JPH0691508B2 - Ｐｎ符号同期方式 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明はPN（Pseudo Noise）符号同期方式に関し、さら
に詳言すればスペクトラム拡散通信方式に使用されるPN
符号同期方式に関する。

（従来技術） 従来におけるPN符号同期方式は、たとえば受信PN符号の
ビツトクロツクと異なる速度のビツトクロツクで出力さ
れた参照PN符号との相関を検出し拡散用のPN符号発生器
を同期させるスライデイング相関方式が使用されてい
た。

（本発明が解決しようとする問題点） 上記した従来のスライデイング相関方式によるときは、
同期が検出されるまでの時間が長く、たとえば1secから
20secも掛り、今後発展が予想される数10msecのバース
ト通信に対しては同期までの期間が長過ぎて、不向きで
あり使用できない問題点があつた。

また、プリアンプル長と同一の処理時間を有する弾性表
面波コンボルバデバイス（本明細書においてはSAWコン
ボルバと記す）を用いることも考えられるが、SAWコン
ボルバにおける処理時間が所定値を超えるとSAWコンボ
ルバが大型になり、量産性に困難が生じ、高価なものに
なる問題点があつた。

逆に、プリアンブル長をSAWコンボルバの処理時間に合
せることも考えられるが、この様にすると、PN符号の１
周期が短かくなつて通信の秘匿性に欠けてしまう問題点
があつた。

本発明は上記にかんがみなされたもので、短かい処理時
間のSAWコンボルバを用いて、高速でPN符号に初期同期
させることができるPN符号同期方式を提供することを目
的とする。

（問題点を解決するための手段） 上記の問題点を解決するために本発明は、プリアンブル
を有するスペクトラム拡散信号のPN符号同期方式であっ
て、プリアンブル期間より短かい処理時間を有するSAW
コンボルバから発生する相関出力と前記プリアンブル期
間に対応した幅の有効範囲決定パルスとの論理積から正
相関出力を検出し、参照PN符号発生器に供給する第１ク
ロックパルス周期の1/2の周期を有する第２クロックパ
ルスを計数するカウンタに前記処理時間に対応した初期
値を設定し、前記プリアンブルと前記参照PN符号発生器
出力との相関検出開始時から前記正相関出力発生時まで
第２クロックパルスを前記カウンタでアップカウント
し、前記正相関出力発生時から第２クロックパルスを前
記カウンタでダウンカウントし、前記ダウンカウントに
よる前記カウンタの計数値が零になったとき前記カウン
タから出力パルスを発せしめ、該出力パルスに伴って拡
散復調用のPN符号発生器を同期制御するようにした。

（作用） 本発明においては、プリアンブルと参照PN符号発生器か
ら出力されるPN符号との相関がSAWコンボルバにより検
出される。この検出相関出力はプリアンブル期間に対応
したパルス幅を有する有効範囲決定パルスとで論理積演
算され、プリアンブル期間より短い処理時間を有するSA
Wコンボルバを用いたことにより検出される偽相関出力
が実質的に消滅させられ、正相関出力が検出される。

一方、SAWコンボルバの相関出力はPN符号が出力される
周期の1/2周期毎に得られるため、参照PN符号発生器に
供給する第１クロックの周期の1/2周期の第２クロック
パルスを計数するカウンタを設け、該カウンタにて第２
クロックパルスが計数される。この場合に初期値は、第
２クロックパルスのダウンカウント中にカウンタ計数値
が零になったとき、PNエポックの位置が対応するよう
に、SAWコンボルバの処理時間に対応して設定されてい
る。

初期値が設定された前記カウンタはプリアンブルと前記
参照符号発生器出力との相関検出開始時から前記正相関
出力発生時まで第２クロックパルスをアップカウント
し、前記正相関出力発生時からダウンカウントする。こ
のダウンカウント中において、前記カウンタの計数値が
零になったとき、前記カウンタから出力パルスが発生す
る。この出力パルス発生時は前記した如くPNエポツクの
位置に対応しており、前記カウンタからの発生出力パル
スによつて拡散復調用のPN符号発生器が同期制御され
る。

これらの作用によつてプリアンブルの初期同期が達成さ
れ、引き続きたとえば遅延ロツクドループにより同期保
持がなされ、スペクトラム逆拡散による復調、情報の復
調をなし得ることになる。

（発明の実施例） 以下、本発明を実施例により説明する。

第１図は本発明の一実施例の構成を示すブロツク図であ
る。

受信スペクトラム拡散信号はRF増幅、周波数変換され
て、中間周波信号となり、この中間周波信号は中間周波
増幅器１で増幅される。

本実施例においては受信スペクトラム拡散信号のプリア
ンブル部と同期をとる初期同期部Ａ、遅延ロツクドルー
プ（以下DLLと記す）Ｂ、拡散復調部Ｃから構成されて
いる。

中間周波信号は拡散復調部Ｃに設けられた逆拡散復調の
ための乗算器２に、DLLBに設けられた相関器を構成する
乗算器３および４に、さらに発振器６の発振出力と周波
数混合する周波数混合器５に供給してある。

周波数混合器５にて周波数変換された中間周波信号は相
関検出のためにSAWコンボルバ７の一方の入力端子に供
給する。一方、SAWコンボルバ７のゲート長の範囲で受
信プリアンブルのPNパターンと同一で、かつ時間軸を反
転したPN符号パターンを参照PN符号発生器８から発生さ
せ、その参照PN符号と発振器９からの出力とは混合器10
に供給して混合し、混合出力は周波数混合器５からの出
力との相関を検出するためにSAWコンボルバ７の他方の
入力端子に供給する。ここでSAWコンボルバ７はその一
方の端子に供給される信号と他方の端子に供給される信
号とをたたみ込み積分し、入力は互に逆方向に進行さ
せ、通過する信号の相対速度を増加させて相関検出期間
を早めている。

SAWコンボルバ７にて検出された相関検出出力はバンド
パスフイルタ11に供給して、バンドパスフイルタ11の帯
域幅外の不要信号を除去し、包絡線検波器12で検波し、
波形整形器13にて波形整形のうえアンドゲート14に供給
する。アンドゲート14にはさらに後記する参照PN符号発
生器制御回路15からの有効範囲決定パルスを供給して、
アンドゲート14から正相関信号を得る。

一方、乗算器3,4の出力はそれぞれ各別にバンドパスフ
イルタ16,17を介して包絡線検波器18,19に供給して検波
し、検波出力は減算増幅器20に供給して包絡線検波器18
の出力から包絡線検波器19の出力を減算のうえ増幅す
る。減算増幅器20の出力はループフイルタ21を介して電
圧制御発振器22に制御信号として供給し、減算増幅器20
の出力に対応して電圧制御発振器22の出力発振周波数を
変化させる。電圧制御発振器22の出力は分周比２の分周
器23を介して分周し、この分周出力はインバータ24を介
して復調用のPN符号発生器25にシフトパルスとして供給
する。

PN符号発生器25の最上位ビツト（ｎビツト目）は乗算器
４の一方の端子に、PN符号発生器25の次の上位ビツト
〔（ｎ−１）ビツト目〕は乗算器３の一方端子にそれぞ
れ供給してある。ここでPN符号発生器8,25のビツト速度
は8Mb/sとし、電圧制御発振器22の自走周波数を16MHzと
して、PN符号発生器8,25のビツト速度の２倍に設定して
ある。これはSAWコンボルバ７内での両信号の相対速度
は２倍であり、半ビツトクロツク毎にSAWコンボルバ７
から相関出力が得られるためである。電圧制御発振器22
の出力は、正相関出力でカウント方向がアップとダウン
に切替えられる同期カウンタ27に計数クロックパルスと
して供給する。また、インバ−タ24が挿入してあるの
は、分周器23の出力はインバータ24によつて半周期ずら
してDLLBによる同期保持を容易にするためである。

PN符号発生器25の最上位ビツトはビツト速度を1/2周期
だけ遅延させる遅延器26を介して、乗算器２に供給して
中間周波増幅器１の出力と乗算して逆拡散し、乗算器２
の出力はバンドパスフイルタ28を介して復調器29に供給
し、復調器29から情報出力を得る。ここでDLLBの位相ロ
ツクは１ビツトクロツクの中間点でロツクされる。すな
わち、初期同期点より発生するPN符号はDLLBで使用する
ため半ビツトクロツク進んでいる必要があり、逆拡散に
用いるためには遅延器26にて半周期遅延させて、入力信
号と同期させる。

分周器23の出力は参照PN符号発生器８にシフトロツクと
して供給すると共に参照PN符号発生器制御回路15に同期
パルスとして供給する。参照用PN符号発生器制御回路15
は分周器23からの出力をクロックパルスとして受け、参
照PN符号発生器８をクロックパルスに同期してプリアン
ブル期間中繰り返して動作させるための参照用PN符号発
生制御信号を出力し、参照用PN符号が０となったときか
らプリアンブル期間の1/2の期間遅れてプリアンブル期
間の1/2の期間の有効範囲決定パルスをアンドゲート14
へ出力し、かつ参照PN符号発生器８へのリセット信号に
同期して同期カウンタ27に初期設定値をプリセットさせ
る同期カウンタ制御信号を出力するように構成した制御
回路である。

ここで初期設定値は電圧制御発振器22の出力をアンドゲ
ート14から正相関出力が出力されるまでアップカウント
し、正相関信号が出力されたときからダウンカウントし
たとき同期カウンタ27からのボロ−出力がPNエポックの
前１ビットの位置に出力されるような値に設定してあ
る。

同期カウンタ27はアンドゲート14から正相関信号によっ
てアップ／ダウンカウントが切替られて、電圧制御発振
器22から出力されるクロックパルスを正相関信号が入力
される迄はアップカウントし、正相関信号が入力される
とダウンカウントしてボロ−出力を同期パルスとしてPN
符号発生器制御回路30に供給するように構成したカウン
タである。

PN符号発生器制御回路30はインバータ24からの出力をク
ロックパルスとして受け、同期カウンタ27から出力され
る同期パルスを受けてPN符号発生器25をクロックパルス
に同期して動作開始させる同期リセットパルスを発生す
るように構成した制御回路である。

上記の如く構成された本発明の一実施例において、受信
スペクトラム拡散信号はRF増幅、周波数変換されて、中
間周波増幅器１で増幅のうえ、SAWコンボルバ７の入力
信号周波数に対応する周波数に、周波数混合器５および
発振器６によつて周波数変換されて、SAWコンボルバ７
に供給される。ここで、中間周波増幅器１から出力され
るスペクトラム拡散信号を例えば第３図に示す如く符号
長は数10msec、プリアンブル長を32μsec（０〜255チツ
プ）のバースト信号とし、SAWコンボルバ７に処理時間
が32μsecより短かい定格が９μsecのものを用いること
にする。

しかして、スペクトラム拡散信号の初期同期を可能にす
るためには受信スペクトラム拡散信号中のプリアンブル
のPNパターンと参照PN符号発生器８のPNパターンとの相
関を検出して初期同期（同期捕捉とも記す）を行ない、
受信スペクトラム拡散信号中のPNエポツク点から拡散復
調用のPN符号発生器25のPN符号を出力させる必要があ
る。この様にすることにより拡散スペクトラム信号との
相関がとれ、各PN符号の位相が±1/2チツプの範囲内に
入つてDLLBで同期保持（同期追跡とも記す）が可能とな
り、受信スペクトラム拡散信号から情報出力を復調する
ことができる。

つぎに同期補捉から作用を説明する。

分周器23からの出力たとえば8MHzのクロツク信号で参照
PN符号発生器８からの参照PN符号は順次シフトされ混合
器10にて発振器９の発振出力と混合され、SAWコンボル
バ７の入力信号周波数に対応する周波数に変換されて、
SAWコンボルバ７に供給される。参照PN符号発生器８か
らの参照PN符号はプリアンブルのPNパターンと時間的に
逆配列になされており、参照PN符号と受信スペクトラム
拡散信号中にプリアンブルとの相関がSAWコンボルバに
より検出される。

この場合に参照PN符号発生器制御回路15から出力される
参照PN符号発生制御信号を受けて、参照PN符号発生器８
からはプリアンブル期間繰り返して参照PN符号が出力さ
れ、受信スペクトラム拡散信号の入来を待ち受ける。

両入力がSAWコンボルバ７に入力され、両入力の相関が
検出されたときはSAWコンボルバ７から相関出力が発生
する。相関出力中の不要成分はバンドパスフイルタ11で
除去され、包絡線検波器12で検波され、検波出力は波形
整形回路13によつて波形整形されてアンドゲート14に供
給される。

しかるに第４図に模式的に示す如く、SAWコンボルバ７
の処理時間Tgはプリアンブルの期間（32μｓ）より短い
と偽相関が多いため初期同期点までの間に偽相関と正相
関とを検出する場合が生ずる。第４図においては混合器
５からの入力信号を単に入力、混合器10からの入力を単
に基準として示し、“０〜36"ビツトにて偽相関αが、
“91〜164"ビツトにて相関βが検出される場合を示して
いる。かかる偽相関を採用しないようにするため参照PN
発生器制御回路15から有効範囲決定パルスがアンドゲー
ト14に出力され、有効範囲決定パルスの発生期間アンド
ゲート14のゲートを開状態に維持している。

本実施例においては、第２図に示す如く有効範囲決定パ
ルスの幅はプリアンブルのチツプ数（＝256）の1/2のパ
ルス幅（＝“128"チツプ分）に設定してあり、かつ有効
範囲決定パルスの発生時期は参照PN符号が“0"となつた
ときからPN符号の“128"チツプ分の経過時を基準として
いる。したがつて、第４図に示した偽相関αによる相関
信号はアンドゲート14によつて阻止されることになる。
また、正相関が基準点に続いて早期に発生したとして
も、SAWコンボルバ７の処理時間は短かく、プリアンブ
ルの期間内に複数の処理期間が存在し、正相関が参照PN
符号発生器８からのPN符号出力期間の後半に再度発生す
る機会が存在する。しかして有効範囲決定パルス幅およ
びその位置が前記の如く設定されているため、上記した
再度発生した正相関出力がアンドゲート14を介して出力
されることになる。

さらにまた、参照PN符号発生器制御回路15からは参照PN
符号発生器８のリセツトと同期して同期カウンタ27に初
期値が設定される。この初期値は相関出力発生のときか
ら電圧制御発振器22の出力をダウンカウントしたとき、
同期カウンタ27からのボロー出力がPNエポツクの前１ビ
ツトの位置に出力するように設定されている。この初期
値もSAWコンボルバ７の処理時間に対応しており、本実
施例の如くSAWコンボルバ７の処理時間が９μsecで、さ
らに附属回路を含めた処理時間が9.25μsecとすれば初
期値は“−150"である。

つぎに初期設定値について説明する。

SAWコンボルバ７からの相関出力点より同期カウンタ27
のカウントが“0"になるまでの期間Teは、第５図に示す
如くTe＝Ts−125（nsec）である。一方、基準点から相
関出力が発生するまでの期間Tc′は、 で得られる。ここでＤは第６図に示す如く基準点からSA
Wコンボルバ７に入力が供給されるまでの遅延時間であ
り、Tcは第５図の如く遅延時間Ｄ＝０のときSAWコンボ
ルバ７の入力時から相関出力が発生するまでの期間であ
る。第６図においてはSAWコンボルバ７の入力が基準点
より1.25μsec遅れている場合、すなわちＤ＝1.25μsec
の場合を示している。

そこで第４図において、 相関出力発生のときから初期同期点までの期間Tsは Ts＝32（μsec）−Tc ＝11.375（μsec） となる。期間Tcと期間Tsとの関係は Ts＝Tc−Tg＝20.625−9.250 ＝11.375（μsec） となる。

つぎに、第６図において遅延時間Ｄが存在する場合、Ｄ
＝1.25μsecとして基準の、すなわち参照PN符号発生器
８からの出力PN符号中の“159〜86"ビツトで相関がとれ
る。また として求められる。

また、期間Tsは Ts＝Tc′−Tg ＝21.25−9.25＝12（μsec） …（ｂ） となつて初期同期点が求められる。

第５図に戻つて、同期カウンタ27の初期値Ciは上記
（ｂ）式よりSAWコンボルバ７の処理時間Tgのカウント
数だけオフセツトすればよいことから、期間Teは期間Ts
より２クロツク（但し電圧制御発振器27の出力の周期を
基準とするクロツク）短かいことを考慮して Te＝Tg/62.5（nsec）＋２ ＝9250/62.5＋２ ＝150 となる。

したがつて初期値Ciは“〔−150〕”である。

なお、第６図に示した場合において、遅延時間Ｄ＝０と
したとき、相関出力発生時における同期カウンタ27の計
数値Cmは、期間Tc′は（ａ）式より20.625μsecである
ため、 Cm＝Ci＋〔Te′/62.5（nsec）〕 ＝−150＋〔20625/62.5〕＝180カウント Te＝Cm＋62.5nsec＝11250（nsec） Ts＝Te＋125（nsec） ＝11375（nsec） となる。これは第４図において求められた前記の各値と
同一である。

したがつて、初期値はSAWコンボルバ７の処理時間（Tg
＝9250nsec）に対応した所定値となることが判る。

つぎに、参照PN符号発生器８へクロツクパルスを供給し
てPN符号発生器８からPN符号の出力を開始させるときか
ら、正相関出力が発生されるまで制御カウンタ27は電圧
制御発振器22の出力がアツプカウントされ、正相関出力
の発生時からアツプ／ダウンが切替えられてダウンカウ
ントされ、このダウンカウント中において発生したボロ
ー出力は同期パルスとしてPN符号発生器制御回路30に供
給されて、同期パルスの印加によりPN符号発生器制御回
路30からは、PN符号発生器25へ同期リセツトパルスが出
力され、PN符号発生器25からはインバータ24の出力パル
スに同期してPN符号が出力される。この場合にPN符号発
生器25からPN符号が出力開始されるときはPNエポツク時
からとなる。PN符号発生器25のｎビツト目と（ｎ−１）
ビツト目の出力との間には１クロツクパルスの時間的な
遅れがあり、（ｎ−１）ビツト目の出力およびｎビツト
目の出力は乗算器3,4に各別に供給されて、中間周波増
幅器１からの出力と乗算され、バンドパスフイルタ16,1
7、包絡線検波器18,19、減算増幅器20、ループフイルタ
21、電圧制御発振器22、分周器23およびインバータ24に
よるDLLBにより公知の如く同期保持がなされる。

PN符号発生器25のｎビツト目からの出力は乗算器２に供
給され、中間周波増幅器１からの出力が逆拡散されて拡
散スペクトラム信号が復調される。この復調出力は、バ
ンドパスフイルタ28を介して復調器29によりベースバン
ド復調され、復調器29から情報出力が得られる。

また、DLLBによる同期保持中に、バースト信号が途切れ
たりして入力スペクトラム拡散信号を受信できない場
合、何らかの原因で同期保持ができない場合がある。

このため拡散復調部Ｃの出力はロツク／アンロツク検出
装置33に供給し、ロツク／アンロツク検出装置33にてア
ンロツクと検出されたことをアンロツク判別装置34にて
判別し、アンロツク判別装置34の出力を駆動回路35に供
給し、アンロツク判別装置34の出力によりセツトスイツ
チ32が駆動される。この駆動により参照PN符号発生器制
御回路15および同期カウンタ27がリセツトされることに
なる。

なお、以上説明した本発明の一実施例において、同期カ
ウンタ27を用い相関出力時からダウンカウントを行なわ
せ、そのボロー出力によつてPNエポツクを検出する場合
を例示したが、同期カウンタに限る必要はなく、Ts〔＝
Tc′−Tg〕にてSAWコンボルバ７の相関出力発生時から
期間Tc′を求めることにより初期同期点すなわちPNエポ
ツクを検出することもできる。

また、アンドゲート14と同期カウンタ27との間に遅延線
を設けて正相関出力を遅らすことによつてSAWコンボル
バ７の処理時間のばらつきを補償することもできる。ま
た、このようにすることによつて量産性を向上させるこ
とができる。

（発明の効果） 以上説明した如く本発明によれば、SAWコンボルバを用
い、かつSAWコンボルバの処理時間がプリアンブル期間
より短かい一般的なSAWコンボルバを使用できるため、
スペクトラム拡散通信のPN符号初期同期が高速で、確実
に行なえ、かつSAWコンボルバの処理時間に特別なもの
を必要としないため安価に構成をすることができる。

また、SAWコンボルバの処理時間のばらつきは同期カウ
ンタの初期値変更か、遅延線の対応で可能となり量産性
が向上する。

さらに、DLLによる同期保持がはずれたことを検出する
ことにより、容易に自動的に再同期動作を開始させるこ
ともできる。

【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の一実施例の構成を示すブロツク図。 第２図〜第６図は本発明の作用の説明に供するタイミン
グ図。 Ａ……初期同期部、Ｂ……DLL、Ｃ……拡散復調部、２
〜４……乗算器、７……SAWコンボルバ、８……参照用P
N符号発生器、14……アンドゲート、15……参照用PN符
号発生器制御回路、18および19……包絡線検波器、20…
…減算増幅器、22……電圧制御発振器、23……分周器、
25……PN符号発生器、26……遅延器、30……PN符号発生
器制御回路、32……リセツトスイツチ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 中山 繁幸 東京都渋谷区渋谷２丁目17番５号 株式会 社ケンウッド内 (72)発明者 浪岡 博孝 東京都渋谷区渋谷２丁目17番５号 株式会 社ケンウッド内 (72)発明者 寺田 尚史 東京都渋谷区渋谷２丁目17番５号 株式会 社ケンウッド内 (56)参考文献 特開 昭58−131840（ＪＰ，Ａ)

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】プリアンブルを有するスペクトラム拡散信
   号のPN符号同期方式であって、 プリアンブル期間より短かい処理時間を有するSAWコン
   ボルバから発生する相関出力と前記プリアンブル期間に
   対応した幅の有効範囲決定パルスとの論理積から正相関
   出力を検出し、 参照PN符号発生器に供給する第１クロックパルス周期の
   1/2の周期を有する第２クロックパルスを計数するカウ
   ンタに前記処理時間に対応した初期値を設定し、 前記プリアンブルと前記参照PN符号発生器出力との相関
   検出開始時から前記正相関出力発生時まで第２クロック
   パルスを前記カウンタでアップカウントし、前記正相関
   出力発生時から第２クロックパルスを前記カウンタでダ
   ウンカウントし、前記ダウンカウントによる前記カウン
   タの計数値が零になったとき前記カウンタから出力パル
   スを発せしめ、該出力パルスに伴って拡散復調用のPN符
   号発生器を同期制御することを特徴とするPN符号同期方
   式。