JPH0669153B2 - 移動通信用アダプテイブアンテナ受信機 - Google Patents
移動通信用アダプテイブアンテナ受信機Info
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- JPH0669153B2 JPH0669153B2 JP60188537A JP18853785A JPH0669153B2 JP H0669153 B2 JPH0669153 B2 JP H0669153B2 JP 60188537 A JP60188537 A JP 60188537A JP 18853785 A JP18853785 A JP 18853785A JP H0669153 B2 JPH0669153 B2 JP H0669153B2
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Landscapes
- Radio Transmission System (AREA)
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は干渉波による受信妨害を自動的に防止する移動
通信用アダプティブアンテナ受信機に関する。
通信用アダプティブアンテナ受信機に関する。
無線通信では妨害信号によって受信信号が干渉を受ける
ことが多く、その影響を排除して良好な品質の受信信号
を得ることは重要な意義を有する。従来、レーダ，衛星
通信，移動通信等の分野では干渉を自動的に除去するい
わゆるアダプティブアンテナが種々提案されている。ア
ダプティブアンテナの動作アルゴリズム自体は多種のも
のが提案されているが、その基本的構成は、希望波信号
と干渉波信号を一緒に受信する少なくとも２以上のアン
テナを備え、これらのアンテナ出力を合成するときに干
渉波信号のみがキャンセルされるように合成時のパラメ
ータを自動的に決するものである。かかる技術の一例と
しては、米国特許第3,202,990号ピー・ダブリュ・ホウ
ェルズ（P.W.Howells），「インターミディエイト・フ
レケンシー・キャンセラー（Intermediate frequencyca
nceller）」があり、これはレーダに用いられている。
この技術はアール・ティ・コンプトン（R.T.Compton）
による「ザ・パワー・インバージョン・アダプティブ・
アレイ：コンセプト・アンド・パーフォーマンス（The
power inversion adaptive array:concept and perform
ance）」（アイ・イー・イー・イー・トランザクション
・オン・エロウスペース・アンド・エレクトロニクス・
システムズ（IEEE Transaction on Aerospace and Elec
tronics Systems）,vol.AES−15,pp.803-814,November
1979.）に延べられているパワーインバージョン方式に
原理的に含まれる。
ことが多く、その影響を排除して良好な品質の受信信号
を得ることは重要な意義を有する。従来、レーダ，衛星
通信，移動通信等の分野では干渉を自動的に除去するい
わゆるアダプティブアンテナが種々提案されている。ア
ダプティブアンテナの動作アルゴリズム自体は多種のも
のが提案されているが、その基本的構成は、希望波信号
と干渉波信号を一緒に受信する少なくとも２以上のアン
テナを備え、これらのアンテナ出力を合成するときに干
渉波信号のみがキャンセルされるように合成時のパラメ
ータを自動的に決するものである。かかる技術の一例と
しては、米国特許第3,202,990号ピー・ダブリュ・ホウ
ェルズ（P.W.Howells），「インターミディエイト・フ
レケンシー・キャンセラー（Intermediate frequencyca
nceller）」があり、これはレーダに用いられている。
この技術はアール・ティ・コンプトン（R.T.Compton）
による「ザ・パワー・インバージョン・アダプティブ・
アレイ：コンセプト・アンド・パーフォーマンス（The
power inversion adaptive array:concept and perform
ance）」（アイ・イー・イー・イー・トランザクション
・オン・エロウスペース・アンド・エレクトロニクス・
システムズ（IEEE Transaction on Aerospace and Elec
tronics Systems）,vol.AES−15,pp.803-814,November
1979.）に延べられているパワーインバージョン方式に
原理的に含まれる。
しかしながら、上記パワーインバージョン方式は希望波
信号と干渉波信号の電力の差が大きいときにのみ有効に
動作するという欠点を有する。従って、移動通信におい
ては希望波信号と干渉波信号の電力はフェージングによ
って変化し、これらの信号の電力が常に所定レベル以上
の差を有するという保証がないため、パワーインバージ
ョン方式は移動通信に適するものではない。
信号と干渉波信号の電力の差が大きいときにのみ有効に
動作するという欠点を有する。従って、移動通信におい
ては希望波信号と干渉波信号の電力はフェージングによ
って変化し、これらの信号の電力が常に所定レベル以上
の差を有するという保証がないため、パワーインバージ
ョン方式は移動通信に適するものではない。
また、ビー・ウィドロー（B. Widraw）による「アダプ
ティブ・アンテナ・システム（Adaptive antenna Syst
m）」（proceedings of the IEEE,vol.55,pp.2143−215
9,December 1967）に述べられているLMS（Least−Mean
−Squares）方式は上記のような欠点がないが、受信側
で参照信号を必要とする新たな問題点を有する。移動通
信で通常行われている周波数変調によるアナログ音声通
信においては、かかる参照信号を一般的に得ることは困
難である。
ティブ・アンテナ・システム（Adaptive antenna Syst
m）」（proceedings of the IEEE,vol.55,pp.2143−215
9,December 1967）に述べられているLMS（Least−Mean
−Squares）方式は上記のような欠点がないが、受信側
で参照信号を必要とする新たな問題点を有する。移動通
信で通常行われている周波数変調によるアナログ音声通
信においては、かかる参照信号を一般的に得ることは困
難である。
更に、T. Kaitsuka,T.Inoueによる「インターフェラン
ス・キャセレーション・システム・フォア・サテライト
・コミュニケーション・アース・ステーション（Interf
erence cancellation system for sattelite communica
tion earth station）」（vol.COM−32,pp.796−803,Ju
ly 1984）に述べられている方法は、上記の２つの欠点
は無いが、指向性の強いアンテナを使用し、予備アンテ
ナに受信される信号が妨害波のみであることを前提とし
ているために、無指向性のアンテナを使用する移動通信
には適用できない。
ス・キャセレーション・システム・フォア・サテライト
・コミュニケーション・アース・ステーション（Interf
erence cancellation system for sattelite communica
tion earth station）」（vol.COM−32,pp.796−803,Ju
ly 1984）に述べられている方法は、上記の２つの欠点
は無いが、指向性の強いアンテナを使用し、予備アンテ
ナに受信される信号が妨害波のみであることを前提とし
ているために、無指向性のアンテナを使用する移動通信
には適用できない。
本発明の目的は、無指向性アンテナを用いて、受信側で
参照信号を必要することはなく、希望波と干渉波の電力
差が小さい場合であっても干渉波による受信妨害を自動
的に防止して希望する信号を取出すことのできる移動通
信用アダプティブアンテナ受信機を提供することにあ
る。
参照信号を必要することはなく、希望波と干渉波の電力
差が小さい場合であっても干渉波による受信妨害を自動
的に防止して希望する信号を取出すことのできる移動通
信用アダプティブアンテナ受信機を提供することにあ
る。
本発明は、希望波と妨害波との合成波を受信する第１及
び第２の受信アンテナと、この第１及び第２の受信アン
テナの少なくとも一方に接続された可変利得増幅器及び
可変移相器を有し、この可変利得増幅器及び可変移相器
に第１及び第２の制御信号をそれぞれ入力することによ
って前記第１及び第２の受信アンテナの受信信号の間の
振幅及び位相の関係を制御し、２つの出力信号を出力す
る複素乗算回路と、この複素乗算回路の２つの出力信号
を合成する信号合成回路と、この信号合成回路の出力の
一部を入力して復調を行う受信回路と、前記信号合成回
路の出力の一部を入力する第１の２乗検波回路と、この
２乗検波回路の出力を入力する高域通過フィルタと、こ
の高域通過フィルタの出力を入力する第２の２乗検波回
路と、直交する第１及び第２の低周波信号を発生する低
周波信号発生回路と、前記第２の２乗検波回路の出力信
号と前記第１の低周波信号の相関を求める第１の相関回
路と、前記第２の２乗検波回路の出力信号と前記第２の
低周波信号の相関を求める第２の相関回路と、前記第１
の相関回路の出力信号から前記第１の低周波信号を減算
して得た信号を前記第１の制御信号として前記複素乗算
回路の可変利得増幅器へ出力する第１の減算回路と、前
記第２の相関回路の出力信号から前記第２の低周波数信
号を減算して得た信号を前記第２の制御信号として前記
複素乗算回路の可変移相器へ出力する第２の減算回路と
から成ることを特徴としている。
び第２の受信アンテナと、この第１及び第２の受信アン
テナの少なくとも一方に接続された可変利得増幅器及び
可変移相器を有し、この可変利得増幅器及び可変移相器
に第１及び第２の制御信号をそれぞれ入力することによ
って前記第１及び第２の受信アンテナの受信信号の間の
振幅及び位相の関係を制御し、２つの出力信号を出力す
る複素乗算回路と、この複素乗算回路の２つの出力信号
を合成する信号合成回路と、この信号合成回路の出力の
一部を入力して復調を行う受信回路と、前記信号合成回
路の出力の一部を入力する第１の２乗検波回路と、この
２乗検波回路の出力を入力する高域通過フィルタと、こ
の高域通過フィルタの出力を入力する第２の２乗検波回
路と、直交する第１及び第２の低周波信号を発生する低
周波信号発生回路と、前記第２の２乗検波回路の出力信
号と前記第１の低周波信号の相関を求める第１の相関回
路と、前記第２の２乗検波回路の出力信号と前記第２の
低周波信号の相関を求める第２の相関回路と、前記第１
の相関回路の出力信号から前記第１の低周波信号を減算
して得た信号を前記第１の制御信号として前記複素乗算
回路の可変利得増幅器へ出力する第１の減算回路と、前
記第２の相関回路の出力信号から前記第２の低周波数信
号を減算して得た信号を前記第２の制御信号として前記
複素乗算回路の可変移相器へ出力する第２の減算回路と
から成ることを特徴としている。
本発明においては、移動通信用のFM受信機において、妨
害波が存在するときには周波数変調波にて振幅成分の変
動が生じる事実、すなわちビート成分が発生する事実に
着目し、このビート成分が零になるように摂動法により
制御を行うことによって、妨害波の除去を行うものであ
る。
害波が存在するときには周波数変調波にて振幅成分の変
動が生じる事実、すなわちビート成分が発生する事実に
着目し、このビート成分が零になるように摂動法により
制御を行うことによって、妨害波の除去を行うものであ
る。
以下に、図面を用いて本発明の実施例を説明する。
第１図は本発明に係る受信機のブロック図である。この
図において,1は複素乗算回路で、複素乗算回路１は入力
端子101,102を介し２本の受信アンテナ2,3を備える。こ
の受信機は移動通信用のFM受信機であり、受信アンテナ
2,3は無指向性のアダプティブアンテナである。受信ア
ンテナ2,3はそれぞれ信号S1（ｔ）,S2（ｔ）を受信する
ものとする。また入力端子103,104には、後述する減算
回路4,5から制御信号α（ｔ），β（ｔ）がそれぞれ入
力する。
図において,1は複素乗算回路で、複素乗算回路１は入力
端子101,102を介し２本の受信アンテナ2,3を備える。こ
の受信機は移動通信用のFM受信機であり、受信アンテナ
2,3は無指向性のアダプティブアンテナである。受信ア
ンテナ2,3はそれぞれ信号S1（ｔ）,S2（ｔ）を受信する
ものとする。また入力端子103,104には、後述する減算
回路4,5から制御信号α（ｔ），β（ｔ）がそれぞれ入
力する。
かかる複素乗算回路１は、例えば第２図に示す如く実現
される。第２図において、６は可変利得増幅器、７は可
変移相器で、上記制御信号α（ｔ）は可変利得増幅器６
に入力し、制御信号β（ｔ）は可変移相器７に入力す
る。このように構成された複素乗算回路１では、一例と
して入力端子101から入力した信号S1（ｔ）はそのまま
出力端子105に出力され、入力端子102から入力した信号
S2（ｔ）は、可変利得増幅器６で振幅を増幅され、可変
移相器７で位相を制御され、信号Ｓ′２（ｔ）として出
力端子106に出力される。従ってこの場合には信号S
2（ｔ）の振幅及び位相が制御信号α（ｔ），β（ｔ）
によって制御され、これによって信号S1（ｔ）とS
2（ｔ）の振幅及び位相の関係が制御されることにな
る。
される。第２図において、６は可変利得増幅器、７は可
変移相器で、上記制御信号α（ｔ）は可変利得増幅器６
に入力し、制御信号β（ｔ）は可変移相器７に入力す
る。このように構成された複素乗算回路１では、一例と
して入力端子101から入力した信号S1（ｔ）はそのまま
出力端子105に出力され、入力端子102から入力した信号
S2（ｔ）は、可変利得増幅器６で振幅を増幅され、可変
移相器７で位相を制御され、信号Ｓ′２（ｔ）として出
力端子106に出力される。従ってこの場合には信号S
2（ｔ）の振幅及び位相が制御信号α（ｔ），β（ｔ）
によって制御され、これによって信号S1（ｔ）とS
2（ｔ）の振幅及び位相の関係が制御されることにな
る。
複素乗算回路１から出力された信号S1（ｔ）,S′
２（ｔ）は信号合成回路８に入力され、ここで合成さ
れ、信号Ｚ（ｔ）として出力される。この出力信号Ｚ
（ｔ）はFM受信回路９及び２乗検波回路10に与えられ
る。信号Ｚ（ｔ）の一部はFM受信回路９を通った後受信
信号として出力端子11に取出される。また信号Ｚ（ｔ）
の一部は２乗検波回路10によって検波出力信号Ｄ（ｔ）
として取出され、高域通過フィルタ12に入力される。高
域通過フィルタ12によって得られた出力信号Ｈ（ｔ）は
２乗検波回路13を通って信号Ｃ（ｔ）となり、相関回路
14,15に与えられる。
２（ｔ）は信号合成回路８に入力され、ここで合成さ
れ、信号Ｚ（ｔ）として出力される。この出力信号Ｚ
（ｔ）はFM受信回路９及び２乗検波回路10に与えられ
る。信号Ｚ（ｔ）の一部はFM受信回路９を通った後受信
信号として出力端子11に取出される。また信号Ｚ（ｔ）
の一部は２乗検波回路10によって検波出力信号Ｄ（ｔ）
として取出され、高域通過フィルタ12に入力される。高
域通過フィルタ12によって得られた出力信号Ｈ（ｔ）は
２乗検波回路13を通って信号Ｃ（ｔ）となり、相関回路
14,15に与えられる。
相関回路14には上記信号Ｃ（ｔ）と低周波発振回路16の
出力信号εcosωｔが入力され、相関回路15には上記信
号Ｃ（ｔ）と90゜移相回路17の出力信号εsinωｔが入
力される。低周波発振回路16と90゜移相回路17は低周波
信号発生回路18を構成する。相関回路14,15は、具体的
には例えば第３図に示す如く、乗算器19と低域通過フィ
ルタ20とループフィルタ21から実現される。乗算器19は
２つの入力端子19a,19bを有し、入力端子19aには信号Ｃ
（ｔ）が、入力端子19bにはεcosωｔ又はεsinωｔが
それぞれ入力される。かかる相関回路14,15からはそれ
ぞれ信号α0,β０が出力され、前記減算回路4,5に入力
される。更に減算回路4,5には上記εcosωt,εsinωｔ
がそれぞれ入力され、この結果前述した如く制御信号α
（ｔ），β（ｔ）を複素乗算回路１に対して出力する。
この場合α（ｔ），β（ｔ）は、 α（ｔ）＝α０−εcosωｔ β（ｔ）＝β０−εsinωｔ と表される。ここで、上記ωは低周波信号の周波数、ε
は小さな正の数（ε≪１）である。
出力信号εcosωｔが入力され、相関回路15には上記信
号Ｃ（ｔ）と90゜移相回路17の出力信号εsinωｔが入
力される。低周波発振回路16と90゜移相回路17は低周波
信号発生回路18を構成する。相関回路14,15は、具体的
には例えば第３図に示す如く、乗算器19と低域通過フィ
ルタ20とループフィルタ21から実現される。乗算器19は
２つの入力端子19a,19bを有し、入力端子19aには信号Ｃ
（ｔ）が、入力端子19bにはεcosωｔ又はεsinωｔが
それぞれ入力される。かかる相関回路14,15からはそれ
ぞれ信号α0,β０が出力され、前記減算回路4,5に入力
される。更に減算回路4,5には上記εcosωt,εsinωｔ
がそれぞれ入力され、この結果前述した如く制御信号α
（ｔ），β（ｔ）を複素乗算回路１に対して出力する。
この場合α（ｔ），β（ｔ）は、 α（ｔ）＝α０−εcosωｔ β（ｔ）＝β０−εsinωｔ と表される。ここで、上記ωは低周波信号の周波数、ε
は小さな正の数（ε≪１）である。
次に上記構成を有する受信機の動作を回路各部の信号を
数式で表わしながら説明する。
数式で表わしながら説明する。
先ず前記受信信号S1（ｔ）,S2（ｔ）は次のように表わ
される。
される。
S1（ｔ）＝D1（ｔ）＋U1（ｔ） …（１） S2（ｔ）＝D2（ｔ）＋U2（ｔ） …（２） ここで、D1（ｔ）,D2（ｔ）はそれぞれ受信アンテナ2,3
に受信される希望波信号、U1（ｔ）,U2（ｔ）は妨害波
信号である。D1（ｔ）,D2（ｔ）,U1（ｔ）,U2（ｔ）は
更に次のように表わされる。
に受信される希望波信号、U1（ｔ）,U2（ｔ）は妨害波
信号である。D1（ｔ）,D2（ｔ）,U1（ｔ）,U2（ｔ）は
更に次のように表わされる。
D1（ｔ）＝A1exp｛ｊ（ωct＋θ（ｔ）＋θ１）｝ …
（３） D2（ｔ）＝A2exp｛ｊ（ωct＋θ（ｔ）＋θ２）｝ …
（４） U1（ｔ）＝B1exp｛ｊ（ωct＋φ（ｔ）＋φ１）｝ …
（５） U2（ｔ）＝B2exp｛ｊ（ωct＋φ（ｔ）＋φ２）｝ …
（６） 上式において、A1,A2,B1,B2は振幅、ωｃは搬送波周波
数、θ（ｔ），φ（ｔ）はそれぞれ希望波及び妨害波の
変調信号で定まる位相信号、θ1,θ2,φ1,φ２は位相定
数である。これらの振幅および位相定数はフェージング
によって変化するものとし、その変化速度は十分にゆる
やかである。
（３） D2（ｔ）＝A2exp｛ｊ（ωct＋θ（ｔ）＋θ２）｝ …
（４） U1（ｔ）＝B1exp｛ｊ（ωct＋φ（ｔ）＋φ１）｝ …
（５） U2（ｔ）＝B2exp｛ｊ（ωct＋φ（ｔ）＋φ２）｝ …
（６） 上式において、A1,A2,B1,B2は振幅、ωｃは搬送波周波
数、θ（ｔ），φ（ｔ）はそれぞれ希望波及び妨害波の
変調信号で定まる位相信号、θ1,θ2,φ1,φ２は位相定
数である。これらの振幅および位相定数はフェージング
によって変化するものとし、その変化速度は十分にゆる
やかである。
複素乗算回路１で振幅と位相の制御を受けた信号Ｓ′２
（ｔ）は、α（ｔ），β（ｔ）によって次のように表わ
される。
（ｔ）は、α（ｔ），β（ｔ）によって次のように表わ
される。
Ｓ′２（ｔ）＝α（ｔ）｛D2（ｔ） ＋U2（ｔ）｝exp（ｊβ（ｔ）） …（７） この結果、信号合成回路８の出力信号Ｚ（ｔ）は、 Ｚ（ｔ）＝S1（ｔ）＋Ｓ′２（ｔ） ＝〔A1exp（ｊθ１） ＋α（ｔ）A2exp｛ｊ（θ２ ＋β（ｔ））｝〕exp（ｊθ（ｔ）） ＋〔B1exp（ｊθ１） ＋α（ｔ）B2exp｛ｊ（θ２ ＋β（ｔ））｝〕exp（ｊφ（ｔ）） …（８） と表わされる。また検波出力信号Ｄ（ｔ）は、 Ｄ（ｔ）＝|Z（ｔ）|2 ＝|A（ｔ）|2＋|B（ｔ）|2 ＋2|A（ｔ）||B（ｔ）|cos｛φ（ｔ） −θ（ｔ）＋ψａ（ｔ）−ψｂ（ｔ）｝ …（９） となり、ここで、 |A（ｔ）|2＝A1 2α２（ｔ）A2 2 ＋２α（ｔ）A1A2cos｛θ２−θ１ ＋β（ｔ）｝ …（10） |B（ｔ）|2＝B1 2＋α２（ｔ）B2 2 ＋２α（ｔ）B1B2cos｛θ２−θ１ ＋β（ｔ）｝ …（11） である。
２乗検波回路10の出力信号Ｄ（ｔ）を高域通過フィルタ
12に入力して得られる出力信号Ｈ（ｔ）は、高域通過フ
ィルタ12の遮断周波数が低周波信号の周波数ωよりも高
いものとすると、 Ｈ（ｔ） ＝|A（ｔ）||B（ｔ）|cos｛φ（ｔ） −θ（ｔ）＋ψａ（ｔ）−ψｂ（ｔ）｝ …（14） となる。これは希望波と妨害波のビート成分で、cos
｛φ（ｔ）−θ（ｔ）＋ψａ（ｔ）−ψｂ（ｔ）｝は変
調成分を含み、例えば音声信号による周波数変調の場合
そのスペクトル数kHzまでのびている。また信号|A
（ｔ）|2及び|B（ｔ）|2は低周波信号である。
12に入力して得られる出力信号Ｈ（ｔ）は、高域通過フ
ィルタ12の遮断周波数が低周波信号の周波数ωよりも高
いものとすると、 Ｈ（ｔ） ＝|A（ｔ）||B（ｔ）|cos｛φ（ｔ） −θ（ｔ）＋ψａ（ｔ）−ψｂ（ｔ）｝ …（14） となる。これは希望波と妨害波のビート成分で、cos
｛φ（ｔ）−θ（ｔ）＋ψａ（ｔ）−ψｂ（ｔ）｝は変
調成分を含み、例えば音声信号による周波数変調の場合
そのスペクトル数kHzまでのびている。また信号|A
（ｔ）|2及び|B（ｔ）|2は低周波信号である。
次に信号Ｈ（ｔ）を２乗検波回路13に入力して得られる
信号Ｃ（ｔ）は、 Ｃ（ｔ）＝|A（ｔ）|2|B（ｔ）|2 …（15） とあり、|A|2,|B|2をε≪１という条件の下で近似する
と、 |A（ｔ）|2≒A1 2＋α0A2 2 ＋２α0A1A2cos（θ２−θ１＋β０） −２｛α0A2＋A1A2cos（θ２−θ１ ＋β０）｝εcosωｔ＋２α0A1A2εsinωｔ …（16） |B（ｔ）|2≒B1 2＋α0B2 2 ＋２α0B1B2cos（θ２−θ１＋β０） ＋２｛α0B2 2＋B1B2cos（θ２−θ１ ＋β０）｝εcosωｔ＋２α0B1B2εsinωｔ …（17） となる。これによって、 Ｃ（ｔ）≒A0 2B0 2 ＋2A0〔｛α0B2 2＋B1B2cos（θ２−θ１ ＋β０）｝εcosωｔ−２α0B1B2εsinωｔ〕 ＋2B0〔｛α0A2 2＋A1A2cos（θ２−θ１ ＋β０）｝εcosωｔ−２α0A1A2εsinωｔ〕 …（1
8） となる。ここで、 A0＝A1 2＋α0 2A2 2 ＋２α0A1A2cos（θ２−θ１＋β０） …（19） B0＝B1 2＋α0 2B2 2 ＋２α0B1B2cos（θ２−θ１＋β０） …（20） である。
信号Ｃ（ｔ）は、 Ｃ（ｔ）＝|A（ｔ）|2|B（ｔ）|2 …（15） とあり、|A|2,|B|2をε≪１という条件の下で近似する
と、 |A（ｔ）|2≒A1 2＋α0A2 2 ＋２α0A1A2cos（θ２−θ１＋β０） −２｛α0A2＋A1A2cos（θ２−θ１ ＋β０）｝εcosωｔ＋２α0A1A2εsinωｔ …（16） |B（ｔ）|2≒B1 2＋α0B2 2 ＋２α0B1B2cos（θ２−θ１＋β０） ＋２｛α0B2 2＋B1B2cos（θ２−θ１ ＋β０）｝εcosωｔ＋２α0B1B2εsinωｔ …（17） となる。これによって、 Ｃ（ｔ）≒A0 2B0 2 ＋2A0〔｛α0B2 2＋B1B2cos（θ２−θ１ ＋β０）｝εcosωｔ−２α0B1B2εsinωｔ〕 ＋2B0〔｛α0A2 2＋A1A2cos（θ２−θ１ ＋β０）｝εcosωｔ−２α0A1A2εsinωｔ〕 …（1
8） となる。ここで、 A0＝A1 2＋α0 2A2 2 ＋２α0A1A2cos（θ２−θ１＋β０） …（19） B0＝B1 2＋α0 2B2 2 ＋２α0B1B2cos（θ２−θ１＋β０） …（20） である。
以上の如くして得られた信号Ｃ（ｔ）を相関回路14,15
に入力し、低周波信号εcosωｔ及びεsinωｔとの相関
をとる。信号Ｃ（ｔ）とεcosωｔの相関信号Cc、信号
Ｃ（ｔ）とεsinωｔの相関信号Csは次のように与えら
れる。
に入力し、低周波信号εcosωｔ及びεsinωｔとの相関
をとる。信号Ｃ（ｔ）とεcosωｔの相関信号Cc、信号
Ｃ（ｔ）とεsinωｔの相関信号Csは次のように与えら
れる。
Cc＝−A0ε２｛α0B2＋B1B2cos（θ２−θ１ ＋β０）｝−B0ε２｛α0A2 2＋A1A2cos（θ２ −θ１＋β０）｝ …（21） Cs＝＋2A0ε２α0B1B2＋2B0ε２α0A1A2 …（22） 上記において、相関信号Cc及びCsは、信号Ｃ（ｔ）のα
（ｔ）及びβ（ｔ）に対するそれぞれα０及びβ０付近
における偏微分係数の符号を逆にしたものを表わしてい
る。信号Ｃ（ｔ）は、β０の関数として概略第４図に示
す如く下方に凸になった形をしており、極小値を与える
βｍ存在する。β０がβｍよりも大きいか、小さいかに
よって偏微分係数の符号が異なり、信号Csをループフィ
ルタ21に入力することによって、制御信号β０は徐々に
最適値βｍに近づく。同様にしてα０の値も最適値αｍ
に近づく。α０及びβ０が共に最適値になるときには、
A0 2B0 2が零、すなわちA0或いはB0が零になることであ
る。このA0及びB0は、定義式（19），（20）から明らか
なように、それぞれ（８）式に示された希望波（第１
項）の振幅の２乗及び妨害波（第２項）の振幅の２乗を
表わしている。従って上記受信機では、信号合成回路８
の出力信号Ｚ（ｔ）において、妨害波又は希望波が打消
されるように動作するものであることが示された。この
結果FM受信回路９の出力端子11において、希望波のみを
取出すことができる。なお、妨害波を打消した場合には
問題はないが、希望波を打消した場合にはシステムを強
制的に他の状態に変化させる手段が必要となる。そのた
めには、従来知られているように位相制御量β０の符号
を反転させるのが最も有効な方法である。
（ｔ）及びβ（ｔ）に対するそれぞれα０及びβ０付近
における偏微分係数の符号を逆にしたものを表わしてい
る。信号Ｃ（ｔ）は、β０の関数として概略第４図に示
す如く下方に凸になった形をしており、極小値を与える
βｍ存在する。β０がβｍよりも大きいか、小さいかに
よって偏微分係数の符号が異なり、信号Csをループフィ
ルタ21に入力することによって、制御信号β０は徐々に
最適値βｍに近づく。同様にしてα０の値も最適値αｍ
に近づく。α０及びβ０が共に最適値になるときには、
A0 2B0 2が零、すなわちA0或いはB0が零になることであ
る。このA0及びB0は、定義式（19），（20）から明らか
なように、それぞれ（８）式に示された希望波（第１
項）の振幅の２乗及び妨害波（第２項）の振幅の２乗を
表わしている。従って上記受信機では、信号合成回路８
の出力信号Ｚ（ｔ）において、妨害波又は希望波が打消
されるように動作するものであることが示された。この
結果FM受信回路９の出力端子11において、希望波のみを
取出すことができる。なお、妨害波を打消した場合には
問題はないが、希望波を打消した場合にはシステムを強
制的に他の状態に変化させる手段が必要となる。そのた
めには、従来知られているように位相制御量β０の符号
を反転させるのが最も有効な方法である。
以上に述べたように、評価関数の最小値を求めるために
正弦波状の微小信号を重畳して相関を求める方法は、摂
動法として知られている。摂動信号の周波数ωは、アナ
ログ音声信号の場合には100Hzから200Hzに設定するのが
望ましい。この値は、移動通信で通常生じるフェージン
グ周波数は数10Hzになるので、これよりも高いという条
件と、音声の下限帯域である300Hzよりも低いという条
件により定められる。
正弦波状の微小信号を重畳して相関を求める方法は、摂
動法として知られている。摂動信号の周波数ωは、アナ
ログ音声信号の場合には100Hzから200Hzに設定するのが
望ましい。この値は、移動通信で通常生じるフェージン
グ周波数は数10Hzになるので、これよりも高いという条
件と、音声の下限帯域である300Hzよりも低いという条
件により定められる。
また上記実施例では、高域通過フィルタ12によって周波
数ωの信号成分は十分に減衰できると仮定したが、これ
が満足されないときには高域通過フィルタ12に併せて周
波数ωの帯域阻止フィルタを設けることが望ましい。
数ωの信号成分は十分に減衰できると仮定したが、これ
が満足されないときには高域通過フィルタ12に併せて周
波数ωの帯域阻止フィルタを設けることが望ましい。
以上説明した通り本発明によれば、周波数変調された希
望波に妨害波が混信したときには振幅についてビート成
分が発生することに着目し、このビート成分が零になる
ように２つの受信信号の振幅・位相の関係を制御し希望
する信号を得るように構成したため、無指向性の受信ア
ンテナを用いて、何ら参照信号を必要とすることなく、
また希望波と妨害波のレベル差が小さい場合であっても
希望波を取出すことができ、特に移動通信用の受信機と
して顕著な効果を発揮する。
望波に妨害波が混信したときには振幅についてビート成
分が発生することに着目し、このビート成分が零になる
ように２つの受信信号の振幅・位相の関係を制御し希望
する信号を得るように構成したため、無指向性の受信ア
ンテナを用いて、何ら参照信号を必要とすることなく、
また希望波と妨害波のレベル差が小さい場合であっても
希望波を取出すことができ、特に移動通信用の受信機と
して顕著な効果を発揮する。
第１図は本発明に係る受信機の構成を示すブロック図、 第２図は複素乗算回路の具体的構成を示すブロック図、 第３図は相関回路の具体的構成を示すブロック図、 第４図は動作を説明するための概念図である。 １……複素乗算回路 2,3……受信アンテナ 4,5……減算回路 ８……信号合成回路 ９……FM受信回路 10,13……２乗検波回路 12……高域通過フィルタ 14,15……相関回路 18……低周波信号発生回路
Claims (1)
- 【請求項１】希望波と妨害波との合成波を受信する第１
及び第２の受信アンテナと、この第１及び第２の受信ア
ンテナの少なくとも一方に接続された可変利得増幅器及
び可変移相器を有し、この可変利得増幅器及び可変移相
器に第１及び第２の制御信号をそれぞれ入力することに
よって前記第１及び第２の受信アンテナの受信信号の間
の振幅及び位相の関係を制御し、２つの出力信号を出力
する複素乗算回路と、この複素乗算回路の２つの出力信
号を合成する信号合成回路と、この信号合成回路の出力
の一部を入力して復調を行う受信回路と、前記信号合成
回路の出力の一部を入力する第１の２乗検波回路と、こ
の２乗検波回路の出力を入力する高域通過フィルタと、
この高域通過フィルタの出力を入力する第２の２乗検波
回路と、直交する第１及び第２の低周波信号を発生する
低周波信号発生回路と、前記第２の２乗検波回路の出力
信号と前記第１の低周波信号の相関を求める第１の相関
回路と、前記第２の２乗検波回路の出力信号と前記第２
の低周波信号の相関を求める第２の相関回路と、前記第
１の相関回路の出力信号から前記第１の低周波信号を減
算して得た信号を前記第１の制御信号として前記複素乗
算回路の可変利得増幅器へ出力する第１の減算回路と、
前記第２の相関回路の出力信号から前記第２の低周波信
号を減算して得た信号を前記第２の制御信号として前記
複素乗算回路の可変移相器へ出力する第２の減算回路と
から成ることを特徴とする移動通信用アダプティブアン
テナ受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60188537A JPH0669153B2 (ja) | 1985-08-29 | 1985-08-29 | 移動通信用アダプテイブアンテナ受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60188537A JPH0669153B2 (ja) | 1985-08-29 | 1985-08-29 | 移動通信用アダプテイブアンテナ受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6249728A JPS6249728A (ja) | 1987-03-04 |
| JPH0669153B2 true JPH0669153B2 (ja) | 1994-08-31 |
Family
ID=16225438
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60188537A Expired - Lifetime JPH0669153B2 (ja) | 1985-08-29 | 1985-08-29 | 移動通信用アダプテイブアンテナ受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0669153B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2800008B2 (ja) * | 1988-06-27 | 1998-09-21 | 東京エレクトロン 株式会社 | 回転処理装置及び回転処理方法 |
| ATE210322T1 (de) * | 2000-03-13 | 2001-12-15 | Datamars Sa | Verfahren und vorrichtung zur verminderung des einflusses von störsignalen in anwendungen mit transpondern |
-
1985
- 1985-08-29 JP JP60188537A patent/JPH0669153B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6249728A (ja) | 1987-03-04 |
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