャパシタを備える必要の無いの
は勿論のこと，安定に動作すると共に、共振用インダク
タを小型化でき，また電力損失を低減できる。
第１図及び第２図は夫々本発明にかかる直列共振コンバ
ータの異なる実施例を示す図，第３図は従来の直列共振
コンバータを説明するための図である。 11,12 ……主スイッチ素子 13……第１の回路 14,15 ……ダイオード 16……第２の回路 17,18 ……共振用キャパシタ 19……第３の回路 21……直流電流 26,28……共振用インダクタ 40……トランス
ータの異なる実施例を示す図，第３図は従来の直列共振
コンバータを説明するための図である。 11,12 ……主スイッチ素子 13……第１の回路 14,15 ……ダイオード 16……第２の回路 17,18 ……共振用キャパシタ 19……第３の回路 21……直流電流 26,28……共振用インダクタ 40……トランス
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平１−234052（ＪＰ，Ａ)
Claims (2)
- 【請求項１】第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素
子を互いに順方向に直列に接続した第１の回路と， 第１のダイオード及び第２のダイオードを互いに順方向
に直列に接続した第２の回路と， 第１の共振用キャパシタ及び第２の共振用キャパシタを
直列に接続した第３の回路と， 上記第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素子との接
続点，及び上記第１のダイオード及び第２のダイオード
との接続点と，上記第１の共振用キャパシタ及び第２の
共振用キャパシタの接続点との間で，上記第１のスイッ
チ素子又は第２のスイッチ素子を流れる主電流の通路に
接続された第１の共振用インダクタと， 第１の直流電源と第２の直流電源とを直列接続してな
り，上記第１の回路，第２の回路及び第３の回路の各両
端間に接続されると共に，前記第１の直流電源と第２の
直流電源との接続点が，第２の共振用インダクタを介し
て前記第１のダイオード及び第２のダイオードの接続点
と，前記第１の共振用キャパシタ及び第２の共振用キャ
パシタの接続点とに結合された直流電源とからなること
を特徴とする直列共振コンバータ。 - 【請求項２】第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素
子を互いに順方向に直列に接続した第１の回路と， 第１のダイオード及び第２のダイオードを互いに順方向
に直列に接続した第２の回路と， 第１の共振用キャパシタ及び第２の共振用キャパシタを
直列に接続した第３の回路と， 上記第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素子の接続
点，及び上記第１のダイオード及び第２のダイオードの
接続点と，上記第１の共振用キャパシタ及び第２の共振
用キャパシタの接続点との間で，上記第１のスイッチ素
子又は第２のスイッチ素子を流れる主電流の通路に接続
された第１の共振用インダクタと， 整流装置と，比較的安定な２つの直流電圧を与えるため
のものであって共振に実質的に影響を与えない程度の大
きなキャパシタンスを有する一対の直列接続されたコン
デンサとからなる直流電源と， 上記第１のダイオード及び第２のダイオードの接続点
と，上記第１の共振用キャパシタ及び第２の共振用キャ
パシタとの接続点と，上記直流電源の上記コンデンサ同
士の接続点との間に接続された第２の共振用インダクタ
とからなることを特徴とする直列共振コンバータ。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63098695A JPH0650946B2 (ja) | 1988-04-21 | 1988-04-21 | 直列共振コンバータ |
| CA000593007A CA1318349C (en) | 1988-03-11 | 1989-03-07 | Series resonant power converter and method of controlling the same |
| EP89302335A EP0332436B1 (en) | 1988-03-11 | 1989-03-09 | Series resonant power converter and method of controlling the same |
| DE68926585T DE68926585T2 (de) | 1988-03-11 | 1989-03-09 | Serien-Resonanzleistungswandler und sein Steuerverfahren |
| US07/641,808 US5075836A (en) | 1988-03-11 | 1991-01-16 | Series resonant power converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63098695A JPH0650946B2 (ja) | 1988-04-21 | 1988-04-21 | 直列共振コンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01270768A JPH01270768A (ja) | 1989-10-30 |
| JPH0650946B2 true JPH0650946B2 (ja) | 1994-06-29 |
Family
ID=14226640
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63098695A Expired - Lifetime JPH0650946B2 (ja) | 1988-03-11 | 1988-04-21 | 直列共振コンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0650946B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06133542A (ja) * | 1992-10-13 | 1994-05-13 | Yasuo Nakano | 電圧変換装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0757093B2 (ja) * | 1988-03-14 | 1995-06-14 | 日本電信電話株式会社 | 直列共振コンバータ |
-
1988
- 1988-04-21 JP JP63098695A patent/JPH0650946B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01270768A (ja) | 1989-10-30 |
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