JPH0695280B2 - 楽音信号のデジタル周波数情報抽出装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、楽音信号のデジタル周波数情報抽出装置に関
し、例えば電子楽器用デジタル周波数ホロワ（followe
r）の提供に関する。

［発明の背景］ 信号処理システムにおいて一般的に遭遇する１つの問題
は、入力される周期的信号の基本周波数の決定手段を提
供することである。時にはその目的は単に基本周波数を
決定することだけであるが、他の場合には決定した基本
周波数が他のシステムへの入力として用いられる。第２
のシステム目的の例は、“周波数ホロワ”の一般的名称
で呼ばれる多様な音楽装置に見出される。この周波数ホ
ロワ（follower）は、楽音信号の周波数に追随（follo
w）するものである。

トーンチェンジャ（tone changer）は、周波数ホロワ
システムの１例である。トーンチェンジャにおいては、
フルートやサキソホンなどの楽器からの音響信号は、楽
器にあけられた穴に通常挿入されているマイクロホンに
よって電気信号に変換される。現在発振器を用いた楽器
を基本周波数で動作させるにはアナログ回路が用いられ
る。そして、この発振器が発生させた信号は、電子音シ
ンセサイザへの入力周波数制御信号として用いられる。
電子音シンセサイザは通常は発振器の基本周波数で動作
するか、又は発振器の出力信号で動作する通常の分周に
より容易に得られるサブオクターブで動作する。最終的
な結果としては、音楽家が通常の方法で音響楽器（acou
stic instrument）を奏する一方で、周波数ホロワおよ
びシンセサイザの組合せシステムは、別の選択的に調節
可能な音色を持ち、選択的にユニゾンピッチ又は何らか
のサブオクターブで行われる伴奏を与える。ユニゾンと
は、別に同じ音または同じ旋律を奏することであり、サ
ブオクターブで行われる伴奏とは、異なるオクターブで
行われる伴奏である。

トーンチェンジャに用いられるアナログ周波数決定素子
は一般的にはフェーズロック発振器の何らかの変形とし
て選択される。そのような装置は、入力信号が正弦曲線
の形のような単純な周期的波形に近似する場合に最も良
く動作する。このため、周波数ホロワを用いたトーンチ
ェンジャは、比較的少数の高調波を含む音色を有する楽
器と一緒に用いる場合に最も成功している。拡張した高
調波構造を有する楽音を具える音響楽器（acoustic mu
sical instruments）の場合には、低域通過フィルタが
しばしばフェーズロック発振器の前に用いられるので比
較的高い周波数が減衰してより単純な信号を発生する。

音の複雑さを減少させる為に低域通過フィルタを使用す
ると、トーンチェンジャに音楽上の制約を加えることに
なる。フィルタを用いた場合には、音楽家は演奏するオ
クターブ範囲を予め選択する必要がある。

周波数ホロワにより分担される共通の問題は、周波数決
定システムが入力信号の周波数の変化に応答して周波数
を変化させるのに要する時間である。

デジタル周波数ホロワを新規な方法で使用して、現在の
技術水準の周波数ホロワ及びトーンチェンジャの組合わ
せシステムで遭遇する制約の一部をうけることなく、以
前にアナログ回路を用いて得られた機能を与えることが
本発明の特徴である。

本発明は、楽音入力信号の周波数を決定することを目的
とし、多様な音楽効果を与えるために電子楽器により使
用できる新規な改良された配置を指向する。

本発明の目的は、周期的な入力複合信号の基本周波数に
対応する周波数ナンバーを発生させることである。

本発明のもう１つの目的は、入力信号の変化に速やかに
応答する周波数決定システムを提供することである。

本発明の更にもう１つの目的は、楽音発生器に周波数決
定ナンバーを与え、それによって楽音発生器が信号源と
して用いられる主楽器に応答して何らかの予め選択され
た音程で楽音を発生させるようにすることである。

［課題を解決するための手段及び作用］ 本発明は、入力される周期性のある楽音信号から、発生
された周波数ナンバー情報に応じた特定周波数成分を通
過させ、この通過された特定周波数成分の信号の振幅値
に応じたデータを抽出し、上記発生し与えられる周波数
ナンバー情報を変更制御し、これにより上記抽出された
変更前の振幅値に応じたデータと変更後の振幅値に応じ
たデータとを比較し、この比較結果に基づいて、より大
きな振幅値に応じたデータに置き換え、この置換と上記
比較を繰り返し、この結果、この振幅値に応じたデータ
の最大値を検出し、この最大値が検出されたときの上記
周波数ナンバー情報を、上記入力される周期性のある楽
音信号の周波数ナンバー情報として出力するようにし
た。これにより、入力される周期性のある楽音信号の周
波数ナンバー情報を抽出できる。

［実施例の要約］ 入力アナログ楽音信号はサンプルゲート12で標本化（サ
ンプル）信号へ変換され、この標本化（サンプル）信号
は２つの整合フィルタ13、14で特定周波数成分の出力信
号が抽出され、この特定周波数成分の出力信号は２乗化
装置（方形化装置）15、16で２乗値化（方形化）され
て、加算器−積分器17で加算される。これにより出力信
号の振幅値に応じたデータが抽出される。この加算され
た信号はＡ−Ｄ変換器18によってデジタル信号に変換さ
れ、比較器19へ入力される。

この比較器19では、振幅値に応じたデータの最大値が検
出される。これは、比較器19が、上記抽出された前の振
幅値に応じたデータＢと現在の振幅値に応じたデータＡ
とを比較し、この比較結果に基づいて、データレジスタ
20のデータＢをより大きな振幅値に応じたデータに置き
換え、この置換と上記比較を繰り返し、この結果、この
振幅値に応じたデータの最大値を検出し、この最大値が
検出されたときの上記周波数ナンバーＲを出力する。

この検出では、オクターブカウンタ23、音名カウンタ2
2、センタカウンタ24それぞれで、比較器19からのＡ≧
Ｂ信号がカウントされ、比較器19からのＡ＜Ｂ信号でカ
ウント停止され、オクターブ、音名、セントごとに行わ
れる。この検出カウントされたオクターブ、音名、セン
トのデータは、周波数ナンバーメモリ27、２進右シフト
回路25、28、加算器29で、周波数ナンバーＲに変換され
る。

抽出された周波数ナンバーＲは、加算器−アキュムレー
タ26において累算され、この累算のオーバフロー（リセ
ット）ごとの周期のサンプリングタイミング（リセッ
ト）信号が、上記整合フィルタ13、14へ送られ、サンプ
リングタイミング信号の周波数に応じた特定周波数成分
の信号が抽出される。これにより、上記振幅値に応じた
データの最大値が検出されるまで、周波数ナンバーＲが
変更され、サンプリングタイミング信号の周波数も変更
される。

このサンプリングタイミング信号は平均化カウンタ56に
入力され、入力楽音信号の一定サイクル例えば６サイク
ルごとに、加算器−積分器17及びＡ−Ｄ変換器18がリセ
ットされ、実際は６サイクル分の平均化された周波数ナ
ンバーＲの抽出が行われる。

本実施例は、複合楽音の基本周波数を検出し、電子楽器
における周波数制御信号として使用できる対応周波数ナ
ンバーを発生させるための装置を指向する。

簡単に述べると、これは電子装置で音を変化させていな
い楽器からの入力アナログ信号を一連の標本化（サンプ
ル）信号へ変換することによって達成される。標本化信
号は２つの整合フィルタ13、14へ与えられる。整合フィ
ルタの一方は偶数トランスバーサルフィルタ13として構
成され、もう一方の整合フィルタは奇数トランスバーサ
ルフィルタ14として構成される。

２つの整合フィルタからの出力信号は２乗値化されて加
算される。この加算された信号はＡ−Ｄ変換器18によっ
てデジタル信号に変換され、比較器19への入力として用
いられる。アナログ信号のサンプリング速度は、最大値
が得られたことを比較器19が示すまではプログラムされ
た形式で変化する。

サンプリング速度は、非整数分周器によって決定され
る。この分周器は加算器−アキュムレータ26において選
択された周波数ナンバーＲを連続的に加算することによ
り動作する。アキュムレータのモジュロ（桁）動作によ
り発生されたオーバフロー信号は、入力アナログ信号の
標本化（サンプリング）用のタイミング信号を与える。
比較器19により検出された最大値に対応する周波数ナン
バーＲは、入力アナログ楽音信号の基本周波数に対応す
る。周波数ナンバーＲは電子楽音発生器の周波数決定素
子として用いることができる。周波数ナンバーＲに簡単
な算術演算を用いることによって、楽音発生器は、基本
周波数又は他の予め特定した周波数間隔の何れかで動作
させることができる。

［実施例］ 1.全体回路（前段） 第１図は、楽音の基本周波数を検出し対応する周波数制
御ナンバーを発生させる本発明の１実施例を示す。新規
な特徴の１つは、入力信号の基本周波数を検出するため
の配置に信号処理用の整合フィルタを用いていることで
ある。

楽音信号源11としては、マイクロホンなどの変換器によ
って可聴音が電気信号に変換される音響楽器のような電
気楽音波形源なら、ほとんどいかなるものでも使用でき
る。本発明は、楽音波形に制限されず、周期的な多種類
の入力信号に使用できる。入力信号は時間的に変化する
基本周波数を有していてもよい。

サンプル（標本）ゲート12は、加算器−アキュムレータ
26により発生されるリセット信号又はオーバフロー信号
（サンプリングタイミング信号）により決定される速度
で楽音信号源11により与えられる信号の標本（サンプ
ル）を選択するのに用いられる。選択された標本（サン
プル）は、標本化（サンプル）信号と呼ばれる。

後述する方法により発生される周波数ナンバーＲは、主
クロック51により決定される速度で加算器−アキュムレ
ータ26内のアキュムレータの内容へ連続的反復的に加え
られる。周波数ナンバーＲは“1"より小さい小数値をも
つように選ばれるのが有利である。主クロック51は、第
１図に示すシステムのすべてのデジタル論理素子に対す
る論理タイミング信号を発生させる。

アキュムレータの内容が“1"に等しいか、又はそれを上
回るまで増分される度毎に、リセット信号（サンプリン
グタイミング信号）が発生する。このような“1"より小
さい、又は“1"に等しい周波数ナンバＲの連続的反復的
加算動作は、いわば非整数分周器を構成し、その非整数
分周タイミング信号は上記アキュムレータからのリセッ
ト信号となる。

2.トランスバーサルフィルタ13、14 偶数トランスバーサルフィルタ13および奇数トランスバ
ーサルフィルタ14は、入力される楽音信号の標本化（サ
ンプル）信号のうち、上記サンプリングタイミング信号
（リセット信号又はオーバフロー信号）の周波数に応じ
た特定周波数成分の信号を抽出かつ通過させるというも
のである。

偶数トランスバーサルフィルタ13および奇数トランスバ
ーサルフィルタ14は、米国カリフォルニア州、サニーペ
ール、ペニシアアベニュ910番地所在のレチコンコーポ
レーション製作のR5602トランスバーサルフィルタのよ
うなCCD（電荷結合素子）を用いて実施できる。この素
子は、そのキャパシタンスが所望のタップ重み機能（ta
p weight function）に関連しているコンデンサを形
成するように分割電極が組みたてられているマスクプロ
グラマブルマイクロエレクトロニクス素子である。この
タップ重み機能（tap weight function）は、アナロ
グシフトレジスタからの信号成分を減衰させて、信号出
力端子で出力信号を与えるスケーラ倍率器（scaler mu
ltiplier）である。サンプルゲート12によって与えられ
た入力標本化信号がCCDに沿ってシフトされると、それ
はタップ重みと信号振幅に比例しているこれらコンデン
サに電流を誘起する。

CCDトランスバーサルフィルタ概念的略図が第２図に示
してある。CCDからの各端子出力又はフィルタタップ
は、図の上半分に点で示してある。CCDからの各出力端
子に対して分割電極Ａ−Ａ′があり、この電極は、差動
増幅器52の正および負の入力端子へ入力端子信号の所定
の割合を与える固定キャパシタンスを形成する。標本化
入力信号は、加算器−アキュムレータ26からのリセット
信号によって決定される速度でCCDに沿ってシフトされ
る。CCDのタップからの矢印は、図の上方のコンデンサ
電極間の点と関連している。

電極構造の各半分からのすべての信号出力は、一緒に加
算され、ついで両側からの合算（加算）された信号が差
動増幅器52において減算される。

タップのほとんどのどんな数もトランスバーサルフィル
タを形成するのに使用できるが、この冪に等しい端子数
を持った実際的な装置を実施するのが便利である。64箇
所の出力端子又は出力タップを有するフィルタを用いる
のが有利であることが見出されている。

偶数トランスバーサルフィルタは下記の関係によって計
算されたタップ重みXnで実施される。

奇数トランスバーサルフィルタは下記の関係によって計
算されたタップ重みYnで実施される。

ｎはCCDに沿って順次並んでいるタップ位置を示す整数
指数である。位相ナンバーＰ（ｑ）は＋１又は−１の値
を有する。これらのナンナーは、ここに参考のため述べ
られている“複音シンセサイザ”と題する米国特許第4,
085,644号（特開昭52−27621号）に記載されている方法
によって選択されるＰ（ｑ）の値を参考のために述べた
特許に記載されているように選択すると、一定のピーク
信号値限界に対するタップ重みの１組の値XnおよびYnに
対する最大RMS値（実動値）がえられる。

位相ナンバーに対する下記の１組の値は、満足な結果を
もたらすことが実験的に証明されている。

−1,−1,−1,−1,−1,−1,−1,−1,1,1,1,−1,−1,−1,
1,1 −1,−1,1,1,−1,1,1,−1,1,−1,−1,1,−1,1,−1,1 −1,−1,−1,−1,−1,−1,−1,−1,1,1,1,−1,−1,−1,
1,1 −1,−1,1,1,−1,1,1,−1,1,−1,−1,1,−1,1,−1,1 これらの値は参考のために述べた上記米国特許に表記さ
れている値である。下記に示す代りの１組の位相ナンバ
ーもまた満足な結果をもたらすことが証明されている。

1,−1,1,1,1,−1,−1,1,1,−1,1,1,1,1,1,1 1,1,−1,−1,1,−1,1,−1,−1,−1,−1,1,1,−1,1,−1,
−１ 1,−1,1,1,1,−1,−1,1,1,−1,1,1,1,1,1,1 1,1,−1,−1,1,−1,1,−1,−1,−1,−1,1,1,−1,1,−1,
−１ 特定の方法で選択された位相ナンバーＰ（ｑ）を用いる
と、タップ重みXnおよびYnは、すべての位相ナンバーを
＋１又は−１として選択することにより生ずる狭いパル
ス状波形の代りに１組の雑音状波形データに類似したも
のにさせる。

偶数トランスバーサルフィルタからの出力信号の大きさ
は、２乗化装置15においてそれ自身の大きさと乗算され
て２乗値化された大きさ（量）を形成し、２乗化装置16
により生じた奇数トランスバーサルフィルタ14の出力か
らの同様に２乗値化された信号に加算器−アキュムレー
タにおいて加算される。合計（加算）された値はアナロ
グ信号積分器により積分される。

3.全体回路（後段） ２乗化装置15および16は、マサチュセッツ州ノアウッ
ド、ルートワンインダストリアルパークにあるアナログ
デバイセス社製造のモデルAD5311プログラマブル乗算器
／分周器のような装置により実施することができる。こ
の装置は、入力信号の２乗値化した（squared）大きさ
（magnitude）を与えるのに使用できるアナログ信号乗
算器である。

加算器−積分器17からのアナログ出力信号は、Ａ−Ｄ変
換器18によって２進数の形式に変換され、第１入力とし
て比較器19へ供給される。この第１入力信号は第１図に
おいて“A"として示されている。比較器への第２入力
は、データレジスタ20の内容の現在の状態“B"である。

データレジスタ20の状態は、周波数決定サイクルの開始
時に初期設定されることができる。Ａ−Ｄ変換器18から
の現在の出力“A"がデータレジスタ20における数“B"よ
り大きいか、又は“B"に等しければ、変換器出力データ
“A"はデータレジスタ20の前の内容“B"を置き換えるの
に使用される。この方法によりデータレジスタ20の値
（数）は、周波数決定サイクルの間に変換されるすべて
の値（数）のうちで最大となる。

Ａ−Ｄ変換器18からの現在の出力値“A"がデータレジス
タ20内の値“B"よりも小さい場合には、変更信号が発生
し、選択変更（select change）回路21へ与えられる。
選択変更回路21の詳細は第３図に示してあり、後に説明
する。選択変更回路21の機能は、加算器−アキュムレー
タ26の内容へ上述したようにくり返し加えられる周波数
ナンバーＲの値を選択し、サンプルゲート12の信号サン
プル化動作を制御する上記リセット信号（サンプリング
タイミング信号）をつくり出すことである。

選択変更回路21からの制御信号に応答して、音名カウン
タ（note counter）22は周波数ナンバーメモリ27に記
憶された12の周波数ナンバーのうちの１つをアドレスア
ウトするのに用いられる。周波数ナンバーメモリに記憶
された12種類の周波数ナンバーＲは等分平均律のオクタ
ーブの12音名に対応し、下記の関係により計算される。

R_13-i＝２^{（ｉ−１）/12};i＝1,2,…,12 …式３ オクターブカウンタ23は、選択変更回路21により与えら
れる制御信号に応答して２進右シフト回路28を制御する
のに用いられる。オクターブカウンタ23の状態は、２進
右シフト回路28で、周波数ナンバーメモリ27からアドレ
スアウトされた周波数ナンバーＲについて右シフトを生
じさせるので、周波数ナンバーＲは、２の冪で割算され
て選択された楽音オクターブに対応するものとなる。

楽音信号源11は、正確な楽音周波数に限定されていない
ので、入力源からの基本音の離調（ずれdetuning）に整
合させるため真の楽音周波数をセット（オフセット）す
る装置が組み入れられている。この離調は、真の楽音周
波数をセット（オフセット）させるために用いられるセ
ントカウンタ24により達成される。

音階の各音符間は100セントあるので、セントカウンタ
がモジュロ（桁）100をカウントするように実施されて
いれば、最大周波数分解（resolution）がえられる。実
際には、セントカウンタへの各増分が、４カウント状態
づつ増分するようになっていれば、十分な精度がえられ
ることが見出されている。２進右シフト回路25は、オク
ターブカウンタ23に応答して、セントカウンタ24により
与えられたセントデータを２の冪で割算する。

２進右シフト回路25および２進右シフト回路28からの出
力値は、加算器29において合計され、加算器−アキュム
レータ26への入力として与えられる周波数ナンバーＲを
形成する。上述したように周波数ナンバーＲは、主クロ
ック51により与えられる各論理クロック時間ごとに加算
器−アキュムレータ26においてそれ自身に繰返し加算さ
れる。その結果生じるアキュムレータのオーバフローパ
ルス又はリセットパルス（サンプリングタイミングパル
ス）は、周波数検出サイクルの現在の周波数状態に対応
する平均速度で発生する。

4.選択変更回路21 第３図は選択変更回路（select change）21の一実施例
を示す。周波数検出サイクルの間に楽音信号源11からの
未知の基本周波数を捜索するために実施できるいろいろ
な相異なる周波数探索モード（search mode）がある。

第３図に図示したシステム実施例は先づ各オクターブを
走査する。順に選択されたオクターブのいづれかに最大
値が見出されたら、ついでそのオクターブ最大値を与え
るオクターブ内における音名（musical note）に対す
る最大値の探索が行われる。最後に、比較器19から最大
値を発生させる音名が見出されたら、前に最大値を与え
た音名からのセント偏差に対して比較器19から最大値を
発生させるセント（オフセット）を見出すように探索が
行われる。

オクターブ、音名（note）およびセントの最大値を見出
すための他の代りの周波数走査モードを容易に実施でき
る。例えば、周波数走査は最低のオクターブから始める
ことができ、最大値は音階の12の音名（notes）から選
択される。この最大値が見出されると、次の最高オクタ
ーブへのシフトが行われ、その後に音名（musical not
e）の走査が続く。このプロセスは、Ａ−Ｄ変換器18の
出力で最も大きな最大値を与えるオクターブおよび楽音
が見出されるまで続けられる。最後に、その最大値が走
査され、真の楽音周波数から最も近いセント（オフセッ
ト）が見出される。

第３図に示す選択変更回路21は、論理ブロック、即ちフ
リップフロップ36、ゲート37、フリップフロップ38、ゲ
ート39、フリップフロップ40、ゲート41および新アタッ
ク発生器35からなる。

新たな楽音（note）の発音開始は、開始信号（start s
ignal）をつくり出す新アタック発生器35により検出さ
れる。この開始信号は周波数決定サイクルを開始させる
のに用いられる。

この開始信号は、エッジ検出器55によってパルス信号に
変換され、初期設定信号をつくり出す。この初期設定信
号は、オクターブカウンタ23、音名カウンタ22およびセ
ントカウンタ24の状態をリセットするのに用いられるの
で、これらすべてのカウンタは周波数決定サイクルの開
始時にリセットされる。

新たな楽音（musical note）の発音開始が検出される
と、周波数決定サイクルは開始信号に応答してフリップ
フロップ36のセッティングによって開始される。フリッ
プフロップ36がセットされると、出力状態Ｑ＝“1"は
“Ａ≧B"の場合に比較器19がつくり出す信号をゲート37
を介して転送させ、オクターブカウンタ23の状態を増分
する。“A"はＡ−Ｄ変換器18からの現在の出力の値を表
し、“B"はデータレジスタ20に記憶された現在のデータ
値を表す。

条件“Ａ＜B"が比較器19により見出されると、フリップ
フロップ36がリセットされて出力状態Ｑ＝“0"となる。
出力状態Ｑ＝“0"はゲート37が信号を伝送してオクター
ブカウンタ23を増分させるのを防止する。フリップフロ
ップ36の状態がＱ＝“0"に変わると、フリップフロップ
38がセットされるので、その出力状態はＱ＝“1"とな
る。

フリップフロップ38がセットされると、出力状態Ｑ＝
“1"はゲート39をして“Ａ≧B"の場合に比較器19によっ
て与えられる信号を転送させて、音名カウンタ22を増分
させる。比較器19が信号値“Ａ＜B"を検出すると、フリ
ップフロップ38はリセットされる。フリップフロップ38
をリセットする動作は、音名カウンタ22がそれ以上更に
増分するのを防止し、フリップフロップ40をセットす
る。

フリップフロップ40がセットされると、“Ａ≧B"の場合
に比較器により与えられる信号はゲート41を通って転送
され、セントカウンタ24を増分する。比較器19が“Ａ＜
B"の比較を検出し、それによってフリップフロップ40を
リセットし、セントカウタ24の増分を終了させると、周
波数測定サイクルは終了する。

平均化時間（averaging time）のサイクルの数は、平
均化カウンタ（averaging counter）56により決定され
る。平均化カウンタ56は、上述した方法により選択変更
回路21が発生させた開始信号によってその初期状態にリ
セットされる。例えば６サイクルに対して整合フィルタ
データが平均化される場合には、平均化カウンタは、モ
ジュロ（桁）６×Ｎをカウントするように実施される。
Ｎ＝64はトランスバーサルフィルタ13および14を実施す
るのに用いられるCCDに使用されるタップ位置の数であ
る。

この平均化カウンタ56は、加算器−アキュムレータ26に
より与えられるリセット信号により増分される。平均化
カウンタ56がそのモジュロ（桁）カウンティング動作の
故にその初期カウント状態に復帰すると、リセット信号
が発生して、加算器−積分器17とＡ−Ｄ変換器18の両方
へ与えられる。このリセット信号に応答してＡ−Ｄ変換
器18は、加算器−積分器17の積分器の出力において現在
のアナログ信号を変換する。このアナログ信号が２進デ
ジタル数に変換された後に、リセット信号は積分器の信
号状態を初期設定する。

積分サイクルの数が増えるにつれて、比較器19によって
検出される最大値の鋭さで表される周波数決定の正確さ
および感度も高くなる。残念ながら、この感度は、シス
テム応答を遅くする積分サイクルの数により増加される
ので、ピッチが変化する入力楽音信号の周波数追跡は困
難となる。積分６サイクルが、応答速度と周波数決定の
精度との間の良好な妥協点であることが見出されてい
る。

第３図に示す新アタック発生器35は、いろいろな楽音信
号源11に対していくつかの方法で実施することができ
る。楽音信号源11が鍵盤楽器であれば、新アタック発生
器35は簡単に鍵盤スイッチ接触とすることができる。楽
音信号源11が現実に音響的な（acoustic）ものであれ
ば、新アタック発生器35は、マイクロホントランスジュ
ーサの後段の増幅器配置として実施できる。振幅信号レ
ベルが何らかの所定のしきい値を超えていれば、上述し
たように周波数決定サイクルを開始させるのに用いられ
る開始信号を発生させることができる。

5.別の実施例 第４図は本発明の別の実施例を示す。第４図において
は、加算および信号積分の機能は、アナログ信号処理か
ら除かれており、システムのデジタル信号処理部分にお
いて実施されている。２乗化装置15および16からのアナ
ログ信号は、Ａ−Ｄ変換器18及びＡ−Ｄ変換器57により
２進デジタル信号に変換される。２つのデジタル出力は
加算器−アキュムレータ58で合計され、主クロック51に
よって決定される連続回数累算される。Ａ−Ｄ変換器1
8、57も同一主クロック速度で動作する。平均化カウン
タ56より発生されるリセット信号は、加算器−アキュム
レータ58のアキュムレータの内容を比較器19へ転送する
のに用いられる。このデータ転送が行われた後に、アキ
ュムレータはリセット信号に応答して初期設定される。

その高調波構造が未知である楽音波形を適応させるため
に、整合フィルタとして使用されるトランスバーサルフ
ィルタ13及び14の特定の形式が、式１及び式２により示
されるように選択された。入力楽音波形が既知であるか
又は既知の高調波構造を有していれば、整合フィルタ重
み機能の他の実施例を用いることができる。

整合フィルタが、最大信号対雑音電力比を有する出力信
号を雑音入力信号に対して与えることは信号理論技術上
周知である。更に、整合フィルタのインパルス応答は信
号の反転像（reverse image）であることも周知であ
る。これら周知の性質についての討論は、米国ニュージ
ャージー州、イングルウッド・クリフ所在のブレンティ
ホール社から1969年に出版されたラルフドイツチエ著
“システム解析技術（System Analysis Technique
s）”の163頁に見出すことができる。

6.楽音発生器50 第５図は、第１図に示す楽音発生器50の詳細を図示する
ものである。波形発生器60は、参考のために述べた米国
特許第4,085,644号（特開昭52−27621号）に説明したよ
うに実施することができる。波形発生器60は、１つの楽
音の基本波の完全な一周期に対して等間隔に置かれたサ
ンプル点に対応する１組のデジタル値を発生させる。発
生されたこの１組のデジタル値は転送され、音調シフト
レジスタ61に記憶される。音調シフトレジスタ61に記憶
されたデータは、電圧制御発振器65によって決定される
速度で順次読出される。電圧制御発振器65の周波数は、
Ｄ−Ａ変換器66によってアナログ値に変換された周波数
ナンバーＲの大きさによって決定される。

発振器の周波数を制御するために周波数ナンバーＲを用
いる方法は、ここに参考のために述べてある“周波数ナ
ンバー制御クロック”と題する米国特許第4,067,254号
に説明されている。

電圧制御発振器65によって決定された速度で音調シフト
レジスタ61から読出されたデジタルデータ語は、Ｄ−Ａ
変換器62によってアナログ値に変換され、音響システム
64へ与えられる。

ADSR発生器63は発生した楽音にエンベロープ変調を与え
るのに用いられる。ADSR発生器は、楽音のアタック、デ
イケイ、サスティン、およびリリース区分に対応する変
調を与える。

ほとんどすべてのADSR発生器システムは、ADSR発生器63
を実施するのに用いることができる。適当なシステム
は、ここに参考のため述べてある“ADSRエンベロープ発
生器”と題する米国特許第4,079,650号（特開昭52−933
15号）に説明されている。

7.抽出された周波数ナンバーＲの変更 第６図は、周波数ナンバーＲが楽音発生器50によって用
いられる前にそれを変更するための回路を示す。大部分
の音楽上の応用例の場合に楽音発生器が動作しているの
で、その楽音発生器50は入力楽音源11の基本周波数と同
じ基本周波数で楽音を発生させる。しかし、オクター
ブ、３度、短３度又は５度のような他の音程で伴奏音高
群を発生させることが望ましいことがしばしばある。

音程表70は、音程値又はオフセット周波数を記憶するア
ドレス可能メモリである。これらは下記の値から構成す
ることができる。

音 程 音程値 ユニゾン（同音） 1.000000 短３度 1.189207 ３ 度 1.259221 ５ 度 1.498307 音程値は、オフセット選択信号に応答して音程表から読
出される。オフセット選択信号は多位置選択スイッチに
よって発生させることができる。

選択された音程値は乗算器71により周波数ナンバーＲと
乗算される。その積の値は、２進シフト回路72により予
め選択されたオクターブ数だけシフトアップまたはシフ
トダウンすることができる。オクターブ数の増加は２進
左シフト回路によりえられ、一方オクターブ数の減少は
２進右シフト回路によりえられる。１ビットのシフトは
オクターブを変化させる。シフトの方向はアップ／ダウ
ン信号により制御され、一方シフトされるビット数はオ
クターブシフト信号により制御される。その結果えられ
るオフセット周波数ナンバーは、楽音発生器50への入力
周波数ナンバーとして用いられる。

いろいろな種類の楽音発生手段を、スライド型フォルマ
ントを含む楽音発生器50に用いいることが可能であり、
発生させた楽音を予め特定したリズム形式に整調するた
めリズム発生器を用いるために使用することが可能であ
ることは自明である。

8.本発明の実施の態様 以下本発明の実施の態様を列記する。

（１）周期的信号に対応する振幅値を有する一連のサン
プル信号に応答して整合信号を発生させる整合フィルタ
手段は、 偶数トランスバーサルフィルタと奇数トランスバーサル
フィルタとからなるトランスバーサルフィルタ手段と、 上記一連のサンプル信号に応答して上記偶数トランズバ
ーサルフィルタの出力の２乗値化された大きさを与える
ための第１信号２乗化手段（方形化手段）と、 上記一連のサンプル信号に応答して上記奇数トランスバ
ーサルフィルタの出力の２乗値化された大きさを与える
ための第２信号２乗化手段（方形化手段）と、 上記第１信号２乗化手段により与えられた所定の数の連
続出力信号を上記第２信号２乗化手段へ加え、それによ
って上記整合信号を発生させるための加算器−積分器手
段とからなる。

周期的信号の基本周波数を決定するための装置。

（２）上記トランスバーサルフィルタ手段は、更に、 上記一連の標本化信号に応答し、そこにおいて上記偶数
トランスバーサルフィルタのタップ重みXnが関係 によって計算され、但しｎ＝1,2,…,Nはトランスバーサ
ルフィルタタップのインデックスナンバーを示す整数で
あり、Ｎは上記トランスバーサルフィルタタップの総数
であり、Ｐ（ｑ）は＋１又は−１の予め選択された値を
有する定数である偶数トランスバーサルフィルタと、 上記一連のサンプル信号に応答し、そこにおいて上記奇
数トランスバーサルフィルタのタップ重みYnが関係 によって計算される奇数トランスバーサルフィルタとか
らなる 上記第１項による装置。

（３）一連の２進デジタル数（変換器手段で上記整合フ
ィルタ手段における上記整合信号が変換されたもの）に
応答して、複数の周波数ナンバーのうちの一部が周波数
ナンバーメモリ（複数の周波数ナンバーが記憶される）
からアドレスされ、そこで周波数変更信号が発生される
選択手段は、更に 上記一連の２進デジタル数のうちの選択された２進デジ
タル数を後で読出すようにするために記憶しておくメモ
リ手段と、 上記一連の２進デジタル数と上記メモリ手段に記憶され
た上記選択された２進デジタル数とに応答し、そこにお
いてもし上記選択された部分が上記一連の２進デジタル
数の一成分の値より大きい値を有している場合、変更信
号が発生される比較器手段と、 上記変更信号に応答し、上記一連のデジタル数の上記成
分が上記メモリ手段に記憶されるメモリ書込み手段とか
らなる 周期的信号の基本周波数を決定するための装置。

（４）上記選択手段は、更に 上記一連の２進数に応答してカウント信号を発生させる
カウント信号発生回路と、 開始信号を発生させるための開始信号発生器手段と、 上記カウント信号によって増分され、上記オクターブカ
ウンタ手段が上記開始信号に応答して最小カウント状態
に初期設定されるオクターブカウンタ手段と、 上記カウント信号によって増分され、上記音名カウンタ
手段が上記開始信号に応答して最小カウント状態に初期
設定される音名カウンタ手段と、 上記カウント信号によって増分され、上記セントカウン
タ手段が上記開始信号に応答して最小カウント状態に初
期設定されるセントカウンタ手段と、 オクターブ信号が上記開始信号に応答して発生し、上記
変更信号が発生しなければ上記オクターブ信号発生が終
了するオクターブゲート制御手段と、 音名信号が上記オクターブ信号に応答して発生され、上
記変更信号が発生しなければ上記音名信号発生が終了す
る音名ゲート制御手段と、 セント信号が上記音名信号に応答して発生され、上記変
更信号が発生しなければ上記セント信号発生が終了する
セントゲート制御手段と、 上記カウント信号発生回路と上記オクターブカウンタ手
段との間に配置され、それによって上記カウント信号が
上記オクターブ信号に応答して上記オクターブカウンタ
手段へ転送されるオクターブカウントゲートと、 上記カウント信号発生回路と上記音名カウンタ手段との
間に配置され、それによって上記カウント信号が上記音
名信号に応答して上記音名カウンタ手段へ転送される音
名カウントゲートと、 上記カウント信号発生回路と上記セントカウンタ手段と
の間に置かれ、それによって上記カウント信号が上記セ
ント信号に応答して上記セントカウンタ手段へ転送され
るセントカウントゲートとからなる 上記第３項による装置。

（５）上記周波数信号に応答し、上記複数の周波数ナン
バーのうち一部が数値的に変更され、上記周期的信号の
基本周波数に対応する出力周波数ナンバーをつくり出す
周波数変更手段は、 上記音名カウンタのカウント状態に応答して周波数ナン
バーが上記周波数ナンバーメモリからアドレスされる周
波数アドレス指定回路と、 上記オクターブカウンタ手段の内容に応答し、そこにお
いて上記周波数ナンバーメモリからアドレスされた上記
周波数ナンバーの値が上記オクターブカウンタ手段のカ
ウント状態に応答してスケーリングされるオクターブス
ケーリング手段と、 上記オクターブカウンタ手段の内容に応答し、そこにお
いて上記セントカウンタ手段の内容の値が上記オクター
ブカウンタ手段のカウント状態に応答してスケーリング
されるセントスケーリング手段と、 上記オクターブスケーリング手段の出力と上記セントス
ケーリング手段の出力との合計を発生させ、それによっ
て上記出力周波数ナンバーをつくり出すための加算器と
からなる 上記第４項による装置。

（６）上記出力周波数ナンバーに応答して上記サンプル
信号を発生させる周波数発生手段は、 タイミング信号を発生させるための主クロックと、 上記タイミング信号の度毎に動作し、上記出力周波数ナ
ンバーが加算器−アキュムレータに以前に含まれていた
合計値に加算され、加算器−アキュムレータ手段がアキ
ュムレータがその最大状態を超えて増分されると上記サ
ンプル信号を発生させる加算器−アキュムレータ手段と
からなる 周期的信号の基本周波数を決定するための装置。

（７）上記周波数発生手段は、 上記サンプル信号によって増分され、上記平均化カウン
タ手段のカウント状態が所定のカウント状態へ増分され
ると平均化リセット信号が発生される平均化カウンタ手
段と、 上記平均化リセット信号に応答し、それによって上記加
算器−積分器手段の内容が初期設定される 周期的信号の基本周波数を決定するための装置。

（８）サンプル信号に応答し、上記周波数変更入力信号
に応答する振幅値を有する一連のサンプル信号を発生さ
せるサンプリング手段と、 上記一連のサンプル信号に応答して整合信号を発生させ
る整合フィルタ手段と、 上記整合信号を一連の２進デジタル数に変換するための
変換器手段と、 複数の周波数ナンバーを記憶する周波数ナンバーメモリ
と、 上記一連の２進デジタル数に応答して上記複数の周波数
ナンバーのうちの一部が上記周波数ナンバーメモリから
アドレスされ、そこで周波数変更信号が発生される選択
手段と、 上記周波数変更信号に応答し、上記複数の周波数ナンバ
ーのうちの上記アドレスされた部分が数値的に変更さ
れ、上記周波数変更入力信号の基本周波数に対応する出
力周波数ナンバーをつくり出す周波数変更手段と、 上記出力周波数ナンバーに応答して上記サンプル信号を
発生させるための周波数発生手段と、 上記出力周波数ナンバーに応答し、それにより上記周波
数変更入力信号に対応する周波数を有する上記楽音が発
生される利用手段とからなる、 周波数変更入力信号に応答して楽音基本周波数が発生さ
れる電子楽器。

（９）上記利用手段は、 楽音の一周期に対して等間隔に置かれた点に対応する一
連のデータ値を発生させるための楽音波形発生器と、 上記データ値を後から読出すために記憶するためのメモ
リ手段と、 上記出力周波数ナンバーに応答して一連のタイミング信
号を発生させるための可変周波数タイミング発生器と、 上記一連のタイミング信号に応答し、それにより上記デ
ータ値が上記メモリ手段からアドレスアウトされるアド
レス指定手段と、 上記アドレスアウトされたデータ値の大きさがスケール
されるエンベロープ変調手段と、 上記スケールされた大きさのデータ値を可聴音に変換す
る変換手段とからなる 上記第８項による電子楽器。

（10）上記可変周波数タイミング発生器は、 複数の周波数オフセット定数を記憶するための音程メモ
リと、 上記音程メモリから上記複数の周波数オフセット定数の
うちの選択された定数をアドレスアウトするためのオフ
セット回路と、 上記複数の周波数オフセット定数のうちの上記選択され
た定数と上記出力周波数ナンバーとの積を与えるための
オフセット乗算器と、 上記オフセット乗算器によって与えられた上記積をスケ
ールし、それによってオフセット周波数ナンバーを発生
させるためのオクターブオフセット手段とからなる 上記第９項による電子楽器。

［発明の効果］ 以上詳述したように、本発明は、入力される周期性のあ
る楽器信号から、発生された周波数ナンバー情報に応じ
た特定周波数成分を通過させ、この通過された特定周波
数成分の信号の振幅値に応じたデータを抽出し、上記発
生し与えられる周波数ナンバー情報を変更制御し、これ
により上記抽出された変更前の振幅値に応じたデータと
変更後の振幅値に応じたデータとを比較し、この比較結
果に基づいて、より大きな振幅値に応じたデータに置き
換え、この置換と上記比較を繰り返し、この結果、この
振幅値に応じたデータの最大値を検出し、この最大値が
検出されたときの上記周波数ナンバー情報を、上記入力
される周期性のある楽音信号の周波数ナンバー情報とし
て出力するようにした。これにより、入力される周期性
のある楽音信号の周波数ナンバー情報を抽出するできる
等の効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例の概略図である。 第２図は、分割電極CCDトランスバーサルフィルタの概
略図である。 第３図は、選択変更システムの概略図である。 第４図は、本発明の別の実施例の概略図である。 第５図は、楽音発生器の概略図である。 第６図は、周波数ナンバー変更回路の概略図である。 11……楽音信号源、12……サンプルゲート、13……偶数
トランスバーサルフィルタ、14……奇数トランスバーサ
ルフィルタ、15、16……２乗化装置、17……加算器−積
分器、18……Ａ−Ｄ変換器、19……比較器、20……デー
タレジスタ、21……選択変更回路、22……音名カウンタ
（12桁（モジュロ））、23……オクターブカウンタ（６
桁（モジュロ））、24……セントカウンタ、25、28……
２進右シフト回路、26……加算器−アキュムレータ、27
……周波数ナンバーメモリ、29……加算器、50……楽音
発生器、56……平均化カウンタ。

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】周波数ナンバー情報を発生する周波数ナン
   バー情報発生手段と、 入力される周期性のある楽音信号から、上記周波数ナン
   バー情報発生手段によって発生された周波数ナンバー情
   報に応じた特定周波数成分を通過させるフィルタ手段
   と、 このフィルタ手段によって通過された特定周波数成分の
   信号の振幅値に応じたデータを抽出する抽出手段と、 上記周波数ナンバー情報発生手段から発生し、上記フィ
   ルタ手段に与えられる周波数ナンバー情報を変更制御
   し、これにより上記抽出手段によって抽出された変更前
   の振幅値に応じたデータと変更後の振幅値に応じたデー
   タとを比較し、この比較結果に基づいて、より大きな振
   幅値に応じたデータに置き換え、この置換と上記比較を
   繰り返し、この結果、この振幅値に応じたデータの最大
   値を検出する周波数ナンバー情報制御手段と、 この周波数ナンバー情報制御手段によって最大値が検出
   されたときの上記周波数ナンバー情報発生手段の周波数
   ナンバー情報を、上記入力される周期性のある楽音信号
   の基本周波数の周波数ナンバー情報として出力する出力
   手段とを備えたことを特徴とする楽音信号のデジタル周
   波数情報抽出装置。
2. 【請求項２】上記フィルタ手段は、上記入力される周期
   性のある楽音信号をサンプリングするサンプリング手段
   を有し、このサンプリング手段によってサンプリングさ
   れた楽音信号から、上記周波数ナンバー情報発生手段に
   よって発生された周波数ナンバー情報に応じた特定周波
   数成分を通過させる手段であることを特徴とする特許請
   求の範囲第１項記載の楽音信号のデジタル周波数情報抽
   出装置。
3. 【請求項３】上記抽出手段は、正弦波成分と余弦波成分
   とを合成した特定周波数成分の振幅値に応じたデータを
   抽出する手段であることを特徴とする特許請求の範囲第
   １項記載の楽音信号のデジタル周波数情報抽出装置。
4. 【請求項４】上記周波数ナンバー情報制御手段は、上記
   抽出手段によって抽出された特定周波数成分の振幅値に
   応じたデータが、それまでのデータより大きければ、上
   記周波数ナンバー情報発生手段から発生し、上記フィル
   タ手段に与えられる周波数ナンバー情報の値を大きくす
   る手段であることを特徴とする特許請求の範囲第１項記
   載の楽音信号のデジタル周波数情報抽出装置。
5. 【請求項５】上記周波数ナンバー情報制御手段は、上記
   抽出手段によって抽出された特定周波数成分の振幅値に
   応じたデータが、それまでのデータより小さければ、上
   記周波数ナンバー情報発生手段から発生し、上記フィル
   タ手段に与えられる周波数ナンバー情報の値を保持する
   手段であることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
   の楽音信号のデジタル周波数情報抽出装置。
6. 【請求項６】上記周波数ナンバー情報発生手段によって
   発生される周波数ナンバー情報は、オクターブ情報、音
   名情報、セント情報からなることを特徴とする特許請求
   の範囲第１項記載の楽音信号のデジタル周波数情報抽出
   装置。
7. 【請求項７】上記サンプリング手段のサンプリング周期
   は、上記周波数情報ナンバー発生手段によって発生され
   た周波数ナンバー情報に応じた周期であることを特徴と
   する特許請求の範囲第２項記載の楽音信号のデジタル周
   波数情報抽出装置。