JPH0650956B2 - 直流無整流子モ−タ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は直流電源のもとで使用される無整流子モータに
関するものである。

従来の技術 近年、多くの音響機器や、ビデオテープレコーダ、さら
にはフロッピーディスク装置に直流無整流子モータが多
用されるようになってきており、その手軽さから空冷用
ファンモータにまで応用が拡大している。

従来より、この種の直無整流子モータとしては２相ある
いは３相の半波駆動方式または全波駆動方式が主流を占
めている。各駆動方式にはそれぞれ一長一短があり、例
えば３相駆動方式は２相駆動方式に比べて駆動用パワー
素子の数が少なくてすむ反面、回転子の回転位置を検出
する位置検出素子の数が多く必要になる。ちなみに、単
一電源のもとで動作させるものとして比較すると、２相
全波駆動方式では８個のパワートランジスタと２個のホ
ール素子が必要になり、３相全波駆動方式では６個のパ
ワートランジスタと３個のホール素子が必要になる。

従来から、３相駆動方式において位置検出素子の数を削
減しようとする試みが数多く行われており、その代表的
な技術が米国特許第 3,577,053号（以下、文献１と略記
する。）に開示されている。前記文献１には、３相半波
駆動方式の無整流子モータにおいて、回転子上に光反射
率の異なる第１，第２，第３の構成要素を有する識別帯
を設け、前記識別帯に光線を照射し、反射光を受光素子
で検出することによって回転子の回転位置の変化を前記
受光素子の出力レベルの３段階の変化としてとらえ、そ
のレベルに依存した相巻線に通電するように構成された
装置が示されている。

前記文献１に示された方法では、唯一の位置検出素子と
位置検出のための識別帯によって３相半波駆動を可能に
しているが、構成上の制約によってその駆動形態を３相
半波型に限定される。すなわち、前記文献１に示された
形式をとると 360゜の電気角あたり３通りの検出しか行
えないために各相巻線への通電状態の切り換えも必然的
に３通りしか許されないことになり、６通りの通電状態
の切り換えを必要とする３相全波駆動方式を実現するに
はさらに余分な位置検出素子と識別帯が必要となる。

ところで、この種のモータにおいては、回転時の振動や
トルクリップルを小さくするには固定子巻線に供給する
電流波形を正弦波状にするのが好ましく、特開昭55−10
0088号公報（以下、文献２と略記する。）には、ホール
素子から得られる位置検出信号が種々の要因によって理
想的な正弦波形にならないので、あらかじめディジタル
的なメモリに正弦波情報を格納しておき、モータに連結
された周波数発電機の出力信号（一般にＦＧ信号と呼ば
れる。）によって前記メモリの情報を順次読みだし、ア
ナログ電圧に変換して、理想に近い正弦波状の駆動電流
を作りだすようにした直流無整流子モータが示されてい
る。

発明が解決しようとする問題点 ただ、前記文献２に示された方法は、従来のようにアナ
ログ的に処理を行う方法に比べて回路規模がかなりのも
のになり、また、滑らかに変化する駆動電流を作りだす
ためにディジタル回路の分解能を相当高くする必要があ
るなどの難点も有している。

問題点を解決するための手段 前記した問題点を解決するために本発明の直流無整流子
モータは、位置検出信号の所定のエッジを基準にして、
前記回転検出信号のエッジが到来するごとに前記駆動指
令電流に比例したステップでレベルが段階的に切り換わ
る階段状の出力信号を発生するステップ信号波形発生手
段と、繰り返し周期が前記回転検出信号のエッジの到来
周期に同期したスロープ波形を発生するスロープ発生回
路と、前記ステップ信号波形発生手段の出力信号に前記
スロープ波形を加え合わせてステップ信号波形にスロー
プを付加した駆動信号を作りだすスロープ合成回路と、
前記駆動信号を増幅して前記固定子巻線に供給する駆動
回路を備えたことを特徴とするものである。

作用 本発明では前記した構成によって、段階状のステップ信
号の変化がスロープ信号波形によって平滑されて滑らか
な駆動電流が得られる。

実施例 以下、本発明の実施例について図面を参照しながら説明
する。

第２図は本発明を実施するために構成されたモータの要
部の展開図を示したもので、３相の固定子巻線１，２，
３がたがいに星形結線され、前記固定子巻線１〜３に対
向して、図示されてはいない回転子に装着された永久磁
石４が配置されている。

前記永久磁石４の主要部は８極に着磁された主磁極が占
め、その内周部（図には示されていないが、第２図にお
いて前記永久磁石４の上側に回転子の内周部で、下側が
外周部であるとする。）にはＮ極着磁された第１の構成
要素部分５ａと、着磁されていない第２の構成要素部分
５ｂと、Ｓ極着磁された第３の構成要素部分５ｃが周方
向に交互に配置された円環状の識別帯５を有している。

また、前記識別帯５に対向して回転子の回転位置検出素
子として用意されたホールＩＣ（チップ上にホール発電
体と他の回路を同居させた集積回路。）６が配置されて
いる。

一方、前記永久磁石４の主磁極が外周側には96極に着磁
された発電帯が設けられ、この発電帯に対向して、径方
向に回折された96箇所のの発電要素部分を有するジグザ
グ状の発電巻線７が配置されている。

さらに、前記固定子巻線１，２，３の引き出し線は、そ
れぞれ第１の給電端子Ｕ，第２の給電端子Ｖ，第３の給
電端子Ｗに接続され、星形結線された中点は端子Ｘに接
続されている。

なお、前記ホールＩＣ６はプラス側給電端子６ａ，マイ
ナス側給電端子６ｂ，出力端子６ｃを有しており、前記
発電巻線７の引き出し線は出力端子７ａ，７ｂに接続さ
れている。

さて、第１図は本発明の一実施例における直流無整流子
モータのブロック構成図を示したものであり、第１図に
おいてブロック10は第２図に示されたモータブロックの
内部結線を施したもので、前記モータブロック10におい
て、中点端子ＸとホールＩＣ６のプラス側給電端子６ａ
の間には限流抵抗８が接続され、前記ホールＩＣ６のマ
イナス側給電端子６ｂと発電巻線７の他方の出力端子７
ａは回転検出端子Ｆに接続されている。

前記位置検出端子Ｐには前記ホールＩＣ６に内蔵された
処理回路（後述）によってモータの回転位置に依存して
３段階にレベルの変化する位置検出信号が出力される
が、この位置検出信号は分配器 100によって入力レベル
に対応して順次活性状態になる３系統の信号線路に分配
され、これらの出力は順序回路 200によって条件付け処
理が行われるとともに、前記分配器 100の出力はＲＥＶ
端子に印加される回転方向指令信号とともに回転方向判
別回路 300によってモータの回転方向を決定するために
利用される。

また、前記回転検出端子Ｆと前記接地端子Ｇに現れる信
号は増幅器 400によって十分な振幅に増幅された後にタ
イミングを作成するためのクロック信号として前記回転
方向判別回路 300と、各種の通電タイミングを発生する
ステップコントローラ 500と、固定子巻線１〜３への通
電電流に付加するスロープの発生タイミングを決定する
同期トリガ回路 600に供給されている。

さらに、前記順序回路 200の出力は前記ステップコント
ローラ 500と前記同期トリガ回路 600、ならびに、前記
ステップコントローラ 500の出力をもとに３相準全波駆
動と３相全波駆動とを切り換えるモード切換回路 700、
上昇スロープと下降スロープの切り換えを行う加減算指
令回路 800と、３相準全波駆動において駆動電流の相分
配を行う準全波相切換回路 900に供給され、前記回転方
向判別回路 300の出力は、固定子巻線１〜３への通電方
向を設定する通電方向設定回路1000と、前記通電方向設
定回路1000の出力をもとに通電方向を切り換える通電方
向切換回路1100と、Ｅ端子に印加される誤差電圧に依存
した電流とモータの加速あるいは減速の指令信号を発生
する誤差信号増幅器1300に供給され、前記ステップコン
トローラ500の出力は前記モード切換回路 700と前記加
減算指令回路 800と、全波駆動時のステップ電流波形を
発生するステップ電流発生回路1200に供給され、前記モ
ード切換回路 700の出力は、前記順序回路200 および前
記回転方向判別回路 300と、前記加減算指令回路 800
と、前記通電方向設定回路1000および前記通電方向切換
回路1100、ならびに、前記誤差信号増幅器1300と、固定
子巻線１〜３への通電電流に付加するスロープを発生す
るスロープ発生回路1400に供給されている。また、前記
同期トリガ回路 600と前記スロープ発生回路1400との間
で信号の授受が行われ、前記スロープ発生回路1400の出
力と前記加減算指令回路 800の出力はいずれも、前記準
全波相切換回路 900あるいは前記ステップ電流発生回路
1200から出力されるステップ状の電流出力信号にスロー
プを付加するスロープ合成回路1500に供給され、前記ス
ロープ合成回路1500の出力電流は前記準全波相切換回路
900あるいは前記ステップ電流発生回路1200の出力電流
に重畳されている。

一方、前記誤差信号増幅器1300からの加速あるいは減速
の指令信号が前記通電方向設定回路1000に供給され、前
記誤差信号増幅器1300からの出力電流は前記スロープ発
生回路1400および前記準全波相切換回路 900ならびに前
記ステップ電流発生回路1200に供給され、前記準全波相
切換回路 900と前記ステップ電流発生回路1200の出力電
流は、前記通電方向切換回路1100を介してＵ相駆動回路
1600とＷ相駆動回路1700に供給されるとともに、前記ス
ロープ合成回路1500にも供給され、前記Ｕ相駆動回路16
00の主出力電流と前記Ｗ相駆動回路1700の主出力電流は
それぞれＵ相の固定子巻線１が接続されたＵ端子とＷ相
の固定子巻線３が接続されたＷ端子に供給され、前記Ｕ
相駆動回路1600と前記Ｗ相駆動回路1700の一部の出力電
流が電流加算回路1800によって加算されてＶ相駆動回路
1900に供給され、前記Ｖ相駆動回路1900の出力電流はＶ
相の固定子巻線２が接続されたＶ端子に供給されてい
る。

第１図の実施例では、Ｊ端子にはモータの停止・回転の
指令信号が印加され、この指令信号は前記通電方向設定
回路1000に直接に供給されて、外部からモータの回転停
止指令信号が印加されたときのブレーキ信号を作りだす
のに利用されるほか、初期化回路2000を介して前記ステ
ップコントローラ 500と前記モード切換回路 700の初期
化に利用される。また、前記増幅器 400の出力信号は回
転停止検出器2100にも供給され、前記回転停止検出器21
00の出力信号は前記モード切換回路 700に供給されて、
モータの回転が停止しているときには前記モード切換回
路 700の出力状態を強制的に３相準全波駆動の状態に移
行せしめる。さらに、ＲＥＶ端子にはモータの回転方向
の正逆切換信号が印加されるが、前記ＲＥＶ端子が低電
位にあるときにモータが正方向に回転し、高電位にある
ときには逆方向に回転し、前記Ｊ端子が低電位にあると
きに固定子巻線への通電は停止され、高電位にあるとき
には固定子巻線への通電が行われるように構成されてい
る。

なお、本発明においてはモータの回転サーボシステムに
は言及しないが、ここではＦ端子から得られる速度情報
をもとにＥ端子を介して誤差信号増幅器1300に誤差電圧
を帰還するものとする。

さて、各部の動作の概要を説明する前に、第１図および
第２図に示された直流無整流子モータの固定子巻線への
通電状態の切り換え動作について説明する。

第１図と第２図からも明らかなように、本発明の実施例
として説明している直流無整流子モータでは回転子の静
止位置の検出手段としては、３種類の構成要素を有する
円環状の識別帯５と、唯一のホールＩＣ６を備えている
だけであるから、回転子の静止位置に応じて３通りの識
別しかできない。ところが、よく知られているように３
相全波駆動の形態をとろうとすれば、回転子の静止位置
に応じて６通りの位置検出情報が必要になる。

第１図に示された直流無整流子モータでは、モータの回
転速度がある程度上昇するまではホールＩＣ６の出力信
号をもとに３相の固定子巻線１，２，３のすべてに電流
を供給することによって余分に電流を流して起動トルク
の低下を防ぎ、モータの回転速度が上昇して発電巻線７
から十分な信号が得られた後は、前記発電巻線７の出力
信号と前記ホールＩＣ６の出力信号をもとに３相全波駆
動のための通電切換信号を、分配器 100，順序回路 20
0，ステップコントローラ 500，同期トリガ回路 600，
モード切換回路 700，加減算指令回路 800，準全波相切
換回路 900，通電方向切換回路1100，ステップ電流発生
回路1200，スロープ発生回路1400，スロープ合成回路15
00によって構成された駆動信号発生手段の内部で作りだ
すように構成されている。この駆動形態の切り換えの原
理を第３図を用いて説明する。

第３図Ａは第２図のモータ構造において永久磁石４の主
磁極が正弦波着磁されている場合の各固定子巻線１，
２，３に電流を流したときに発生するトルク特性を示し
たもので，第２図において固定子巻線１〜３，ホールＩ
Ｃ６，発電巻線７を含む固定子側が右に移動する場合の
回転トルクを正方向としている。第３図Ａの特性曲線ｕ
ａは第２図の固定子巻線１にＵ端子からＸ端子方向に電
流を流したときに発生するトルクを表しており、特性曲
線ｕｂは前記固定子巻線１にＸ端子からＵ端子方向に電
流を流したときに発生するトルクを表している。また、
特性曲線ｖａは固定子巻線２にＶ端子からＸ端子方向に
電流を流したときに発生するトルクを表しており、特性
曲線ｖｂは前記固定子巻線２にＸ端子からＶ端子方向に
電流を流したときに発生するトルクを表している。さら
に、特性曲線ｗａは固定子巻線３にＷ端子からＸ端子方
向に電流を流したときに発生するトルクを表しており、
特性曲線ｗｂは前記固定子巻線３にＸ端子からＷ端子方
向に電流を流したときに発生するトルクを表している。

一方、第３図Ｃは星形結線された３相の固定子巻線の任
意の２相に通電したときの正方向の発生トルクを、第３
図Ａに示した個々の固定子巻線における発生トルク比で
示したもので、よく知られているように、３相全波駆動
のモータではこれらの曲線の包絡線が実際の出力トルク
波形となる。すなわち、第３図Ｃにおいて、特性曲線ｗ
ｖは第２図のＷ端子からＶ端子方向に通電したときに発
生するトルク、特性曲線ｕｖはＵ端子からＶ端子方向に
通電したときに発生するトルク、特性曲線ｕｗはＵ端子
からＷ端子方向に通電したときに発生するトルク、特性
曲線ｖｗはＶ端子からＷ端子方向に通電したときに発生
するトルク、特性曲線ｖｕはＶ端子からＵ端子方向に通
電したときに発生するトルク、特性曲線ｗｕはＷ端子か
らＵ端子方向に通電したときに発生するトルクをそれぞ
れ表している。

各固定子巻線が発生する最大トルクを１とすれば、３相
全波駆動においては60゜の電気角ごとに各固定子巻線へ
の通電切り換えが行われるので、合成した後の最大トル
クＴ_ma1 ，最小トクルＴ_mi1 ，平均トルクＴ_av1 は次式
によって与えられる。なお、ここでは各トルクはすべて
無単位化して単なる指数で表している。

第３図Ｄはすでに説明したホールＩＣ６の出力信号波形
を示したものであるが、モートの回転子が停止している
状態においては、位置検出情報としては前記ホールＩＣ
６の出力信号しか用いることができない。３種類の位置
検出情報だけを用いてモータを起動させるには３相半波
駆動の形態をとることが考えられるが、その場合には第
１図の星形結線された固定子巻線の中点であるＸ端子を
プラスあるいはマイナス側の給電線路に直接接続するた
めのパワースイッチング素子が必要となる。

本発明の実施例では以下に述べる方法によってこのよう
な不都合を解消している。すなわち、前記ホールＩＣ６
の出力信号の３段階のレベル変化に対応させて、前記出
力信号が高電位にある区間を第１の通電区間，低電位に
ある区間を第２の通電区間，中間電位にある区間を第３
の通電区間とし、前記第１の通電区間においては第２図
のＵ端子からＶ端子およびＷ端子への通電を行い、前記
第２の通電区間においてはＶ端子からＷ端子およびＵ端
子への通電を行い、前記第３の通電区間においてはＷ端
子からＵ端子およびＶ端子への通電を行う。このとき、
３相の固定子巻線１，２，３による合成トルク特性は第
３図Ｂのようになり、特性直線ｕｃが前記第１の区間に
おける通電による発生トルク、特性曲線ｖｃが前記第２
の区間における通電による発生トルク、特性曲線ｗｃが
前記第３の区間における通電による発生トルクをそれぞ
れ表している。

したがって、理想的なタイミングで通電切り換えが行わ
れたときのモータの出力トルクは第３図Ｂの特性曲線の
包絡線に等しくなり、３相の固定子巻線のうち主たる巻
線には他の２相の固定子巻線の電流の和に等しい電流が
流れることを考慮して最大トルクT_ma2 ，最小トルクT
_mi2 ，平均トルク T_av2 を求めるとつぎのようになる。

さて、第３式と第６式を比較すれば明らかなように、起
動時においても３相全波駆動時と同じ平均トルクを得る
ことができ、また、パワースイッチング素子を余分に追
加して３相半波駆動させた場合に比べて、起動電流を節
約することもできる。ちなみに、いずれの駆動方式にお
いても各固定子巻線の１相あたりの抵抗値は等しいもの
とすると、３相半波駆動では起動電流が３相全波駆動の
２倍になるが、ここで説明した駆動方法によれば起動電
流はほぼ33パーセント増加するだけである。

なお、以下の説明においてはこの駆動方法を３相準全波
駆動と呼び、３相全波駆動あるいは３相半波駆動と区別
する。

つぎに、第１図の実施例に示される主要部の具体的な構
成例とその動作の概要を説明して全体の動作の説明の一
助とする。

まず、第４図はホールＩＣ６の具体的な構成例を示した
回路結線図であり、よく知られているバンドギャップ基
準電圧源などを用いた定電圧回路部61と、シリコン基板
上に形成されたホール発電体62と、その他の信号処理回
路部分から構成されている。

第４図のホール発電体62が第２図に示された識別帯５の
Ｎ極着磁された部分に対向しているときには前記ホール
発電体62の一方の出力端子62ａの電位が上昇し、他方の
出力端子62ｂの電位は下降する。したがって、トランジ
スタ63のコレクタ電位が下降し、トランジスタ64のコレ
クタ電位が上昇するので、定電流トランジスタ65に流れ
込む電流の殆どがトランジスタ66のコレクタ電流とな
る。

なお、第４図の回路において、前記定電流トランジスタ
65のエミッタ側に接続された抵抗67と、定電流トランジ
スタ68のエミッタ側に接続された抵抗69の抵抗比率が３
対４に設定されているので、前記定電流トランジスタ65
のコレクタ電流を４・Ｉ_０とすると、前記定電流トラン
ジスタ68のコレクタ電流はほぼ３・Ｉ_０となる。また、
プラス側のカレントミラー回路を構成する受電トランジ
スタ70のエミッタ側に接続された抵抗71と、定電流トラ
ンジスタ72，73のエミッタ側に接続された抵抗74，75の
抵抗値が等しくなるように設定され、定電流トランジス
タ76のエミッタ側に接続された抵抗77の抵抗値が前記抵
抗71の抵抗値の３倍に設定されているので、前記定電流
トランジスタ72，73のコレクタ電流はいずれも最大値で
ほぼ３・Ｉ_０となり、前記定電流トランジスタ76のコレ
クタ電流はほぼＩ_０となる。

したがって、前記トランジスタ66のコレクタ電流の４分
の３は前記定電流トランジスタ73から供給され、残りの
４分の１だけがトランジスタ78の第１コレクタ78ａから
供給される。このとき、出力端子６ｃに接続された負荷
抵抗79には前記トランジスタ78の第２コレクタ78ｂから
Ｉ_０の電流が供給されるとともに、前記定電流トランジ
スタ76からもＩ_０の電流が供給されるので、前記抵抗79
の抵抗値をＲ_０としたとき、前記出力端子６ｃには２・
Ｉ_０・Ｒ_０なる電位が現れる。

反対に、前記ホール発電体62が前記識別帯５のＳ極着磁
された部分に対向しているときには、前記定電流トラン
ジスタ65に流れ込む電流の殆どがトランジスタ80のコレ
クタ電流となり、トランジスタ81の第１コレクタ81ａと
第２コレクタ81ｂにもそれぞれＩ_０なる電流が流れ、前
記第２コレクタ81ｂの電流はトランジスタ82とトランジ
スタ83によって構成されたカレントミラー回路に供給さ
れる。したがって、このときには前記定電流トランジス
タ76のコレクタ電流の殆どあるいはすべてが前記トラン
ジスタ83のコレクタに流れ込み、前記出力端子６ｃの電
位は零となる。

一方、前記ホール発電体62が前記識別帯５の無着磁部分
に対向しうているときには前記トランジスタ66，80のコ
レクタ電流はほぼ平衡するので、前記トランジスタ66，
80のコレクタ電流のすべてが前記定電流トランジスタ7
2，73から供給されて前記トランジスタ78，81のコレク
タ電流は零となり、前記負荷抵抗79には前記定電流トラ
ンジスタ76のコレクタ電流だけが供給されて前記出力端
子６ｃの電位はＩ_０・Ｒ_０となる。

このようにして前記ホール発電体62の前記識別帯５への
対向位置によって前記ホールＩＣ６の出力電圧は３段階
に変化する。

第５図は第１図および第２図のように構成された直流無
整流子モータの主磁極と識別帯の相対的な位置関係と前
記ホールＩＣ６から得られる位置検出信号の変化のもよ
うを示したもので、回転子上に設けられた識別帯５と固
定子上に配置されたホールＩＣ６の相対的な回転角度が
第５図の機械角もしくは電気角で示される如く変化した
とき、それに対応して前記ホールＩＣ６の出力電圧は第
５図Ａのように変化する。

つぎに、第６図は第１図に示された分配器 100の具体的
な構成例を示したもので、異なるスレシホールド電圧を
有する２種類のコンパレータ 110および 120と、出力処
理部 130によって主要部が構成されており、出力端子ｓ
１，ｎ１，ｚ１の電位は入力端子Ｐの３段階の電位に応
じて排他的に高電位に移行する。なお、第６図の回路に
おいてトランジスタ 111と 112あるいはトランジスタ12
1と 122はそれぞれ前記コンパレータ 110あるいは120
にシュミット機能を付加するために追加されている。

第７図は第１図に示された順序回路 200，回転方向判別
回路 300，ステップコントローラ 500，同期トリガ回路
600，モード切換回路 700，加減算指令回路 800，通電
方向設定回路1000，初期化回路2000の具体的な構成例を
示したものであるが、最初に、初期化回路2000の動作に
ついて説明する。

なお、以後の論理回路の動作説明においては、すべて正
論理を用い、各入出力端子あるいは各信号線路が高電位
にあるときに活性状態にあるものとし、高電位の状態を
‘１’で表現し、低電位の状態を‘０’で表現する。

初期化回路2000は第７図からもわかるように各々の入出
力端子がそれぞれクロスカップリング接続された２個の
ＮＡＮＤゲートによるＲＳフリップフロップと、４入力
ＮＡＮＤゲート2001および２入力ＮＡＮＤゲート2002に
よって構成されているが、Ｊ端子のレベルが‘０’から
‘１’に移行する以前に前記ＮＡＮＤゲート2001の入力
端子のレベルのひとつが‘０’になっていると、Ｊ端子
のレベルが‘１’に移行した直後に前記ＮＡＮＤゲート
2002の出力レベルが‘０’に移行して初期化信号が出力
される。この初期化信号はステップコントローラ 500と
モード切換回路 700の初期化設定に使われるほか、前記
モード切換回路 700を介して順序回路 200と回転方向判
別回路 300の初期化設定に用いられる。

つぎに、順序回路 200の動作の概要を第５図に示された
位置検出信号の出力信号波形に基づいて説明する。第７
図に示された順序回路は各々の入出力端子がそれぞれク
ロスカップリング接続された２個のＮＡＮＤゲート 20
1， 202によるゲート対と、各々の入出力端子がそれぞ
れクロスカップリング接続された２個のＮＡＮＤゲート
203，204 によるゲート対と、これらのゲート対を連結
する２個のＮＡＮＤゲート 205， 206によって主要部が
構成されている。

第５図Ａの信号波形はすでに説明したように第１図のホ
ールＩＣ６の出力信号を示したものであり、第５図Ｂ，
Ｃ，Ｄの信号波形は前記ホールＩＣ６の出力信号をもと
に第６図に示した分配器100によって出力端子ｎ１，ｓ
１，ｚ１（これらの端子は第７図においては入力端子と
なる。）に分配された後の各信号線路に現れる信号波形
であり、第５図Ｅ，Ｆ，Ｇの信号波形はそれぞれ前記Ｎ
ＡＮＤゲート 203， 201とインバータ 207の出力信号波
形である。

Ｊ端子のレベルが‘０’になっているとき、もしくはＪ
端子のレベルが‘０’から‘１’に移行した直後に、モ
ード切換回路 700を構成するＡＮＤゲート 704によって
前記ＮＡＮＤゲート 202および 204の出力レベルは強制
的に‘１’に移行せしめられる。したがって、モータの
起動直後には前記ＮＡＮＤゲート 203の出力レベルと、
前記ＮＡＮＤゲート 201の出力レベルと、前記インバー
タ 207の出力レベルは、それぞれｎ１端子，ｓ１端子，
ｚ１端子のレベルと同じになっている。

いま仮に、第１図のホールＩＣ６が第５図の電気角が０
゜の位置に対向しているもののすると、前記インバータ
207の出力レベルが‘１’となり、前記ＮＡＮＤゲート
201， 203の出力レベルはいずれも‘０’となるが、モ
ータの回転子が回転を開始して前記ホールＩＣ６が識別
帯５のＮ極着磁された部分に対向するとｚ１端子のレベ
ルが‘０’に移行し、代わってｎ１端子のレベルが
‘１’に移行する。ただし、ここではＲＥＶ端子のレベ
ルは‘０’に保持されていてモータの回転子は正方向回
転をし、回転方向判別回路 300を構成するＤフリップフ
ロップ 301の出力レベルは‘０’になっているものとす
る。

ｎ１端子のレベルが‘１’に移行する以前にＮＡＮＤゲ
ート 202の出力レベルが‘１’になっているので、続い
てＮＡＮＤゲート 205の出力レベルが‘０’に移行し、
ＮＡＮＤゲート 203とＮＡＮＤゲート 204によるゲート
対の出力状態を反転させて、前記ＮＡＮＤゲート 203の
出力レベルが‘１’になり、前記ＮＡＮＤゲート 204の
出力レベルは‘０’となる。この変化によって前記ＮＡ
ＮＤゲート206の出力レベルが‘１’に移行し、前記イ
ンバータ207の出力レベルは‘０’に移行する。

さらに続いて回転子が回転して、前記ホールＩＣ６が第
５図の電気角 180゜の位置にさしかかると、第５図Ｄに
示すように、ｚ１端子のレベルが再び‘１’に移行する
が、この時点では前記ＮＡＮＤゲート 204の出力レベル
が‘０’に移行しているので、ＮＡＮＤゲート 206の出
力レベルは変化せず、前記ＮＡＮＤゲート 203， 201，
前記インバータ 207の出力状態も変化しない。

続いて、ｓ１端子のレベルが‘１’になると、それ以前
に前記ＮＡＮＤゲート 206の出力レベルが‘１’になっ
ているので、ＮＡＮＤゲート 201とＮＡＮＤゲート 202
によるゲート対の出力状態が反転して前記ＮＡＮＤゲー
ト 201の出力レベルが‘１’に移行し、前記ＮＡＮＤゲ
ート 203の出力レベルは‘０’に移行する。

結局、第７図に示された順序回路はあらかじめ順序づけ
された通りに入力端子が活性状態になったときにのみ、
入力を出力に反映させる機能を有している。

このようにして第７図のｎ１端子，ｓ１端子，ｚ１端子
に第５図Ｂ，Ｃ，Ｄに示すような位置検出信号が供給さ
れたとき、前記ＮＡＮＤゲート203あるいはｎ２端子，
前記ＮＡＮＤゲート 201，前記インバータ 207あるいは
ｚ２端子には第５図Ｅ，Ｆ，Ｇに示すような駆動指令信
号が出力される。

なお、第５図からもわかるように、モータが逆方向に回
転しているときにはｎ１端子，ｓ１端子，ｚ１端子に供
給される信号の到来順序がｎ１，ｚ１，ｓ１の順にな
り、ｎ１とｓ１の信号が入れ替わった形になる。第７図
のＮＡＮＤゲート 208， 209， 210， 211， 212による
切換回路は、モータの回転方向の正逆に拘らず、順序回
路 200に同じ条件で動作させるために付加されている。

つぎに、第７図に示された回転方向判別回路300は、モ
ータの回転子が正方向に回転している状態と逆方向に回
転している状態とでは、ｎ１端子，ｓ１端子，ｚ１端子
が活性状態に移行する順序が異なることを利用して回転
方向の判別を行うが、この動作の概要を第８図及び第９
図に示した信号波形図に基づいて説明する。

まず、Ｄフリップフロップ 301はすでに説明したＡＮＤ
ゲート 704の出力レベルが‘０’になっている間はその
出力レベルがＲＥＶ端子のレベルと同じになるように初
期化される。

第８図Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄはそれぞれ、モータが正方向に回
転している状態でのｆ１端子，ｎ１端子，ｓ１端子，ｚ
１端子に供給される信号波形を示したものであり、第８
図ＥはこのときのＮＡＮＤゲート 302の出力信号波形で
あり、第８図Ｆ，Ｇ，Ｈ，Ｉ，Ｊ，ＫはそれぞれＮＡＮ
Ｄゲート 303， 304， 305， 306， 307， 308の出力信
号波形であり、第８図Ｌ，ＭはそれぞれＤフリップフロ
ップ 301，ＮＡＮＤゲート 309の出力信号波形である。

第８図において、時刻ｔ_１以前のｓ１端子のレベルが
‘１’になっている期間は、ＮＡＮＤゲート 302とＮＡ
ＮＤゲート 310によるＲＳフリップフロップはリセット
され、ＮＡＮＤゲート 303とＮＡＮＤゲート 304による
ＲＳフリップフロップはセットされ、また、それ以前に
ＮＡＮＤゲート306 とＮＡＮＤゲート 307によるＲＳフ
リップフロップはリセットされているので、ｓ１端子に
供給される信号のトレイリングエッジが到来した後に、
時刻ｔ_１において、ｆ１端子に供給されるＦＧ信号のリ
ーディングエッジが到来したとき、前記ＮＡＮＤゲート
305の出力レベルが‘０’に移行し、その結果、前記Ｎ
ＡＮＤゲート 306と前記ＮＡＮＤゲート 307によるＲＳ
フリップフロップの出力状態が反転して、前記ＮＡＮＤ
ゲート 306の出力レベルが‘１’に移行する。

時刻ｔ_２において、ＦＧ信号のトレイリングエッジが到
来すると、前記ＮＡＮＤゲート 308の出力レベルが
‘０’に移行するので、前記ＮＡＮＤゲート 303と前記
ＮＡＮＤゲート 304によるＲＳフリップフロップの出力
状態が反転し、続いて、前記ＮＡＮＤゲート 306と前記
ＮＡＮＤゲート307によるＲＳフリップフロップの出力
状態も反転し、前記ＮＡＮＤゲート 308の出力レベルは
再び‘１’に戻る。時刻ｔ_２における前記ＮＡＮＤゲー
ト307の出力レベルの‘１’への移行によってＤフリッ
プフロップ 301がトリガされ、トリガ時点の前記ＮＡＮ
Ｄゲート 302の出力レベルは‘０’になっているから、
前記Ｄフリップフロップ 301の出力レベルも‘０’にな
る。

時刻ｔ_３から時刻ｔ_４あるいは時刻ｔ_５から時刻ｔ_６に
かけても同様の動作を繰り返し、モータの回転子が正方
向に回転している限り、前記Ｄフリップフロップ 301の
出力レベルは‘０’になり、このときにＲＥＶ端子を介
して正方向回転の指令信号が与えられていたとすると、
ＮＡＮＤゲート311 の出力レベルが‘０’になるので、
ＮＡＮＤゲート 309の出力レベルは‘１’になる。

一方、モータの回転子が逆方向に回転しているときに
は、第７図の回転方向判別回路 300の各部の信号波形は
第９図のようになり、時刻ｔ_２において、前記Ｄフリッ
プフロップ 301がトリガされる直前の前記ＮＡＮＤゲー
ト 302の出力レベルは常に‘１’であるので、前記Ｄフ
リップフロップ301 の出力レベルも常に‘１’になり、
ＲＥＶ端子には正方向回転の指令信号が与えられていた
とすると、前記ＮＡＮＤゲート 309の出力レベルが
‘０’になって、指令に対して反対方向の回転であるこ
とを示す出力信号がｅｎ端子に送出される。

なお、ｄｒ端子には前記Ｄフリップフロップ301の出力
信号がそのまま印加されるので、この端子のレベルはモ
ータの回転子が正方向に回転しているときには‘０’に
なり、モータの回転子が逆方向に回転しているときには
‘１’になる。

つぎに、第７図のステップコントローラ 500の動作の概
要を第10図に示した信号波形図に基づいて説明する。

第10図Ａ，Ｂは、それぞれＮＡＮＤゲート 201の出力信
号と、ｆ１端子に供給されるＦＧ信号の信号波形を示し
たものであり、第10図Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆ，Ｇは、それぞれ
ＮＡＮＤゲート 501， 502， 503， 504， 505の出力信
号波形を示したものである。さらに、第10図Ｈ，Ｉ，
Ｊ，Ｋ，Ｌ，Ｍは、それぞれインバータ 506，３ビット
のダウンカウンタを構成するＴフリップフロップ 507，
508，509 と、ＮＡＮＤゲート 510， 511の出力信号波
形を示したものであり、第10図Ｎ，Ｏは、それぞれＮＡ
ＮＤゲート 512， 513の出力信号波形を示したものであ
り、第10図ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ，ｆは、それぞれ第７図
のｕｍ０端子，ｕｍ１端子，ｕｍ２端子，ｕｍ３端子，
ｕｍ４端子，ｕｍ５端子に現れる出力信号を示したもの
であり、第10図ｇ，ｈ，ｉ，ｊは、それぞれ第７図のｕ
ｓ１端子，ｕｓ２端子，ｕｓ３端子，ｕｓ４端子に現れ
る出力信号を示したものであり、第10図ｋ，ｌ，ｍ，
ｎ，ｏ，ｐは、それぞれ第７図のｗｍ０端子，ｗｍ１端
子，ｗｍ２端子，ｗｍ３端子，ｗｍ４端子，ｗｍ５端子
に現れる出力信号を示したものであり、第10図ｑ，ｒ，
ｓ，ｔは、それぞれ第７図のｗｓ１端子，ｗｓ２端子，
ｗｓ３端子，ｗｓ４端子に現れる出力信号を示したもの
である。

第10図の時刻ｔ_１以前にＮＡＮＤゲート 514，515 ， 5
16の出力レベルが‘１’であって、ＮＡＮＤゲート 517
の出力レベルが‘０’になっていて、しかも前記ＮＡＮ
Ｄゲート 201の出力信号のリーディングエッジがすでに
到来しているもとで、時刻ｔ_１においてｆ１端子に供給
されるＦＧ信号のリーディングエッジが到来すると、Ｎ
ＡＮＤゲート 501の出力レベルが‘０’に移行し、その
結果、ＮＡＮＤゲート５０２の出力レベルが‘１’に移
行するとともに前記ＮＡＮＤゲート 515の出力レベルが
‘０’に移行してこの状態が保持される。

時刻ｔ_２において、ＦＧ信号のトレイリングエッジが到
来すると、前記ＮＡＮＤゲート 501の出力レベルは
‘１’に戻るが、ＮＡＮＤゲート 503の出力レベルが
‘０’に移行するので、ＮＡＮＤゲート 504の出力レベ
ルが‘１’に移行するとともに前記ＮＡＮＤゲート 516
の出力レベルは‘０’に移行する。

時刻ｔ_３において、再びＦＧ信号のリーディングエッジ
が到来するとＮＡＮＤゲート 505の出力レベルが‘０’
に移行し、その結果、前記ＮＡＮＤゲート 517の出力レ
ベルが‘１’に移行するので、前記ＮＡＮＤゲート 514
の出力レベルは‘０’に移行し、前記ＮＡＮＤゲート 5
15の出力レベルは‘１’に移行する。これによって前記
ＮＡＮＤゲート 502の出力レベルが‘０’になり、さら
に、前記ＮＡＮＤゲート 516の出力レベルが‘１’とな
り、続いて前記ＮＡＮＤゲート 504の出力レベルが
‘０’になるので、前記ＮＡＮＤゲート 505の出力レベ
ルが‘１’に戻って一連の動作が終了する。

結局、時刻ｔ_０から時刻ｔ_３にかけて前記ＮＡＮＤゲー
ト 201の出力信号とｆ１端子に供給されるＦＧ信号が第
10図Ａ，Ｂに示したように変化したとき、時刻ｔ_２から
時刻ｔ_３にかけての間に前記ＮＡＮＤゲート 516の出力
レベルが‘０’になってＴフリップフロップ 507がリセ
ットされ、同時に、ＡＮＤゲート 518を介してＴフリッ
プフロップ 508， 509がセットされ、ＮＡＮＤゲート51
0とＮＡＮＤゲート 519によって構成されたＲＳフリッ
プフロップの出力状態も反転して、前記ＮＡＮＤゲート
510の出力レベルは‘１’に移行する。

すなわち、前記ＮＡＮＤゲート 504の出力信号は前記Ｔ
フリップフロップ 507， 508， 509および前記ＲＳフリ
ップフロップによって構成された４ビットのダウンカウ
ンタのプリセット信号となり、時刻ｔ_２の時点でこのカ
ウンタの出力は［1110］にプリセットされ、このプリセ
ットは時刻ｔ_３まで持続する。

時刻ｔ_４においてＦＧ信号のトレイリングエッジが到来
すると、４ビットのカウンタは再びダウンカウント動作
を始めるが、時刻ｔ₁₄において、カウンタのカウント値
が［1000］になると、ＮＡＮＤゲート 520の出力レベル
が‘０’になり、続いて、ＮＡＮＤゲート 511とＮＡＮ
Ｄゲート 521によって構成されたＲＳフリップフロップ
の出力状態が反転して前記ＮＡＮＤゲート 511の出力レ
ベルが‘０’に移行する。その結果、前記ＮＡＮＤゲー
ト 510と前記ＮＡＮＤゲート 519によるＲＳフリップフ
ロップの出力状態も反転し、前記ＮＡＮＤゲート 510の
出力レベルが‘０’に移行するとともに、前記ＡＮＤゲ
ート 518を介して前記Ｔフリップフロップ 508と前記Ｔ
フリップフロップ 509がセットされる。

したがって、時刻ｔ₁₄の時点で４ビットのカウンタの出
力は［0110］にプリセットされ、時刻ｔ₁₅において、再
びＦＧ信号のリーディングエッジが到来すると、前記Ｎ
ＡＮＤゲート 511の出力レベルが‘１’に戻るので前記
Ｔフリップフロップ508と前記Ｔフリップフロップ 509
のセットは解除されて時刻ｔ₁₆から４ビットのカウンタ
はダウンカウント動作を再開する。

以後、時刻ｔ₂₆において前記ＮＡＮＤゲート516が再び
プリセット信号を発生するまでダウンカウント動作が続
くが、時刻ｔ₂₆において、ＦＧ信号のリーディングエッ
ジが到来すると、時刻ｔ₂の時点と同様の動作が繰り返
される。

このようにして、４ビットのカウンタのカウント値は位
置検出信号の１周期の間に10進表示で、14，13，12，1
1，10，９，６，５，４，３，２，１の順で減少してい
くが、このカウンタのクロック信号となるＦＧ信号を仮
想カウンタのＬＳＢ出力と見なすならば、カウンタのビ
ット数は５となり、そのカウント値は位置検出信号の１
周期の間に10進表示で、29，28，27，26，25，24，23，
22，21，20，19，18，13，12，11，10，９，８，７，
６，５，４，３，２の順で減少していく。

一方、ＮＡＮＤゲート 522， 523， 524， 525， 526，
527， 528， 529， 530は５ビットの仮想カウンタの下
位４ビットの出力をデコードするデコーダを構成してい
る。前記ＮＡＮＤゲート 522はカウンタの下位４ビット
の出力が［1100］になったときにその出力レベルが
‘０’になり、前記ＮＡＮＤゲート 523はカウンタの下
位４ビットの出力が［1011］もしくは［1010］になった
ときにその出力レベルが‘０’になり、前記ＮＡＮＤゲ
ート 524はカウンタの下位４ビットの出力が［1010］に
なったときにその出力レベルが‘０’になり、前記ＮＡ
ＮＤゲート 525はカウンタの下位４ビットの出力が［10
01］もしくは［1000］になったときにその出力レベルが
‘０’になり、前記ＮＡＮＤゲート 526はカウンタの下
位４ビットの出力が［1000］になったときにその出力レ
ベルが‘０’になり、前記ＮＡＮＤゲート 527はカウン
タの下位４ビットの出力が［0110］になったときにその
出力レベルが‘０’になり、前記ＮＡＮＤゲート 528は
カウンタの下位４ビットの出力が［0100］になったとき
にその出力レベルが‘０’になり、前記ＮＡＮＤゲート
529はカウンタの下位４ビットの出力が［0011］から
［0001］の間でその出力レベルが‘０’になり、前記Ｎ
ＡＮＤゲート 530はカウンタの下位４ビットの出力が
［0010］になったときにその出力レベルが‘０’にな
る。

これらのデコーダはステップ電流波形を作りだすための
区間信号を発生する目的に利用されるほか、第10図Ｎの
信号波形と第10図Ｏの信号波形を作りだすためにも利用
される。

すなわち、時刻ｔ_３において５ビットの仮想カウンタの
出力が［ 11100］になるので前記ＮＡＮＤゲート 522の
出力レベルが‘０’に移行するが、これによってＮＡＮ
Ｄゲート 531の出力レベルが‘０’に移行し、続いてＮ
ＡＮＤゲート 532の出力レベルが‘１’に移行し、その
結果、ＮＡＮＤゲート 513の出力レベルが‘０’に移行
する。時刻ｔ₁₅においても５ビットの仮想カウンタの出
力が［ 01100］になるので前記ＮＡＮＤゲート 522の出
力レベルが‘０’に移行するが、今度はＮＡＮＤゲート
533の出力レベルが‘０’に移行し、続いて、前記ＮＡ
ＮＤゲート 513の出力レベルが‘１’に移行し、その結
果、前記ＮＡＮＤゲート532 の出力レベルが‘０’に移
行する。

さらに、時刻ｔ₁₁において５ビットの仮想カウンタの出
力が［ 10100］になるので前記ＮＡＮＤゲート 528の出
力レベルが‘０’に移行するが、これによってＮＡＮＤ
ゲート 534の出力レベルが‘０’に移行し、続いて、Ｎ
ＡＮＤゲート 535の出力レベルが‘１’に移行し、その
結果、ＮＡＮＤゲート 512の出力レベルが‘０’に移行
する。時刻ｔ₂₃においても５ビットの仮想カウンタの出
力が［ 00100］になるので前記ＮＡＮＤゲート528の出
力レベルが‘０’に移行するが、今度はＮＡＮＤゲート
536の出力レベルが‘０’に移行し、続いて、前記ＮＡ
ＮＤゲート 512の出力レベルが‘１’に移行し、その結
果、前記ＮＡＮＤゲート535 の出力レベルが‘０’に移
行する。

また、第７図の出力端子ｕｍ０〜ｕｍ５，ｕｓ１〜ｕｓ
４，ｗｍ０〜ｗｍ５，ｗｓ１〜ｗｓ４には第10図ａ〜ｔ
に示された区間信号が出力されるが、これらの区間信号
の生成方法について説明する。

まず、ｕｍ０端子，ｗｍ０端子には前記ＮＡＮＤゲート
528， 522の出力信号と同じ信号波形が送出され、これ
らはそのままステップ電流波形の最小値区間のための信
号として利用される。また、ｕｍ５端子，ｗｍ５端子に
は前記ＮＡＮＤゲート524 ， 527の出力信号を反転した
ものが送出され、これらはステップ電流波形の最大値区
間のための信号として利用される。これ以外の区間信号
はＮＡＮＤゲート 537， 538，ＮＡＮＤゲート 539，54
0 ，ＮＡＮＤゲート 541， 542，ＮＡＮＤゲート 543，
544，ＮＡＮＤゲート 545， 546によって構成された５
個のＲＳフリップフロップの出力信号と、Ｔフリップフ
ロップ 507〜 509の出力信号を組み合わせて生成され
る。例えば、区間信号ｕｍ４には前記ＮＮＤゲート 537
の出力信号が利用され、区間信号ｕｓ３には前記Ｔフリ
ップフロップ 509の出力信号が利用され、区間信号ｗｍ
２には前記ＮＡＮＤゲート 541の出力信号が利用され、
区間信号ｗｓ３には前記ＮＡＮＤゲート539の出力信号
が利用される。

つぎに、第７図のモード切換回路 700の動作について説
明する。

モード切換回路 700はＤフリップフロップ 701とＮＡＮ
Ｄゲート 702，インバータ 703，ＡＮＤゲート 704， 7
05，ＮＡＮＤゲート 706によって構成されている。

Ｊ端子のレベルが‘０’である間に前記Ｄフリップフロ
ップ 701の出力レベルが‘０’になっていると、Ｊ端子
のレベルが‘１’に移行した直後に初期化回路000を構
成するＮＡＮＤゲート2002の出力レベルが‘０’に移行
するので、モータの起動時には前記Ｄフリプフロップ 7
01の出力レベルは‘１’になっている。

モータの回転速度の上昇に伴ってｆ１端子にＦＧ信号が
供給されるようになり、それによってステップコントロ
ーラ 500が正規の動作を開始し、ＮＡＮＤゲート 516に
よるカウンタのプリセットが規制正しく行われるように
なって、第10図の時刻ｔ_０から時刻ｔ_１の中間点におい
て、順序回路200 を構成するＮＡＮＤゲート 201の出力
信号のリーディングエッジが到来したときに、ステップ
コントローラ 500を構成するＮＡＮＤゲート 529の出力
レベルが‘０’に移行していると、前記Ｄフリップフロ
ップ 701の出力レベルが‘０’に移行する。

このＤフリップフロップ 701の出力信号はモード切換信
号としてｍｄ端子に送出されるほか、同期トリガ回路 6
00，加減算指令回路 800，通電方向設定回路1000にも供
給される。なお、ｍｄ端子のレベルが‘０’のとき準全
波駆動のモードにあり、‘１’のときには全波駆動のモ
ードにある。

また、ＮＡＮＤゲート 702の出力信号はｂｋ端子に送出
されるが、前記ＮＡＮＤゲート 702の出力レベルはＪ端
子のレベルが‘０’であって、しかも前記Ｄフリップフ
ロップ 701の出力レベルが‘１’になったときに‘０’
となり、この出力は通電方向切換回路1100を介してＵ相
駆動回路1600，Ｗ相駆動回路1700，Ｖ相駆動回路1900に
ホールＩＣ６への給電のための片方向のみを行わせる目
的に利用される。

ＡＮＤゲート 704は初期化回路2000が初期化信号を送出
したとき、あるいは前記ＮＡＮＤゲート702 が出力信号
を送出したときに順序回路 200と回転方向判別回路 300
を初期化し、ＡＮＤゲート705 は前記初期化回路2000が
初期化信号を送出したとき、あるいは回転停止検出器21
00がｑｔ端子のレベルを‘１’に移行せしめたときに前
記Ｄフリップフロップ 701とステップコントローラ 500
を初期化する。

つぎに、加減算指令回路 800の動作について第11図の信
号波形を参照しながら説明する。

第11図は全波駆動時のステップ電流波形ならびにこのス
テップ電流波形をもとにして作りだされる３相の駆動電
流波形の生成過程を示す信号波形図であり、第11図Ａ，
Ｂの信号波形はそれぞれ第10図Ａ，Ｂの信号波形と同一
のものであり、第11図Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆの信号波形はそれ
ぞれ第10図Ｈ，Ｉ，Ｊ，Ｋに示された信号波形と同一の
ものであり、これらは他の信号波形のタイミング参照用
に示したものである。また、第11図Ｃの信号波形の上部
に記された記号はすでに説明した５ビットの仮想カウン
タの下位４ビットのカウント値を16進表示したものであ
る。さらに、第11図ＧおよびＨは第７図のＮＡＮＤゲー
ト 543およびＮＡＮＤゲート 545の出力信号波形であ
り、第11図Ｉは第１図のスロープ発生回路1400の出力信
号波形であり、第11図Ｊ，Ｋ，Ｎ，Ｏはいずれも第１図
のステップ電流発生回路1200の出力信号波形であり、第
11図Ｌ，Ｐは第１図のスロープ合成回路1500の内部にお
いて作りだされる信号波形であり、第11図Ｍ，Ｑはそれ
ぞれ第１図のＵ相駆動回路1600とＷ相駆動回路1700に供
給される駆動電流波形であり、第11図Ｒ，Ｓはそれぞれ
第７図のｕ１端子，ｗ１端子に供給される通電方向設定
回路1000の出力信号波形であり、第11図Ｔ，Ｕはいずれ
も第１図の電流加算回路1800によって作りだされるＶ相
の駆動電流波形である。

第11図Ｍの電流波形は、第１図のステップ電流発生回路
1200から発生される第11図Ｊの電流波形に第１図のスロ
ープ発生回路1400から発生される第11図Ｉの電流波形を
第１図のスロープ合成回路1500によって合成して得られ
るが、この際に、時刻ｔ₁₁から時刻ｔ₁₇の区間において
は第11図Ｊの電流値に第11図Ｋの電流値でリミットされ
た第11図Ｌの電流値を加算し、時刻ｔ₁₇から時刻ｔ₂₃の
区間においては第11図Ｊの電流値から第11図Ｋの電流値
でリミットされた第11図Ｌの電流値を減算することによ
って第11図Ｍの電流波形を作りだしている。

加減算指令回路 800はこれらの加算・減算の指令信号を
スロープ合成回路1500に送出する機能を有しており、第
11図Ｍに示されたＵ相の駆動電流波形を作りだすための
時刻ｔ₁₁から時刻ｔ₁₇までの区間信号、ありは時刻ｔ₁₇
から時刻ｔ₂₃までの区間信号としてはステップコントロ
ーラ 500を構成するＮＡＮＤゲート 543， 544によるＲ
Ｓフリップフロップの出力信号が利用され、第11図Ｑに
示したＷ相の駆動電流波形を作りだすための時刻ｔ_３か
ら時刻ｔ_９までの区間信号、あるいは時刻ｔ_９から時刻
ｔ₁₅までの区間信号としてはステップコントローラ 500
を構成するＮＡＮＤゲート545 ， 546によるＲＳフリッ
プフロップの出力信号が利用される。なお、これらの区
間信号は、ｍｄ端子のレベルが‘１’になっているとき
にＮＡＮＤゲート 801あるいはＮＡＮＤゲート 802を介
してｕａ端子あるいはｗａ端子に送出されるが、ｍｄ端
子のレベルが‘０’のときには、ｕｓ端子には順序回路
200を構成するＮＡＮＤゲート 201の出力信号が送出さ
れ、ｗａ端子にはｎ２端子に送出される信号と同じ出力
信号が送出される。

つぎに、通電方向設定回路1000は、ｍｄ端子のレベルが
‘１’になっているとき、すなわち全波駆動の状態にあ
るときに第11図Ｒおよび第11図Ｓの信号をｕ１端子，ｗ
１端子を介して第１図の通電方向切換回路1100に送出
し、一方、ｍｄ端子のレベルが‘０’になっているとき
にはそのレベルがモータの回転子の回転位置には無関係
な信号をｕ１端子，ｗ１端子に送出する。また、Ｊ端
子，ｄｒ端子，ｅｎ端子，ｄｎ端子のレベルに応じて第
１表に示すようにｕ１端子，ｗ１端子に送出する信号の
位相を反転せしめる。

まず、ＮＡＮＤゲート1001，1002，1003，1004，1005，
1006によって構成された切換回路は、モータが正方向に
回転していてｄｒ端子のレベルが‘０’になっていると
きにはステップコントローラ 500を構成するＮＡＮＤゲ
ート 512の出力信号をｕ１端子に送出し、ＮＡＮＤゲー
ト 513の出力信号をｗ１端子に送出するが、モータが逆
方向に回転していてｄｒ端子のレベルが‘１’になって
いるときには前記ＮＡＮＤゲート 512の出力信号をｗ１
端子に送出し、前記ＮＡＮＤゲート 513の出力信号をｕ
１端子に送出する。これは順序回路200 におけるモータ
の回転方向の正逆に応じてのｓ１信号とｎ１信号の切り
換え操作に対応している。なお、順序回路 200における
位置検出信号の入れ換えによって、第11図Ａの信号波形
のリーディングエッジは、モータの回転方向の正逆に拘
らず、常に第２図の識別帯５のＮ極に着磁された部分と
Ｓ極に着磁された部分の境界位置を示すことになり、例
えば、着磁のばらつきなどによって前記識別帯５の無着
磁部分の幅が均一でなくなったとしても、３相全波駆動
に移行してからは第１図のＵ，Ｖ，Ｗの各相には均一な
幅を有する駆動信号が分配されることになり、また、回
転方向の切り換えに際しても通電開始のタイミングがず
れることはない。

また、ｍｄ端子のレベルが‘０’になっているときには
前記ＮＡＮＤゲート1003，1006の出力レベルは前記ＮＡ
ＮＤゲート 512， 513の出力に関わりなく‘１’に移行
する。

前記ＮＡＮＤゲート1003，1006の出力信号はインバータ
1007，ＮＡＮＤゲート1008，1009，ＡＮＤゲート1010に
よって構成された第１の排他的論理和回路と、インバー
タ1011，ＮＡＮＤゲート1012，1013，ＡＮＤゲート1014
によって構成された第２の排他的論理和回路を介してｕ
１端子とｗ１端子に伝達されるが、これらの排他的論理
和回路はＮＡＮＤゲート1015の出力レベルが‘０’のと
きには入力信号をそのまま伝達し、前記ＮＡＮＤゲート
1015の出力レベルが‘１’のときには入力信号を位相反
転して伝達する。

第１表は前記ＮＡＮＤゲート1015の出力レベルｅｘが
‘１’になる入力条件を示したものである。なお、ｄｎ
端子には後述するように第１図の誤差信号増幅器1300か
らの加速・減速の指令信号が供給され、減速指令が供給
されたときにそのレベルが‘１’に移行する。

第１表ａ）において、Ｊ端子のレベルが‘１’であっ
て、しかもモータが正方向に回転し、前記誤差信号増幅
器1300から減速指令が送出されてｄｎ端子のレベルが
‘１’に移行したときにはモータを減速させるために前
記ＮＡＮＤゲート1015の出力レベルが‘１’に移行す
る。また、第１表ｂ）において、モータが正方向に回転
している状態で回転方向不一致信号が送出されてｅｎ端
子のレベルが‘０’に移行したときにも前記ＮＡＮＤゲ
ート1015の出力レベルが‘１’に移行し、第１表ｃ）に
おいて、モータが逆方向に回転している状態で前記誤差
信号増幅器1300から加速指令が送出されているときにも
前記ＮＡＮＤゲート1015の出力レベルが‘１’に移行し
ていずれもモータを逆方向に回転させるかあるいは逆方
向の回転を持続させるように通電方向設定回路1000が動
作する。さらに、第１表ｄ）において、Ｊ端子のレベル
が‘０’であってモータが正方向に回転しているときに
も前記ＮＡＮＤゲート1015の出力レベルが‘１’に移行
するが、これはモータの正方向の回転中に外部から回転
停止指令信号が供給されたときに一時的にモータに逆ト
ルクを発生せしめてモータを速やかに停止させる目的で
付加された機能である。

つぎに、第７図の同期トリガ回路 600は、ｘ２端子を介
して、第１図のスロープ発生回路1400に鋸歯状波を発生
させるためのトリガ信号を送出するが、このトリガ信号
は、ｍｄ端子のレベルが‘１’になっているときにはｆ
１端子に供給されるＦＧ信号のリーディングエッジとト
レイリングエッジに同期しており、ｍｄ端子のレベルが
‘０’になっているときには順序回路 200から供給され
る３種類の位置検出信号のリーディングエッジに同期し
ている。

まず、ｍｄ端子のレベルが‘１’であって、スロープ発
生回路1400からの復帰信号が供給されるｘ１端子のレベ
ルが‘０’になっているとき、ＦＧ信号のトレイリング
エッジが到来するとＮＡＮＤゲート 601の出力レベルが
‘０’に移行してｘ２端子のレベルを‘１’に移行せし
めるが、スロープ発生回路1400から復帰信号が送出され
てｘ１端子のレベルが‘１’に移行するとＮＡＮＤゲー
ト 602とＮＡＮＤゲート 603によるＲＳフリップフロッ
プの出力状態が反転して前記ＮＡＮＤゲート 603の出力
レベルが‘０’に移行するので、前記ＮＡＮＤゲート 6
01の出力レベルも‘１’に戻る。また、ＦＧ信号のリー
ディングエッジが到来するとＮＡＮＤゲート 604の出力
レベルが‘０’に移行してｘ２端子のレベルを‘１’に
移行せしめるが、ｘ１端子のレベルが‘１’に移行する
とＮＡＮＤゲート 605とＮＡＮＤゲート 606によるＲＳ
フリップフロップの出力状態が反転して前記ＮＡＮＤゲ
ート 606の出力レベルが‘０’に移行するので、前記Ｎ
ＡＮＤゲート 604の出力レベルも‘１’に戻る。

一方、ｍｄ端子のレベルが‘０”のときには、ＮＡＮＤ
ゲート 607， 608， 609による切換回路によってＦＧ信
号と順序回路 200を構成するＮＡＮＤゲート 201の出力
信号が切り換えられて、前記ＮＡＮＤゲート 201のリー
ディングエッジとトレイリングエッジにおいて前記ＮＡ
ＮＤゲート601と前記ＮＡＮＤゲート 604の出力レベル
がそれぞれ‘０’に移行してｘ２端子のレベルを‘１’
に移行せしめるとともに、順序回路 200を構成するＮＡ
ＮＤゲート 206の出力信号のリーディングエッジ、すな
わち、ｚ２端子に送出される位置検出信号のトレイリン
グエッジにおいてＮＡＮＤゲート 610の出力レベルが
‘１’に移行し、スロープ発生回路1400から復帰信号が
送出されてｘ１端子のレベルが‘１’に移行すると前記
ＮＡＮＤゲート 602と前記ＮＡＮＤゲート 603によるＲ
Ｓフリップフロップあるいは前記ＮＡＮＤゲート 605と
前記ＮＡＮＤゲート 606によるＲＳフリップフロップも
しくはＮＡＮＤゲート 611とＮＡＮＤゲート 612による
ＲＳフリップフロップの出力状態が反転して前記ＮＡＮ
Ｄゲート 601あるいは前記ＮＡＮＤゲート 604もしくは
前記ＮＡＮＤゲート610の出力レベルも‘１’に戻る。

つぎに、第12図は誤差信号増幅器1300の具体的な構成例
を示した回路結線図であり、Ｅ端子にはモータの回転速
度の制御のための誤差電圧が供給され、その値が同じ抵
抗値の抵抗1301と抵抗1302によって得られる電源電圧Ｖ
ｃｃの２分の１の電圧よりも高くなったときにモータが
加速され、逆に低くなったときにはモータは減速され
る。ｍｄ端子は第７図のモード切換回路 700の出力信号
が供給される端子で、前述したように３相準全波駆動の
ときには‘０’になり、３相全波駆動のときには‘１’
になる。また、ｅｎ端子には第１図あるいは第７図の回
転方向判別回路 300からの回転方向の不一致信号が供給
され、そのレベルが‘０’になったときにはトランジス
タ1303がオン状態になって、実質的に速度誤差電圧を減
速方向の最大値にせしめるよう構成されている。

さて、第12図において、抵抗1304，1305，トランジスタ
1306，1307，1308，抵抗1309，トランジスタ1310，131
1，抵抗1312，1313，ダイオード1314，1315が絶対値ア
ンプを構成しており、入力分割抵抗1304，1305の抵抗比
が19に設定されて広い入力ダイナミックレンジを実現し
ている。この絶対値アンプの出力電流は前記ダイオード
1314，1315を介してトランジスタ1316，1317，1318，13
19，抵抗1320，1321，1322によって構成された第１のカ
レントミラー回路に供給され、さらに、前記トランジス
タ1318の出力電流はトランジスタ1323，1324，1325，13
26，抵抗1327，1328，1329によって構成された第２のカ
レントミラー回路に供給され、前記トランジスタ1319の
出力電流はトランジスタ1330，1331，1332によって構成
された第３のカレントミラー回路に供給されている。前
記トランジスタ1325，1326，1332の出力電流は、それぞ
れｓｆ１端子，ｓｆ端子，ｃｆ端子に供給されるが、ｍ
ｄ端子のレベルが、‘１’になっているとき、すなわ
ち、全波駆動のときにはトランジスタ1333がオン状態と
なってｃｆ端子にのみ電流が供給され、反対に、ｍｄ端
子のレベルが‘０’になっているときには前記トランジ
スタ1333はオフ状態となり、代わりにトランジスタ1334
がオン状態となって、ｓｆ１端子とｓｆ端子に電流が供
給される。

したがって、３相全波用の出力電流が供給されるｃｆ１
端子からはｍｄ端子のレベルが‘１’のときにＥ端子の
電位に応じた電流が吸い込まれ、３相準全波用の出力電
流が供給される。ｓｆ１端子およびｓｆ端子からｍｄ端
子のレベルが‘０’のときにＥ端子の電位に応じた電流
が吸い込まれる。

また、トランジスタ1335，1336，1337，1338，1339，13
40，1341，抵抗1342，1343はコンパレータを構成してお
り、Ｅ端子の電位が前記抵抗1301，1302によって与えら
れる電位よりも低くなったときにｄｎ端子のレベルは
‘１’になり、反対に高くなったときには‘０’となる
が、この出力はモータの加速あるいは減速の指令信号と
して利用される。

つぎに、第13図は第１図に示された準全波相切換回路 9
00，ステップ電流発生回路1200，スロープ発生回路140
0，スロープ合成回路1500，回転停止検出器2100の具体
的な構成例を示した回路結線図であり、各入出力端子に
ついては第７図に示された入出力端子と同じ箇所に接続
されるものは同一記号で示されている。

まず、スロープ発生回路1400は、鋸歯状波を発生させる
ためのコンデンサ1401と定電流トランジスタ1402および
放電トランジスタ1403によって構成された充放電回路
と、トランジスタ1404，1405，1406，1407，ダイオード
1408を中心とする第１のコンパレータと、トランジスタ
1409，ダイオード1410，トランジスタ1411，1412，141
3，1414，抵抗1415を中心とする第２のコンパレータ
と、トランジスタ1416，1417，抵抗1418によって構成さ
れた出力バッファ段からなり、ｘ１端子の出力を第７図
の同期トリガ回路 600に供給し、ｘ２端子には前記同期
トリガ回路 600の出力を供給することによって、前記コ
ンデンサ1401が接続されたＳＣ端子には最低電位が前記
ダイオード1408の順方向電圧に等しく、振幅がほぼ前記
抵抗1415の両端の電圧の２倍に等しく鋸歯状波電圧が現
れ、この鋸歯状波の繰り返し周期は準全波駆動のときに
は第５図Ｅ，Ｆ，Ｇに示された位置検出信号のリーディ
ングエッジの到来周期に等しく、全波駆動のときにはＦ
Ｇ信号のリーディングエッジとトレイリングエッジの到
来周期に等しい。すなわち、第７図の同期トリガ回路 6
00は、ＮＡＮＤゲート 601，604 ， 610に供給される入
力信号のリーディングエッジが到来すると、ｘ２端子の
レベルを‘１’に移行させるが、これによってスロープ
発生回路1400を構成するトランジスタ1403がオン状態と
なり、それまでにコンデンサ1401に蓄積されていた電荷
が急速に放電される。この放電によってＳＣ端子の電位
がダイオード1408の順方向電圧よりも低くなると、トラ
ンジスタ1406にベース電流が供給されなくなってｘ１端
子のレベルが‘１’となる。一方、同期トリガ回路 600
はｘ１端子のレベルが‘１’に移行したときに３個のＲ
Ｓフリップフロップがリセットされるように構成されて
いるので、この時点においてｘ２端子のレベルは‘０’
に戻り、その結果、前記トランジスタ1403がオフ状態と
なって、前記コンデンサ1401には充電が開始される。こ
のようにして、前記コンデンサ1401の充放電が繰り返さ
れるので、ＳＣ端子には鋸歯状波電圧が現れる。また、
この鋸歯状波電圧は抵抗1419とコンデンサ1420によって
平滑化されたうえで第２のコンパレータによって抵抗14
15の両端の電圧と比較され、ＶＣ端子の電位が常に前記
抵抗1415の両端の電圧にダイオード1410の順方向電圧を
加えたものに等しくなるようにトランジスタ1413が前記
コンデンサ1401の充電電流を調節する。したがって、Ｓ
Ｃ端子に現れる鋸歯状波電圧の振幅はｘ２端子に供給さ
れるパルス列の繰り返し周期には依存せずに前記抵抗14
15の両端の電圧のほぼ２倍となる。これは第11図Ｊの信
号波形に第11図Ｉの鋸歯状波を合成して第11図Ｍの信号
波形を作りだす際に、モータの回転速度の変化とは無関
係に常に相似な信号波形を得るうえで重要な機能であ
る。

つぎに、回転停止検出器2100はコンデンサ2101と定電流
トランジスタ2102および放電トランジスタ2103によって
構成された充放電回路と、トランジスタ2104，2105を中
心に構成された検出回路よりなる。モータが回転してい
るときにはｘ２端子にはパルス列が現れるからコンデン
サ2101の充放電が繰り返され、ＱＣ端子の電位は十分に
低い値に維持されて、トランジスタ2104にはベース電流
が流れ続けるが、モータが回転を停止すると、トランジ
スタ2102が飽和状態になってトランジスタ2104にはベー
ス電流が流れなくなる。このとき、トランジスタ2105は
オフ状態となって、ｑｔ端子のレベルは‘１’となる。

第７図に示されたモード切換回路 700を構成するＮＡＮ
Ｄゲート 706の一方の入力端子には回転停止検出器2100
の出力信号が供給されるが、ｑｔ端子のレベルが‘１’
であって、しかも準全波駆動と全波駆動とを切り換える
Ｄフリップフロップ701 がリセットされていれば、前記
ＮＡＮＤゲート 706の出力レベルが‘０’に移行するの
で、前記Ｄフリップフロップ 701はセットされる。この
ように、回転停止検出器2100はモード切換回路700を初
期化するので、モータの起動や回転中に急激を外力が加
わった際の再起動を確実に行わせることができる。な
お、回転停止検出器2100は、Ｊ端子を介しての初期化設
定を行うならば必ずしも必要ではない。例えば、Ｊ端子
のレベルを一時的に‘１’に移行させることによって第
７図の初期化回路2000を構成するＮＡＮＤゲート2002が
前記Ｄフリップフロップのセット信号を発生するので、
ビデオテープレコーダなどのようにマイクロコンピュー
タによるシステムコントロールを採用している機器では
電源投入時やモータの回転停止時に一時的にＪ端子のレ
ベルを‘１’に移行させればよい。

つぎに、ステップ電流発生回路1200の動作を第11図の信
号波形図を参照しながら説明する。

第13図において、トランジスタ1201，1202，1203，120
4，1205，1206，1207，1208，抵抗1209，1210，1211，1
212，1213，1214，1215，トランジスタ1216，1217，121
8，1219，1220，抵抗1221，1222，1223，1224，1225，
トランジスタ1226，抵抗1227は、ｃｆ端子を受電端子と
し、５系統の電流出力を送出するカレントミラー回路を
構成しており、前記トランジスタ1203〜1208が第11図Ｊ
およびＮのステップ電流波形を発生し、前記トランジス
タ1216〜1220が第11図ＫおよびＯのステップ電流波形を
発生し、前記トランジスタ1226の出力電流はスロープ発
生回路1400において発生される鋸歯状波の振幅をコント
ロールする。

いま、前記トランジスタ1203，1204，1205，1206，120
7，1208の各スプリットコレクタからの出力電流比が
５：５：４：３：２：１となり、前記トランジスタ121
6，1217，1218，1219，1220の各スプリットコレクタか
らの出力電流比が１：１：１：１：１となり、しかも前
記トランジスタ1226のコレクタ電流と、前記トランジス
タ1203の各スプリットコレクタからの出力電流が、ｃｆ
端子に供給される電流の４分の１となり、前記トランジ
スタ1216の各スプリットコレクタからの出力電流がｃｆ
端子に供給される電流の20分の１となるように各トラン
ジスタのエミッタ面積と前記抵抗1209，1210，1211，12
12，1213，1214，1221，1222，1223，1224，1225，1227
の抵抗値が設定されているものとすると、第13図のｕｍ
０〜ｕｍ５端子，ｕｓ１〜ｕｓ４端子，ｗｍ０〜ｗｍ５
端子，ｗｓ１〜ｗｓ４端子にそれぞれ第10図に示された
区間信号が供給されたとき、ステップ電流発生回路1200
によって第13図のｕ０端子とｗ０端子に送出される出力
電流波形はそれぞれ第11図Ｊ，Ｎの如くなり、また、ス
テップ電流発生回路1200から第７図のスロープ合成回路
1500に送出される出力電流波形はそれぞれ第11図Ｋ，Ｏ
の如くなる。

スロープ合成回路1500は、第13図のｕａ端子，ｗａ端子
に供給される加減算指令回路 800の出力信号と、スロー
プ発生回路1400から供給される鋸歯状波と、ステップ電
流発生回路1200から供給される合成電流のリミット用の
ステップ電流をもとにして第11図Ｍあるいは第11図Ｑの
駆動電流波形を作りだす。

スロープ発生回路1400を構成するトランジスタ1417のエ
ミッタには第11図Ｉに示される鋸歯状波が現れるが、こ
の電圧波形はすでに説明したようにダイオード1408の順
方向電圧に相当する正のオフセット電圧を有しているス
ロープ合成回路1500を構成するトランジスタ1501，1502
はいずれもスロープ発生回路1400の出力電圧を電流に変
換するとともに前記オフセット電圧をそのベース・エミ
ッタ間電圧によって吸収する。また、前記トランジスタ
1501，1502のベースにはそれぞれコレクタが接地された
ＰＮＰ型のトランジスタ1503，1504のエミッタが接続さ
れ、前記トランジスタ1503，1504のベースに接続された
抵抗1505，1506にはそれぞれ第11図Ｋ，Ｏに示したステ
ップ電流発生回路1200の出力電流が供給される。前記ト
ランジスタ1503，1504のベース・エミッタ間電圧は前記
トランジスタ1501，1502のそれらとそれぞれ相殺し合う
ので、前記トランジスタ1503，1504は前記トランジスタ
1501，1502の最高エミッタ電位を前記トランジスタ150
3，1504のベース側電位に制限する働きをする。その結
果、前記トランジスタ1501，1502のコレクタ電流は第11
図Ｌ，Ｐに示したように変化する。

前記トランジスタ1501のコレクタ電流はトランジスタ15
07，1508，1509，抵抗1510，1511によって構成された電
流流出型のカレントミラー回路に供給され、上記トラン
ジスタ1509の２個のスプリットコレクタの一方の出力電
流はｕ０端子に供給され、他方の出力電流はトランジス
タ1512，1513によって構成された電流流入型のカレント
ミラー回路に供給され、前記トランジスタ1513のコレク
タもｕ０端子に接続されている。なお、ここでは前記ト
ランジスタ1513は前記トランジスタ1512の２倍のエミッ
タ面積を有しているものとする。前記トランジスタ151
2，1513の共通ベースにはエミッタが接地されたトラン
ジスタ1514のコレクタが接続され、前記トランジスタ15
14のベースには、ｕａ端子を介して、全波駆動時には第
11図Ｇの信号波形が供給される。

前記トランジスタ1514がオン状態にあるときには前記ト
ランジスタ1513のコレクタ電流は流れず、ステップ電流
発生回路1200からｕ０端子に供給される電流に前記トラ
ンジスタ1509の一方のスプリットコレクタの出力電流が
加算されるが、前記トランジスタ1514がオフ状態になる
と、ステップ電流発生回路1200からｕ０端子に供給され
る電流から前記トランジスタ1509の他方のスプリットコ
レクタの出力電流に相当する電流が差し引かれる。した
がって、ｕ０端子を介して第１図のＵ相駆動回路1600に
供給される電流は第11図Ｍのように変化する。なお、ト
ランジスタ1515は準全波駆動時にオン状態となって前記
トランジスタ1501による電圧−電流変換比を増加せしめ
る。

一方、前記トランジスタ1502，1504と前記抵抗1506，ト
ランジスタ1516，1517，1518，抵抗1519，1520，トラン
ジスタ1521，1522，1523，1524によって構成されたＷ相
のスロープ合成回路も同様に動作し、その結果、ｗ０端
子を介して第１図のＷ相駆動回路1700に供給される電流
は第11図Ｑのように変化する。

第１図のステップコントローラ500とステップ電流発生
回路1200は連動して階段状のステップ信号波形を発生す
るが、前記ステップコントローラ500は、位置検出信号
と回転検出信号からそ繰り返し周期が前記位置検出信号
のエッジ到来周期に同期し、高レベル区間が前期回転検
出信号の繰り返し周期分だけ異なる複数のタイミング信
号を作り出し、前記ステップ電流発生回路1200は、誤差
信号増幅器からの出力電流を受電するとともに前記タイ
ミング信号に対応した複数のトランジスタからなり、各
トランジスタはあらかじめ定められた分配比率の電流を
出力するように構成されたカレントミラー回路の各トラ
ンジスタの出力電流を前記タイミング信号の高レベル区
間に加え合わせる。

つぎに、準全波相切換回路 900は準全波駆動時の動作の
ために用意されたものであるが、その動作を第14図に示
した信号波形図を参照しながら説明し、併せて準全波駆
動時の駆動信号の生成過程についても説明する。第14図
Ａ，Ｂはそれぞれ第13図のｎ２端子，ｚ２端子に供給さ
れる信号波形を示したものであり、第14図Ｃは準全波駆
動時におけるスロープ発生回路1400の出力信号波形であ
り、第14図Ｄ，Ｅ，Ｆ，Ｇはそれぞれ準全波相切換回路
900を構成するトランジスタ 906， 905，904 ， 903の
出力電流波形であり、第14図Ｈ，Ｉはそれぞれ第13図の
ｕｓ端子，ｗａ端子を介してスロープ合成回路1500に供
給される加減算指令回路 800の出力信号波形であり、第
14図Ｊ，Ｋはそれぞれスロープ合成回路1500を構成する
トランジスタ1501，1502のエミッタ電流波形であり、第
14図Ｌ，Ｍはそれぞれｕ０端子，ｗ０端子を介して通電
方向切変回路1100に送出される出力電流波形であり、第
14図Ｎ，Ｏ，Ｐ，Ｑはいずれも通電方向切換回路1100か
らＵ相駆動回路1600およびＷ相駆動回路1700に供給され
る電流波形であり、第14図Ｒ，Ｓはいずれも第１図の電
流加算回路1800からＶ相駆動回路1900に供給される電流
波形である。

準全波相切換回路 900は、トランジスタ 901， 902， 9
03， 904， 905， 906， 907，抵抗 908， 909， 910，
911， 912， 913によって構成され、ｓｆ端子を受電端
子とするカレントミラー回路と、トランジスタ 914， 9
15， 916， 917， 918， 919を中心とするスイッチング
回路によって構成されており、全波駆動時のステップ電
流発生回路1200に相当する動作を行う。

すなわち、準全波相切換回路 900は準全波駆動時に第14
図Ｅ，Ｆ，Ｇ，Ｈの電流信号をスロープ合成回路1500に
送出し、一方、スロープ合成回路1500は全波駆動時と同
様の動作によって第14図Ｌの駆動電流信号と第14図Ｍの
駆動電流信号を作りだす。つぎに説明する通電方向切換
回路1100はこれらの駆動電流信号から第14図Ｎ，Ｏ，
Ｐ，Ｑに示す２組ずつの駆動信号を作りだしてＵ相駆動
回路1600およびＷ相駆動回路1700に供給する。

第14図Ｃの信号波形と第11図Ｉの信号波形はいずれもス
ロープ発生回路1400の出力信号波形であり、前者が準全
波駆動時において作りだされるのに対して、後者は全波
駆動時において作りだされる。また、前者の繰り返し周
期は第14図Ａ，Ｂに示された位置検出信号のリーディン
グエッジあるいはトレイリングエッジの到来周期に等し
くなるのに対して、後者の繰り返し周期は第11図Ｂに示
されたＦＧ信号のリーディングエッジおよびトレイリン
グエッジの到来周期に等しくなる。一方、第14図Ｌ，Ｍ
に示された駆動電流波形のスロープ部分の期間は第14図
Ｊ，Ｋに示されたトランジスタ1501，1502のエミッタ電
流波形のそれに依存するので、トランジスタ 904， 903
のコレクタ電流に対するトランジスタ 906， 905のコレ
クタ電流の比率がスロープ部分の期間を決定することに
なる。なお、トランジスタ1515および1524のコレクタに
接続された抵抗の抵抗値は、スロープ合成回路1500から
ｕ０端子ならびにｗ０端子に供給される電流の最大値
（台形波の尖頭値）がトランジスタ 904および 903から
ｕ０端子，ｗ０端子に供給される電流値に等しくなるよ
うに選定される。

つぎに、第15図は、第１図の通電方向切換回路1100，Ｕ
相駆動回路1600，Ｗ相駆動回路1700，電流加算回路180
0，Ｖ相駆動回路1900の具体的な構成例を示した回路結
線図である。

通電方向切換回路1100は、ｄｒ端子を介して第７図の回
転方向判別回路 300から供給される回転方向判別信号に
応じて、ｕ０端子を介して供給されるＵ相の駆動電流信
号とｗ０端子を介して供給されるｗ相の駆動電流信号と
を入れ換える機能と、これらの駆動電流信号の極性をｕ
１端子，ｗ１端子のレベルに応じて切り換える機能なら
びにｂｋ端子を介して第７図のモード切換回路 700から
の停止信号が供給されているときにはＵ相駆動回路160
0，Ｗ相駆動回路1700，Ｖ相駆動回路1900に片方向のみ
の通電を行わせる機能を有している。

いま、モータが正方向に回転していてｄｒ端子のレベル
が‘０’になっているものとすると、通電方向切換回路
1100を構成するトランジスタ1101とトランジスタ1102が
オフ状態で、トランジスタ1103がオン状態となってい
る。したがって、ｕ０端子に供給される駆動電流はトラ
ンジスタ1104を介して、トランジスタ1105，1106，110
7，1108，1109，抵抗1110，1111，1112，1113によって
構成された電流流出型のカレントミラー回路に供給さ
れ、ｗ０端子に供給される駆動電流はトランジスタ1114
を介して、トランジスタ1115，1116，1117，1118，111
9，抵抗1120，1121，1122，1123によって構成された電
流流出型のカレントミラー回路に供給される。さらに、
前記トランジスタ1109のコレクタ電流は、トランジスタ
1124，1125，1126，1127，抵抗1128，1129，1130によっ
て構成された電流流入型のカレントミラー回路に供給さ
れ、前記トランジスタ1119のコレクタ電流は、トランジ
スタ1131，1132，1133，1134，抵抗1135，1136，1137に
よって構成された電流流入型のカレントミラー回路に供
給されている。一方、準全波駆動時には、ｓｆ１端子を
介して誤差信号増幅器1300からの出力電流がトランジス
タ1138，1139，1140，1141，1142，1143，抵抗1144，11
45，1146，1147，1148によって構成された電流流出型の
カレントミラー回路に供給される。

まず、全波駆動時において、ｕ１端子のレベルが‘１’
になっているときにはトランジスタ1149がオン状態で、
トランジスタ1150とトランジスタ1151はオフ状態とな
る。このとき、トランジスタ1107のコレクタ電流はダイ
オード1152を介してＵ相駆動回路1600を構成する上側駆
動回路に供給されるが、トランジスタ1108のコレクタ電
流はダイオード1153を介してトランジスタ1149に吸収さ
れ、また、ｓｆ１端子を介しての電流供給は行われない
ので、Ｕ相駆動回路1600を構成する下側駆動回路には電
流が供給されない。反対に、ｕ１端子のレベルが‘０’
になっているときにはトランジスタ1149がオフ状態で、
トランジスタ1150とトランジスタ1151はオン状態とな
る。このとき、トランジスタ1108のコレクタ電流はダイ
オード1154を介してＵ相駆動回路1600を構成する下側駆
動回路に供給されるが、トランジスタ1107のコレクタ電
流はトランジスタ1150に吸収されるので、Ｕ相駆動回路
1600を構成する上側駆動回路には電流が供給されない。

Ｗ相の回路ブロックもＵ相の場合と同様に動作し、ｗ１
端子のレベルが‘１’になっているときにはトランジス
タ1117とダイオード1155を介してＷ相駆動回路1700を構
成する上側駆動回路に駆動電流が供給され、ｗ１端子の
レベルが‘０’になっているときにはトランジスタ1118
とダイオード1156を介して下側駆動回路に駆動電流が供
給される。

このようにして、第11図ＭおよびＱに示された駆動電流
波形は第11図ＲおよびＳに示された信号のレベルに応じ
てＵ相とＷ相のそれぞれの上側駆動回路と下側駆動回路
に分配される。

準全波駆動時においてはｓｆ１端子から誤差信号増幅器
1300の出力電流が供給されるので、トランジスタ1138〜
1143と抵抗1144〜1148によって構成されたカレントミラ
ー回路が活性状態となり、第14図Ｎ，Ｏ，Ｐ，Ｑに示さ
れたように各相の上側駆動回路に駆動電流が供給されな
い期間は代わりに下側駆動回路に駆動電流が供給され
る。すなわち、第14図の時刻ｔ_９の時点では第14図Ｌに
示すようにｕ０端子を介して供給される電流が零である
ため、ｕ１端子のレベルが‘１’であってもダイオード
1152を介してＵ相の上側駆動回路に供給される電流は零
となるが、下側駆動回路にはトランジスタ1140のコレク
タ電流がダイオード1157を介して供給される。なお、こ
のトランジスタ1140のコレクタ電流はｓｆ１端子を介し
て供給される電流の２分の１になるようにカレントミラ
ー比が設定されているものとする。時刻ｔ₁₀になるとｕ
０端子を介して供給される電流が最大値に達し、同じ値
の電流がダイオード1152を介してＵ相の上側駆動回路に
供給されるとともに、トランジスタ1140のコレクタ電流
のすべてがトランジスタ1127に吸収されるので、ダイオ
ード1157を介してＵ相の下側駆動回路に供給される電流
は零となる。これらの動作はＷ相についても同様であ
る。

さて、モータが逆方向に回転していてｄｒ端子のレベル
が‘１’になっている場合にはトランジスタ1102がオン
状態となり、トランジスタ1103がオフ状態となる。この
とき、ｕ０端子から供給される電流はトランジスタ1158
を介してＷ相側のカレントミラー回路に供給され、ｗ０
端子から供給される電流はトランジスタ1159を介してＵ
相側のカレントミラー回路に供給されるので、Ｕ相の駆
動信号とＷ相の駆動信号の入れ換えが行われたことにな
る。この駆動信号の入れ換えは順序回路200における位
置検出信号の入れ換えに対応している。

ｂｋ端子のレベルが‘０’になると、トランジスタ1260
がオフ状態となり、その結果、トランジスタ1261，126
2，1263がオン状態となって各相の下側駆動回路に供給
される駆動電流を吸収するので、各相の上側駆動回路の
みが活性状態となり、第１図の固定子巻線１〜３にはホ
ールＩＣ６の回路電流のみが流れる。したがって、モー
タは回転トルクを生じないが、ホールＩＣ６はモータの
停止時も位置検出が行える状況にある。

つぎに、Ｕ相駆動回路1600，Ｗ相駆動回路1700，Ｖ相駆
動回路1900は、いずれもカレントミラー回路を組み合わ
せて構成された単なる電流増幅器であるので、動作の説
明は省略するが、各相の上側駆動回路の最終段はＮＰＮ
型のパワートランジスタを使い、しかも固定子巻線１〜
３への最大電流供給時における残留電圧を最小にするた
めに、特別な構成としているので、Ｕ相駆動回路1600を
例にとって説明する。

Ｕ相駆動回路1600の下側駆動回路の最終段を構成するト
ランジスタ1601と1602ならびにトランジスタ1603による
カレントミラー回路の構成をそのまま上側の最終段にも
利用した場合には、トランジスタ1602のコレクタ・エミ
ッタ間電圧はトランジスタ1601のベース・エミッタ間電
圧とトランジスタ1602のベース・エミッタ間電圧との和
に前段のＰＮＰトランジスタの飽和電圧を加えた値より
も小さくならず、最小値で 1.8Ｖ程度となる。

これに対して上側の最終段を構成するトランジスタ1604
のコレクタ・エミッタ間電圧は自身のベース・エミッタ
間電圧に前段のトランジスタ1605の飽和電圧を加えた値
にまで到達でき、最小値で 1.1Ｖ程度になる。

さて、電流加算回路1800は、Ｕ相駆動回路1600の上側駆
動回路に供給された駆動電流に等しい電流を取りだすト
ランジスタ1801，1802と、下側駆動回路に供給された駆
動電流に等しい電流を取りだすトランジスタ1803，1804
と、Ｗ相駆動回路1700の上側駆動回路に供給された駆動
電流に等しい電流を取りだすトランジスタ1805，1806
と、下側駆動回路に供給された駆動電流に等しい電流を
取りだすトランジスタ1807，1808と、ダイオード1809，
1810，1811，1812によって構成され、前記トランジスタ
1801のコレクタと前記トランジスタ1807のコレクタが接
続されてその接続点には前記ダイオード1809のアノード
が接続され、前記トランジスタ1806のコレクタと前記ト
ランジスタ1804のコレクタが接続されてその接続点には
前記ダイオード1812のアノードが接続され、前記ダイオ
ード1812のカソードは前記ダイオード1809のカソードに
接続され、前記トランジスタ1802のコレクタと前記トラ
ンジスタ1808のコレクタが接続されてその接続点には前
記ダイオード1810のカソードが接続され、前記トランジ
スタ1805のコレクタと前記トランジスタ1803のコレクタ
が接続されてその接続点には前記ダイオード1811のカソ
ードが接続され、前記ダイオード11811のアノードは前
記ダイオード1810のカソードに接続されている。さら
に、前記ダイオード1810，1811のアノードはＶ相駆動回
路1900の上側駆動回路の駆動電流の受電点ｖｐに接続さ
れ、前記ダイオード1809，1812のカソードはＶ相駆動回
路1900の下側駆動回路の駆動電流の受電点ｖｎに接続さ
れている。

ここで、Ｕ相駆動回路1600の上側駆動回路の駆動電流の
受電点ｕｐに供給される電流の大きさを I_upとし、下側
駆動回路の駆動電流の受電点ｕｎに供給される電流の大
きさを I_unとし、Ｗ相駆動回路1700の上側駆動回路の駆
動電流の受電点ｗｐに供給される電流の大きさを I_wpと
し、下側駆動回路の駆動電流の受電点ｗｎに供給される
電流の大きさを I_wnとすると、前記トランジスタ1801，
1802のコレクタからは、それぞれ I_upの大きさの電流が
流し出され、前記トランジスタ1803，1804のコレクタに
は、それぞれ I_unの大きさの電流が吸収され、また、前
記トランジスタ1805，1806のコレクタからは、それぞれ
I_wpの大きさの電流が流し出され、前記トランジスタ18
07，1808のコレクタには、それぞれ I_wnの大きさの電流
が吸収される。

したがって、 I_upの値が I_wnの値よりも大きくなったと
きにその差電流がダイオード1809を介してｖｎ点に供給
され、 I_wpの差が I_unの値よりも大きくなったときにそ
の差電流がダイオード1812を介してｖｎ点に供給され、
また、 I_unの値が I_wpの値よりも大きくなったときにそ
の差電流がダイオード1811を介してｖｐ点に供給され、
I_wnの値が I_upの値よりも大きくなったときにその差電
流がダイオード1810を介してｖｐ点に供給されることに
なる。

すなわち、電流加算回路1800からＶ相駆動回路1900の上
側駆動回路に供給される駆動電流の値I_vp と、下側駆動
回路に供給される駆動電流の値I_vn は次式によって与え
られる。

このようにして、トランジスタ1802とトランジスタ1808
のペアとトランジスタ1803とトランジスタ1805のペアが
Ｕ相またはＷ相に流入する電流とＷ相またはＵ相から流
出する電流の差電流をＶ相に流入させ、トランジスタ18
01とトランジスタ1807のペアとトランジスタ1804とトラ
ンジスタ1806のペアがＵ相またはＷ相から流出する電流
とＷ相またはＵ相に流入する電流の差電流をＶ相から流
出させるように動作する。

第１４図Ｒ，Ｓに示された電流波形は第１４図Ｎ，Ｏ，
Ｐ，Ｑに示された電流波形から得られる各電流値に基づ
いてそれぞれ第７式および第８式から得られた結果をプ
ロットしたものであり、第１１図Ｔ，Ｕの電流波形も同
様にして求めたものである。もちろん、計算のみなら
ず、第１５図に示した実際の回路においても同じ電流波
形が得られることが確認されている。

さて、第１図に戻って、これまでに説明した動作の概要
をまとめると次のようになる。

まず、Ｊ端子のレベルが‘０’になっていて、モータの
回転子が停止している状態においては、Ｕ端子，Ｖ端
子，Ｗ端子のうち少なくともひとつは高い電位にあり、
固定子巻線１〜３のいずれかと電流制限抵抗８を介して
ホールＩＣ６に電流が供給されて回転子の静止位置の検
出が行われ、ホールＩＣ６が回転子の静止位置に応じて
高電位，中間電位，低電位の出力を発生する。ホールＩ
Ｃ６の出力レベルに応じて分配器 100によって位置検出
信号の分配が行われ、この位置検出情報は順序回路 200
を経由して準全波相切換回路 900に供給されるが、Ｊ端
子のレベルが‘０’になっている間は順序回路 200は単
なるバッファとして動作し、また、Ｕ相駆動回路1600，
Ｗ相駆動回路1700，Ｖ相駆動回路1900から固定子巻線１
〜３への給電も行われない。

Ｊ端子のレベルが‘１’に移行すると、各相の駆動回路
は、準全波相切換回路 900に供給された位置検出情報に
基づいて、Ｕ端子，Ｖ端子，Ｗ端子のうちのいずれかの
端子から電流を吸収して回転子に回転トルクを発生させ
る。なお、このときホールＩＣ６が第３図の回転電気角
が60゜の位置、すなわち識別帯５のＮ極とＳ極の境界部
や、回転電気角が 390゜の位置に偶然に停止していたと
すると、いずれの場合にもホールＩＣ６は識別帯５の無
着磁部分に対向したときと同じ出力を発生し、その情報
に基づいて固定子巻線１〜３に通電されるので、第３図
Ｂの特性曲線からもわかるように、回転子は逆方向の回
転トルクを発生することになる。しかし、ごくわずかだ
け回転子が動くことによって正規の位置検出情報が得ら
れ、それ以後は順序回路 200によって位置検出信号の受
け付け順序が規制されるため円滑な回転を持続させるこ
とができる。

回転子か回転を開始すると、発電巻線７からのＦＧ信号
が現れるので、モード切換回路 700を構成するＤフリッ
プフロップ 701（第７図）は所定のタイミングでその出
力レベルが‘０’に移行して固定子巻線１〜３への通電
モードを３相全波駆動に切り換え、モータのトルク特性
は第３図Ｃに示した特性曲線の包絡線の如くなる。

通電モードが３相全波駆動に移行してからも、急激な負
荷変動などによって、ＦＧ信号が消滅するまでモータの
回転速度が低下すると、Ｄフリップフロップ 701の出力
レベルが‘１’に戻るので、通電モードは再び３相準全
波駆動となる。

これに対して、通電モードが３相全波駆動になっている
状態でＪ端子のレベルが‘０’に移行した場合には、Ｄ
フリップフロップの出力レベルが‘０’にある限り、第
15のｂｋ端子のレベルは‘１’に保持されて固定子巻線
１〜３への通電は続けられる。このときＪ端子のレベル
は‘０’になっているので、第１表に示したように通電
方向設定回路1000を構成するＮＡＮＤゲート1015（第７
図）の出力レベルは‘１’となり、通電方向設定回路10
00から通電方向切換回路1100に送出される出力信号の位
相が反転して固定子巻線１〜３への通電方向が逆転し、
モータは急速に減速される。モータの回転速度が零近く
になって、ＦＧ信号が消滅するかあるいは回転停止検出
切2100が出力信号を発生すると、Ｄフリップフロップ 7
01の出力レベルが‘１’に移行するので、ｂｋ端子のレ
ベルも‘０’に移行して固定子巻線１〜３への通電は停
止する。

また、正逆転の切り換え動作時などにおいて、モータが
逆方向に回転を続けているときに、ＲＥＶ端子から正方
向の指令信号が印加されたとすると、指令された回転方
向と実際の回転方向が一致しないので、回転方向判別回
路 300から誤差信号増幅器1300と通電方向設定回路1000
に回転方向不一致信号が供給される。これによって第11
図のｅｎ端子のレベルが‘０’になると、それまではオ
フ状態であったトランジスタ1303がオン状態となって、
Ｅ端子の電位が零近くまで下降したのと同じことによ
り、誤差信号増幅器1300はｃｆ端子を介して（全波駆動
時）最大出力電流をステップ電流発生回路1200に供給す
る。一方、通電方向設定回路1000に回転方向不一致信号
が供給されると、第１表からもわかるように第７図のＮ
ＡＮＤゲート1015の出力レベルｅｘは‘１’に移行する
ので、固定子巻線１〜３への通電方向は逆転し、モータ
は急速に減速させられる。モータの回転速度が零を通り
越えて、正方向の回転を開始しだすと、第７図の回転方
向判別回路 300を構成するＤフリップフロップ 301の出
力レベルは‘０’になり、ｄｒ端子のレベルが‘０’に
移行するとともにｅｎ端子のレベルは‘１’に移行し、
以後は停止状態からの起動時と同じようにモータは加速
される。

さて、第16図は振動や騒音の発生メカニズムを説明する
ために用意したモータのトルク発生部分の断面図であ
り、第16図Ａ，Ｂにおいて、11は永久磁石４が固着され
た回転子ヨークであり、12はその上に固定子巻線１ａ，
１ｂが配置された固定子ヨークであり、矢印の付された
曲線はすべて磁力線を表している。

第16図Ａに示された回転子と固定子の相対位置において
は、固定子巻線１ａ，１ｂと鎖交する磁束の方向が永久
磁石４の着磁方向に対して垂直であるので、固定子巻線
１ａ，１ｂは着磁方向に平行な向きの力を発生して、そ
れがモータの回転トルクとなる。

ところが、第16図Ｂに示された回転子と固定子の相対位
置においては、固定子巻線１ａ，１ｂと鎖交する磁束の
方向が永久磁石４の着磁方向に対して平行となり、回転
トルクは零になるだけでなく、永久磁石４の着磁方向に
対して垂直な向きの力を発生する。第16図Ｂに示された
相対位置関係と、固定子巻線１ａ，１ｂへの通電方向で
は、各固定子巻線はいずれも回転子を持ち上げる反発力
を発生し、各固定子巻線への通電方向が逆になると、回
転子を固定子に吸引させる力を発生し、これらの反発吸
引の繰り返しがモータの振動の大きな要因となり、振動
の発生に伴って、同時に騒音も発生する。

この反発力と吸引力の大きさは第16図Ａの相対位置にお
いて極小となり、第16図Ｂの相対位置において極大とな
るが、これらの中間位置においては、その位置に応じて
徐々に増加あるいは減少していく。したがって、振動や
騒音を小さくするには、回転子の一回転あたりの反発・
吸引の変動を小さくすればよく、３相の直流無整流子モ
ータであれば電気角で 120゜ずつ異ならせて配置された
３組の固定子巻線を有しているから、各々の固定子巻線
による反発力と吸引力の総和が回転子の変動によっても
殆ど変化しないような駆動電流波形を作りだせばよい。

具体的には、第11図Ｍの信号波形において、時刻ｔ₁₁か
ら時刻ｔ₁₃までのスロープが振動および騒音に大きく寄
与し、時刻ｔ₁₁から直線的に電流を増加させた場合に
は、時刻ｔ₁₃以前に電流値が最大になるような電流波形
に設定すると、スロープを急峻にするにしたがって反発
力と吸引力の変動は急激に増大することが計算によって
確認されている。すなわち、 180゜通電の３相全波駆動
においてモータの回転軸方向の力を最小に押さえて振動
と騒音を減少させるには、通電開始から60゜までの区間
と、通電終了までの60゜の区間のスロープの管理が重要
なファクタになる。

一方、モータのトルク変動の基本周波数成分を少なくす
るには、第３図Ａのトルク特性と第３図Ｃのトルク特性
を比較すれば明らかなように、個々の固定子巻線につい
て、通電開始から30゜までの区間と、通電終了までの30
゜の区間を除く区間における通電波形の形状の管理が重
要なファクタになる。

第１図に示された直流無整流子モータでは、第11図Ｊ，
Ｎの信号波形からも明らかなように、ステップコントロ
ーラ 500とステップ電流発生回路1200によって任意の駆
動電流波形を作りだすことができ、各相の駆動回路はス
テップ電流発生回路1200とスロープ合成回路1500によっ
て作りだされた駆動電流に比例した電流を固定子巻線１
〜３に供給する。このため、モータの回転時の振動や騒
音が最も小さくなるような電流波形を容易に作りだすこ
とができる。すなわち、全波駆動時は、第13図に示され
たステップ電流発生回路1200において、抵抗1209〜121
5，1221〜1224，1225，1227の抵抗値の比率を変えるこ
とによって第11図Ｍ，Ｑの駆動電流波形の形状を自由に
変更することができ、準全波駆動時には、第13図に示さ
れた準全波相切換回路 900において、抵抗 908〜 913の
抵抗値の比率を変えることによって第14図Ｌ，Ｍの駆動
電流波形のスロープを最適値に選定することができる。

ところで、第11図Ｎ，Ｍの信号波形からもわかるよう
に、わずか４ビットのカウンタからなるステップコント
ローラ 500と、第13図に示した程度の規模のステップ電
流発生回路1200を用いただけでは駆動電流波形のレベル
の変化が十分なまでに滑らかにはならず、特に、包絡線
が正弦波形状になるようにステップを設定すると零近傍
のステップが大きくなり、これが固定子巻線にあたかも
スピーカのボイスコイルのような振舞いをさせ、それが
原因となって高域の騒音が発生する。

しかしながら、本発明の直流無整流子モータでは、スロ
ープ発生回路1400によって第11図Ｉに示されたスロープ
波形（鋸歯状波）を発生させ、スロープ合成回路1500に
よってこのスロープ波形をステップ電流発生回路1200の
出力信号に合成することによって、比較的小規模な回路
構成で、第11図Ｍ，Ｑのような滑らかな駆動電流波形を
作りだすことができる。

なお、第１図の実施零においては３相の直流無整流子モ
ータを示したが、本発明は３相のモータのみならず２相
や単相のモータに適用しても十分な効果を奏するもので
ある。

発明の効果 本発明の直流無整流子モータは以上の説明からも明らか
なように、位置検出信号の所定のエッジを基準にして、
前記回転検出信号のエッジが到来するごとに前記駆動指
令電流に比例したステップでレベルが段階的に切り換わ
る階段状の出力信号を発生するステップ信号波形発生手
段（ステップコントローラ500 とステップ電流発生回路
1200からなる。）と、繰り返し周期が前記回転検出信号
のエッジの到来周期に同期したスロープ波形を発生する
スロープ発生回路1400と、前記ステップ信号波形発生手
段の出力信号に前記スロープ波形を加え合わせてステッ
プ信号波形にスロープを付加した駆動信号を作りだすス
ロープ合成回路1500と、前記駆動信号を増幅して前記固
定子巻線に供給する駆動回路を備えているので、階段状
のステップ信号の変化がスロープ信号波形によって平滑
されて滑らかな駆動電流が得られ、大なる効果を奏す
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例における直流無整流子モータ
のブロック構成図、第２図は本発明を実施するために構
成されたモータ部分の概略図、第３図はモータのトルク
特性と通電切り換えを説明するためのトルク特性図、第
４図はホールＩＣの内部回路結線図、第５図は位置検出
信号の処理動作を説明するための、識別帯の着磁パター
ンに対応させた信号波形図、第６図は分配器の構成例を
示した回路結線図、第７図は順序回路，回転方向判別回
路，ステップコントローラ，同期トリガ回路，モード切
換回路，加減算指令回路，通電方向設定回路，初期化回
路の構成例を示した論理回路図、第８図，第９図，第10
図，第11図，第14図はいずれも第１図の各ブロックの動
作を説明するための信号波形図、第12図は誤差信号増幅
器の構成例を示した回路結線図、第13図は準全波相切換
回路，ステップ電流発生回路，スロープ発生回路，スロ
ープ合成回路，回転停止検出器の具体的な構成例を示し
た回路結線図、第15図は通電方向切換回路，Ｕ相駆動回
路，Ｗ相駆動回路，電流加算回路，Ｖ相駆動回路の具体
的な構成例を示した回路結線図、第16図はモータのトル
ク発生部分の断面図である。 １，２，３……固定子巻線、４……永久磁石、６……ホ
ールＩＣ、 200……順序回路、 500……ステップコント
ローラ、 600……同期トリガ回路、 800……加減算指令
回路、1200……ステップ電流発生回路、1300……誤差信
号増幅器、1400……スロープ発生回路、1500……スロー
プ合成回路、1600……Ｕ相駆動回路、1700……Ｗ相駆動
回路、1900……Ｖ相駆動回路。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】固定子巻線と、前記固定子巻線と対向する
   着磁部を有する永久磁石を備えた回転子と、前記回転子
   の回転位置を検出して位置検出信号を発生する位置検出
   手段と、前記回転子が回転したときに前記位置検出信号
   よりも高い周波数を有する回転検出信号を発生する回転
   検出手段と、外部から供給される電圧もしくは電流に依
   存した駆動指令電流を発生する誤差信号増幅器と、前記
   位置検出信号の所定のエッジを基準にして、前記回転検
   出信号のエッジが到来するごとに前記駆動指令電流に比
   例したステップでレベルが段階的に切り換わる階段状の
   出力信号を発生するステップ信号波形発生手段と、繰り
   返し周期が前記回転検出信号のエッジの到来周期に同期
   したスロープ波形を発生するスロープ発生回路と、前記
   ステップ信号波形発生手段の出力信号に前記スロープ波
   形を加え合わせてステップ信号波形にスロープを付加し
   た駆動信号を作りだすスロープ合成回路と、前記駆動信
   号を増幅して前記固定子巻線に供給する駆動回路を具備
   してなる直流無整流子モータ。
2. 【請求項２】位置検出信号と回転検出信号からその繰り
   返し周期が前記位置検出信号のエッジの到来周期に同期
   し、高レベル区間が前記回転検出信号の繰り返し周期分
   だけ異なる複数のタイミング信号を作りだすステップコ
   ントローラと、誤差信号増幅器からの出力電流を受電す
   るとともに前記タイミング信号に対応した複数のトラン
   ジスタからなり、各トランジスタはあらかじめ定められ
   た分配比率の電流を出力するように構成されたカレント
   ミラー回路の各トランジスタの出力電流を前記タイミン
   グ信号の高レベル区間に加え合わせるステップ電流発生
   回路によってステップ信号波形発生手段を構成してなる
   特許請求の範囲第１項記載の直流無整流子モータ。