JPH0697877B2 - 直流ステツプモ−タ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 この発明は、直流サーボモータをステップ状に駆動する
ことで実現される直流ステップモータに係わり、特に、
分解能を定める最小の単位回転角度ごとに唯一の平衡静
止点を設けるようにした改良に関するものである。

〈従来技術〉 従前、種々の直流ステップモータが知られているが、そ
の一例の構成を第４図に基づいて説明する。即ち、その
設定パルス列入力端子1aに設定パルス列P1が供給される
可逆カウンタ１には、ディジタル・アナログ変換器２を
介してパルス幅変調増幅器３の入力端子3aが接続され、
その正転指令パルス列端子3b、逆転指令パルス列端子3c
は、それぞれ、正負両極性の電源４、５間に直列接続さ
れたドライバ６、７の制御端子に延び、両ドライバ６、
７間の節点８と接地間には、直流サーボモータ９が接続
されている。直流サーボモータ９に連動するパルスエン
コーダ10の基準正弦波信号端子10a、参照正弦波信号端
子10bは、それぞれ、制御回路11に延び、該制御回路の
加減算指令信号端子11aは可逆カウンタ１の制御端子1b
に接続され、さらに、該制御回路11の帰還パルス列端子
11bは、該カウンタ１の帰還パルス列入力端子1cに接続
されている。

このような従来装置の構成において、設定パルス入力端
子1aに設定パルス列P1が供給されると、可逆カウンタ１
は、制御端子1bに供給される、後述の減算指令信号S1又
は加算指令信号S2に応答して、設定パルス列P1の累積値
から、同様に後述の帰還パルス列P2の累積値を減算し、
又は、設定パルス列P1の累積値に該帰還パルス列P2を加
算するように、両パルス列P1,P2の各パルスごとに作動
し、両パルス列P1,P2の各パルスの供給ごとの両パルスP
1,P2の累積値の差値又は和値を表わすディジタル誤差信
号S3をディジタル・アナログ変換器２に送る。ディジタ
ル・アナログ変換器２はディジタル誤差信号S3をアナロ
グ電圧に変換して、これをアナログ誤差信号S4としてパ
ルス幅変調増幅器３の入力端子3aに供給すると、これに
応答して該増幅器は、アナログ誤差信号S4の絶対値に略
比例するデューティ比のパルス列を、該誤差信号S4が正
極性の値を表わすときは、正転指令パルス列端子3bから
正極性の正転指令パルス列P3として、一方、該誤差信号
S4が負極性の値を表わすときは、逆転指令パルス列端子
3cから負極性の逆転指令パルス列P4として、それぞれ択
一的に出力する。

そして、正転指令パルス列P3がその制御端子に供給され
ると、ドライバ６が該パルス列P3のデューティ比で断続
して正極性の電源を直流サーボモータ９に通じて、これ
を正転させ、一方、逆転指令パルス列P4がその制御端子
に供給されると、ドライバ７が同様に作動して、負極性
の電源５を該モータ９に通じて、これを逆転させる。

このようにして正転逆転する直流サーボモータ９に連動
して、パルスエンコーダ10も同方向に回転し、基準正弦
波信号端子10aと参照正弦波信号端子10bとから、単位回
転角度ごとを周期とする基準正弦波信号S5とそれに対し
て90°位相差の参照正弦波信号S6とを出力し、これらの
信号S5、S6を制御回路11に供給する。

これを受けて、制御回路11は、両信号S6、S5を比較する
ことによって、パルスエンコーダ10の正逆転を判別し、
正転を判別したときは、減算指令信号S1を、逆転を判別
したときは、加算指令信号S2を、それぞれ、加減算指令
信号端子11aから可逆カウンタ１の制御端子1bに供給
し、それと同時に基準正弦波信号S5、又は参照正弦波信
号S6の１周期ごとのパルスから成る帰還パルス列P2を生
成し、これを、可逆カウンタ１の帰還パルス列入力端子
1cに供給する。

かくして、可逆カウンタ１の設定パルス入力端子1aに供
給される所定パルス数の設定パルス列P1の各パルスに応
答して、直流サーボモータ９は、単位回転角度づつ上記
所定パルス数の分だけ正転し、その間、可逆カウンタ１
は、減算指令信号S1に応答して、モータ９の単位回転角
度づつの現実の回転ごとに供給される帰還パルス列P2の
１つごとに、その記憶内容、すなわち、設定パルス列P1
の累積値から１を減じ、該カウンタの記憶内容が零にな
ると、モータ９が停止するが、一方、何らかの原因でモ
ータ９が、所定パルス数の設定パルス列P1にて設定され
る回転角度位置を越えて正転した場合には、可逆カウン
タ１の記憶内容が負極性となり、負極性のディジタル誤
差信号S3が出力されるので、モータ９が逆転し、その
間、可逆カウンタ１は、加算指令信号S2に応答して、帰
還パルスの１つごとに、その記憶内容に加算しながら、
それが零になるまで該モータの逆転を続行させ、結局、
該モータ９は所定パルス数の設定パルス列で設定される
回転角度位置に追い込まれて停止する。

ところで、上記実施例におけるパルス幅変調増幅器３の
内部構成を示すブロック図が第５図であり、該増幅器３
は、その入力端子が入力端子3aに共通接続された第１、
第２の積分器3A、3Bと、各積分器3A、3Bに後続し、その
参照電圧端子に正極性の参照電源3Cと負極性の参照電源
3Dとがそれぞれ接続された第１、第２の比較器3E、3Fと
から成り、該積分器の各リセット端子は第１、第２のク
ロックパルス端子3d、3f経由で図外のクロック発振器に
接続され、該比較器の各出力端子は、正転指令パルス列
端子3b、逆転指令パルス列端子3c経由でドライバ６、７
の各制御端子に接続されている。

そして、入力端子3aに到来するアナログ誤差信号S3が正
極性のもの（第６図（Ａ）ａ）であるときは、これに応
答して、第１の積分器3Aが積分動作を実行して、該誤差
信号S3の電圧値に比例する勾配でその積分出力電圧を上
昇させ（第６図（Ｂ）ｂ）、第１のクロックパルスであ
る第１のリセットパルス（第６図（Ｃ））をそのリセッ
ト端子に受けるたびに、該出力電圧をリセットする（第
６図（Ｂ）ｃ）。

このようにして得られる第１の積分器3Aでの積分出力電
圧（第６図（Ｂ））をその入力端子に受けて、後続の第
１の比較器3Eは、該出力電圧とその参照電圧端子に受け
ている正極性の参照電圧（第６図（Ｂ）VR）との大小関
係を比較判別し、これにより、該出力電圧が該参照電圧
を越えている期間だけ正極性に転ずるようにしてパルス
幅変調されたパルス列（第６図（Ｄ）W1）を生成し、こ
れを、正転指令パルス列端子3b経由で正転指令パルス列
P3として出力する。

次いで、アナログ誤差信号S4の電圧値が半減すると（第
６図（Ａ）ｄ、ｂ）、第１の積分器3Eでの積分出力電圧
の上昇勾配も半減し（第６図（Ｂ）ｅ）、正転指令パル
ス列P3のパルス幅も略半減する（第６図（Ｄ）W2）。

さらに、アナログ誤差信号S4の電圧値が零になると（第
６図（Ａ）ｆ）、該積分出力電圧の上昇勾配が零となる
（第６図（Ｂ）ｇ）が、そのようにすると、平衡静止時
に指令パルス列が消滅し、直流サーボモータ９への通電
が全く行われなくなることに由来する種々の不都合を生
ずるので、これを避けるべく、積分器に、内部的にバイ
アス入力を付与して、誤差信号S4零時でも、第１のクロ
ックパルスである第１のリセットパルス（第６図
（Ｃ））の略１周期弱で参照電圧（第６図（Ｂ）VR）に
達する勾配で積分出力電圧を上昇させて（第６図（Ｂ）
ｈ）、誤差信号S4零時に微小パルス幅のシザー信号（第
６図（Ｄ）ｉ）を生成することが通常的に行われてい
る。

一方、この間、第２の積分器3Bも積分動作を行うが（第
６図（Ｅ）ｊ）、後続する第２の比較器3Fでは参照電圧
が負極性となっているので、該比較器からの逆転指令パ
ルス列P4は現われない（第６図（Ｇ）ｋ）。

そして、該誤差信号S4が零となると（第６図（Ａ）
ｆ）、第２の積分器3Fでの負極性の積分出力電圧が負極
性の参照電圧に到達し（第６図（Ｅ）ｅ）、該比較器3F
からは、第２のクロックパルスである第２のリセットパ
ルス時点ごとに、負極性のシザー信号が生成出力される
（第６図（Ｇ）ｍ）。

さらに、アナログ誤差信号S4が負極性に転ずると（第６
図（Ａ）ｎ）、該積分器3Bでの積分出力電圧が該信号S4
の電圧値に略比例する勾配で降下し、該比較器3Fでの負
極性の参照電圧に到達し、これを越えるので、その分に
応じたパルス幅の負極性の逆転指令パルス列P4（第６図
（Ｇ）W2）が生成出力される。

〈この発明が解決しようとする問題点〉 かかる従来装置では、設定パルス列P1の１つ１つのパル
スに応答して、直流サーボモータ９が単位回転角度づつ
正転又は逆転し、該設定パルス列の所定パルス数に対応
する回転角度位置に一応は追い込まれるものの、その追
い込まれる回転角度位置は、あくまで単位回転角度にわ
たる不定領域を伴ったいわば回転角度帯として設定され
るものであった。

つまり、従来装置での直流サーボモータ９は、所定パル
ス数の設定パルス列P1に対応する回転角度帯までは確実
に追い込まれるが、その回転角度帯内での位置が不定で
あるので、ステップモータとして、実質的に単位回転角
度の分析能を発揮し得ず、位置決めの精度が劣るという
問題点があった。

〈問題点を解決するための手段〉 この発明は、従来装置での、単位回転角度が不定領域を
伴った回転角度帯であることに由来するステップ動作時
の位置決め精度の劣悪さの問題点に鑑み、パルスエンコ
ーダから基準正弦波信号を正側に半波整流して成る正極
性の基準半波信号と、基準正弦波信号に対して90°位相
差の参照正弦波信号を負側に半波整流して成る負極性の
参照半波信号とのそれぞれをパルス幅変調増幅器の第
１、第２の入力端子に供給することにより、上記問題点
を解決するものである。

〈作用〉 そのために、この発明の構成は、第１図に示されるよう
に、直流サーボモータ９の単位回転角度づつの回転に連
動して、回転するパルスエンコーダ10からの、単位回転
角度ごとの周期の基準正弦波信号S5とこれに対して90°
位相差の参照正弦波信号S6とを受けて、整流回路14が、
前者を正側に半波整流して正極性の基準半波信号S8を生
成し、後者を負側に半波整流して負極性の参照半波信号
S9を生成し、これら両信号を信号切換回路13に供給し、
該切換回路が、モータ平衡静止時に、可逆カウンタ１の
零を検出した零検出回路12からの零検出信号S7に応答し
て、基準半波信号S8と参照半波信号S9とをパルス幅変調
増幅器３′の第１、第２の入力端子に供給し、これによ
り、基準半波信号S8と参照半波信号S9とが逆極性等値と
なり、該増幅器内の第１第２の積分器からの両積分出力
電圧が逆極性等値となる単位回転角度帯中、唯一の点位
置に直流サーボモータ９を追い込むように作用する。

〈実施例〉 第１図〜第２図に基づいて、この発明の一実施例の構成
と動作を説明すれば、以下の通りである。

第１図において、可逆カウンタ１の出力端子は分岐して
零検出回路12の入力端子に延び、該検出回路12での零検
出信号S7により駆動される信号切換回路13内には、二つ
の切換スイッチ13A、13Bが含まれており、該スイッチ13
A、13Bの各可動接点はパルス幅変調増幅器３′の第１、
第２の入力力端子3a、3gに、それぞれ接続され、該スイ
ッチ13A、13Bのブレーク接点はディジタル・アナログ変
換器２の出力端子に共通接続されている。

さらに、パルスエンコーダ10の基準正弦波信号端子10
a、参照正弦波信号端子10bは整流回路14にも接続され、
該整流回路には、基準正弦波信号S5を正側に折り返して
基準半波信号S8を生成し、これを基準半波信号端子14a
に出力する第１の半波整流回路（図示省略）と、参照正
弦波信号S6を負側に折り返して参照半波信号S9を生成
し、これを参照半波信号端子14bに出力する第２の半波
整流回路（図示省略）とが含まれており、該端子14a、1
4bは、それぞれ、信号切換回路13中の切換スイッチ13
A、13Bの各メーク接点に接続されている。

他の構成要素は、第４図において同一の符号で示される
各構成要素とそれぞれ同一である。

第２図には、第１図中のパルス幅変調増幅器３′の内部
構成が示されており、第１、第２の積分器3A、3Bの各入
力端子が各別に第１、第２の入力端子3a、3gに接続され
ている点においてのみ第５図の構成と相違している。

上記構成において、所定パルス数の設定パルス列P1で設
定される回転角度位置に直流サーボモータ９を追い込む
途中の過程では、可逆カウンタ１の記憶内容が零ではな
いので、零検出回路12が零検出信号S7を出力することが
なく、信号切換回路13中の切換スイッチ13A、13Bの各可
動接点が各ブレーク接点に接触していて、第４図、第５
図の構成が実現され、これにより、装来装置と同等の動
作が確保される。

そして、直流サーボモータ９が、設定された回転角度位
置までの回転を完了して単位回転角度帯内に追い込まれ
た状態の平衡静止時には、可逆カウンタ１の記憶内容が
零となるので、これを零検出回路12が検出して、零検出
信号S7を出力し、信号切換回路13中の切換スイッチ13
A、13Bを連動駆動して、これをメーク接点側に切り換え
る。

すると、整流回路14の基準半波信号端子14a、参照半波
信号端子14bが切換スイッチ13A、13B経由でパルス幅変
調増幅器３′の第１、第２の入力端子3a、3gにそれぞれ
接続されて、要部の構成が作動する。

すなわち、サーボモータ９の平衡静止時付近の整流回路
14での基準半波信号S8、参照半波信号S9の各１周期を示
す第３図（Ａ）（Ｂ）において、いま仮に、X1、Y1の波
高値に対応する回転角度位置（単位回転角度帯内の）に
該モータ９が静止すると、パルス幅変調増幅器３′で
は、第１の積分器3Aは波高値X1を積分して、後続の第１
の比較器3Eが第１のクロックパルス（第３図（Ａ）
（ａ））ごとに幅広の正極性の正転指令パルス列P3（第
３図（Ａ）（ｂ））を生成出力し、一方、第２の積分器
3Bは波高値Y1を積分して、後続の第２の比較器3Fが第２
のクロックパルス（第３図（Ｂ）（ａ））ごとに幅細の
負極性の逆転指令パルス列P4（第３図（Ｂ）（ｂ））を
生成出力し、これら両指令パルス列P3、P4がドライバ
６、７経由で同時的に（第１、第２のクロックパルスの
位相差を伴っているが）流ステップモータ９に供給され
る。すると、該モータ９は、相対的に幅広の正転指令パ
ルスの方に応答して、正転し、やがて、その回転角度位
置が波高値X2、Y2に対応する点位置まで回転すると、該
波高値X2、Y2が逆転性等値となるので、正転指令パルス
列P3（第３図（Ａ）（ｃ））と逆転指令パルス列P4（第
３図（Ｂ）（ｃ））のパルス幅が等値となり、この点位
置で、該モータ９が停止する。もし、仮に、何らかの原
因で該モータ９が過剰に正転し、波高値X3、Y3に対応す
る点位置まで回転した場合には、波高値Y3の方が波高値
X3よりも相対的に大きくなるので、今度は、幅広の逆転
指令パルス列P4（第３図（Ｂ）（ｄ））と幅細の正転指
令パルス列P3（第３図（Ａ）（ｄ））とが同時的に供給
されて、該モータ９は相対的に幅広の逆転指令パルス列
P4に応答して、逆転を開始し、波高値X2、Y2に対応する
静止点位置に向う。

又、もし仮に、直流サーボモータ９が両波高値零の領域
（第３図（Ａ）Ｚ、同図（BZ）に対応する回転角度位置
に入り込んだ場合には、第１、第２の積分器3A3Bが、共
に零電圧を積分することとなるので、これらが従来装置
と同様に作動し、該モータに正極性のシザー信号（第３
図（Ａ）（ｅ））と負極性のシザー信号（第３図（Ｂ）
（ｅ））とが同時的に（第１、第２のクロックパルスの
位相差を伴っているが）供給され、結果として、該モー
タ９は、両波高値零の領域（第３図（Ａ）Ｚ、同図
（Ｂ）Ｚ）に対応する回転角度位置領域を脱するような
回転角度位置まで回転することが実験的に確認されてい
る。

そして、該モータ９が正転して、該領域を脱すれば、波
高値X4Y4が例示されるように、波高値X4の方が、零に留
まっている波高値Y4よりも相対的に大きくなる領域に入
り込み、以降、前述の正転動作が続行して、該モータ９
は波高値X2Y2に対応する点位置に追い込まれる。

一方、該モータ９が逆転して、該領域を脱すれば、波高
値X5Y5で例示されるように、波高値Y4の方が、零に留ま
っている波高値X4より大きくなる領域に入り込み、以
降、前述の逆転動作が続行して、該モータ９は、基準正
弦波信号S5の隣接する次の１周期の、等値の波高値X6Y6
に対応する静止点位置に追い込まれる。

かくして、該モータ９は、平衡静止時点では、常に、単
位回転角度帯中唯一の静止点に追い込まれて静止するも
のである。ただし、上記説明の構成では、該モータ９
が、たまたま、両波高値零の領域に対応する回転角度位
置を占めた場合には、基準正弦波信号S5の隣接する二つ
の周期の、いずれの等波高値点、換言すれば、隣接する
二つの単位回転角度帯中のいずれの静止点位置に追い込
まれるのかが不確定であるが、これを避けるためには、
第３図に例示のように、正転指令パルス列P3中の正極性
のシザー信号（第３図（Ａ）（ｅ））の方を、逆転指令
パルス列P4中の負極性のシザー信号（第３図（Ｂ）
（ｅ））に対して相対的に幅広に形成すればよい。

さすれば、該モータ９は、常に、その周期中の等値の波
高値X2Y2に対応する静止点位置に落ち着く。

〈効果〉 以上のようにこの発明によれば、直流サーボモータに連
動し、単位回転角度ごとの周期の基準正弦波信号と、こ
れに対して90°位相差の参照正弦波信号とをそれぞれ正
側と負側とに折り返すように整流して、正極性の基準半
波信号と負極性の参照半波信号とを整流回路にて生成出
力し、該モータの平衡静止死には、零検出回路にてこれ
を検出して、信号切換回路を作動させ、基準半波信号と
参照半波信号とを各別にパルス幅変調増幅器に供給し
て、ここで、両半波信号のそれぞれの波高値に対応する
パルス幅の、正極性の正転指令パルス列と負極性の逆転
指令パルス列とを生成し、これらを該モータに対して同
時的に供給する構成としたことにより、所定パルス数の
設定パルス列で設定された回転角度位置まで回転した該
モータが、さらに、位置決め分解能を定める単位回転角
度帯内の唯一の静止点位置、すなわち、基準半波信号と
参照半波信号のそれぞれが丁度逆極性等値となる１周期
中唯一の波形位置に対応する回転角度位置にまで追い込
まれて始めて静止するので、従来装置がそうであったよ
うに、直流サーボモータが単位回転角度帯中に追い込ま
れた際に、その単位回転角度帯中の不定領の故に、該角
度帯中のいずれの位置に静止するのかが不明であること
由来する位置決めの不精確を被ることがなく、常に、分
解能を定める単位角度ごとの位置決めが可能で、これに
より、位置決め精度が格段に向上するという優れた効果
が奏される。

【図面の簡単な説明】

第１図〜第３図は、この発明の一実施例に関するもので
あり、第１図はそのブッロク回路図、第２図はその要部
のブッロク回路図、第３図はその要部の波形図である。
第４図〜第６図は従来技術に関するものであり、第４図
はそのブッロク回路図、第５図はその要部のブッロク回
路図、第６図はその要部の波形図である。 １……可逆カウンタ ２……ディジタル・アナログ変換器 ３……パルス幅変調増幅器 ４、５……電源、６、７……ドライバ ９……直流サーボモータ 10……パルスエンコーダ 11……制御回路、12……零検出回路 13……信号切換回路、14……整流回路

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】設定パルス入力端子1aに設定パルス列P1が
   供給され、帰還パルス列入力端子1cに帰還パルス列P2が
   供給され、減算指令信号S1に応答して、設定パルスP1の
   累積値から帰還パルスP2の累積値を減算し、その差値に
   対応するディジタル誤差信号S3を出力し、加算指令信号
   S2に応答して、設定パルスP1の累積値に対して帰還パル
   スP2の累積値を加算し、その和値に対応するディジタル
   誤差信号S3を出力する可逆カウンタ１と、 ディジタル誤差信号S3に応答して、該ディジタル誤差信
   号に対応する正負両極性のアナログ誤差信号S4を出力す
   るディジタル・アナログ変換器２と、 正極性のアナログ誤差信号S4をその第１の入力端子3aに
   受けて、該信号S4の絶対値に応じたパルス幅を有する正
   極性の正転指令パルス列P3を生成し、負極性のアナログ
   誤差信号S4をその第２の入力端子3gに受けて、該信号S4
   の絶対値に応じたパルス幅を有する負極性の逆転指令パ
   ルス列P4を生成し、これら両パルス列P3、P4を択一的に
   出力するパルス幅変調増幅器３′と、 正転指令パルス列P3に応答して正転し、逆転指令パルス
   列P4に応答して逆転する直流サーボモータ９と、 直流サーボモータ９に連動し、単位回転角度ごとの基準
   正弦波信号S5と該基準正弦波信号に対して90°位相差の
   参照正弦波信号S6とを出力するパルスエンコーダ10と、 基準正弦波信号S5と参照正弦波信号S6とに基づいて、直
   流サーボモータ９の正転時には、減算指令信号S1を、該
   モータの逆転時には、加算指令信号S2をそれぞれ択一的
   に生成して出力し、基準正弦波信号S5又は参照正弦波信
   号S6のいずれか一方に基づいて、パルスエンコーダ10の
   単位回転角度ごとの帰還パルス列P2を生成して出力する
   制御回路11とを備えた直流ステップモータにおいて、 基準正弦波信号S5を半波整流して正極性の基準半波信号
   S8を生成して出力し、参照正弦波信号S6を半波整流して
   負極正の参照半波信号S9を生成して出力する整流回路14
   と、 ディジタル誤差信号S3又はアナログ誤差信号S4が零にな
   ったことを検出して零検出信号S7を出力する零検出回路
   12と、 零検出信号S7に応答して、パルス幅変調増幅器３′の第
   １、第２の入力端子3a、3gに供給されるアナログ誤差信
   号S4に代えて、該増幅器３′の第１の入力端子3aには、
   正極性の基準半波信号S8を供給し、該増幅器３′の第２
   の入力端子3gには、負極性の参照半波信号S9を供給する
   信号切換回路13とを付設して成る直流ステップモータ。