JPH07106066B2 - 単相インバータの並列接続回路 - Google Patents
単相インバータの並列接続回路Info
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- JPH07106066B2 JPH07106066B2 JP62133011A JP13301187A JPH07106066B2 JP H07106066 B2 JPH07106066 B2 JP H07106066B2 JP 62133011 A JP62133011 A JP 62133011A JP 13301187 A JP13301187 A JP 13301187A JP H07106066 B2 JPH07106066 B2 JP H07106066B2
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- current
- inverter
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、同一の動作信号で交流を出力している単相
インバータの複数台を、電流の不平衡を生ぜしめること
なく並列運転させるとができる単相インバータの並列接
続回路に関する。
インバータの複数台を、電流の不平衡を生ぜしめること
なく並列運転させるとができる単相インバータの並列接
続回路に関する。
第６図は同一の動作信号を受けて並列運転する複数台の
単相インバータに出力電流の不平衡生ぜしめない従来例
を示した主回路接続図であって、２台の単相インバータ
の並列接続回路をあらわしている。
単相インバータに出力電流の不平衡生ぜしめない従来例
を示した主回路接続図であって、２台の単相インバータ
の並列接続回路をあらわしている。
この第６図において、４個の酸化金属半導体電界効果ト
ランジスタ（以下ではMOS FETと略記する）31〜34の単
相ブリッジ接続で構成された第１インバータ３の直流側
と、同じく４個のMOS FET41〜44の単相ブリッジ接続で
構成された第２インバータ４の直流側には、共通の直流
電源２を接続しているが、これら両インバータ３と４に
は、図示していない制御回路から同一の動作信号が与え
られるので、これら両インバータ３と４の交流出力側を
相互に並列接続することで、共通の負荷５へ交流電力を
供給することができる。
ランジスタ（以下ではMOS FETと略記する）31〜34の単
相ブリッジ接続で構成された第１インバータ３の直流側
と、同じく４個のMOS FET41〜44の単相ブリッジ接続で
構成された第２インバータ４の直流側には、共通の直流
電源２を接続しているが、これら両インバータ３と４に
は、図示していない制御回路から同一の動作信号が与え
られるので、これら両インバータ３と４の交流出力側を
相互に並列接続することで、共通の負荷５へ交流電力を
供給することができる。
このように複数台のインバータを並列接続することによ
り、負荷５の容量の増大に対応するのであるが、インバ
ータに直接負荷５を接続すると、一般に第１インバータ
３の出力インピーダンスと、第２インバータ４の出力イ
ンピーダンスとには差異があることがら、両インバータ
３と４とが同一動作信号で動作していても、それぞれの
出力電流に不平衡を生じる不都合がある。
り、負荷５の容量の増大に対応するのであるが、インバ
ータに直接負荷５を接続すると、一般に第１インバータ
３の出力インピーダンスと、第２インバータ４の出力イ
ンピーダンスとには差異があることがら、両インバータ
３と４とが同一動作信号で動作していても、それぞれの
出力電流に不平衡を生じる不都合がある。
そこで第１インバータ３の第１相U1の出力側にはリアク
トル11を、また第２インバータ４の第１相U2の出力側に
はリアクトル13をそれぞれ接続し、このリアクトル11と
13とを介して両者を並列接続したのち、これを負荷５の
一端に接続する。同様に第１インバータ３の第２相V1の
出力側にはリアクトル12を、また第２インバータ４の第
２相V2の出力側にはリアクトル14をそれぞれ接続し、こ
れらのリアクトル12と14とを介して両者を並列接続した
のちに、これを負荷５の他端に接続する。この４個のリ
アクトル11〜14のインピーダンス値を第１インバータ３
と第２インバータ４の出力インピーダンス値よりも十分
に大きな値とし、かつこれら４個のリアクトル11〜14が
等しい値のインピーダンスを有するように製作するなら
ば、直流電源２から第１インバータ３を経て負荷５への
経路のインピーダンス値と、直流電源２から第２インバ
ータ４を経て負荷５への経路のインピーダンス値との差
異の比率を僅かなものにできることから、各インバータ
３と４の出力電流の不平衡を解消させることができるの
で、このような並列接続回路が多用されている。
トル11を、また第２インバータ４の第１相U2の出力側に
はリアクトル13をそれぞれ接続し、このリアクトル11と
13とを介して両者を並列接続したのち、これを負荷５の
一端に接続する。同様に第１インバータ３の第２相V1の
出力側にはリアクトル12を、また第２インバータ４の第
２相V2の出力側にはリアクトル14をそれぞれ接続し、こ
れらのリアクトル12と14とを介して両者を並列接続した
のちに、これを負荷５の他端に接続する。この４個のリ
アクトル11〜14のインピーダンス値を第１インバータ３
と第２インバータ４の出力インピーダンス値よりも十分
に大きな値とし、かつこれら４個のリアクトル11〜14が
等しい値のインピーダンスを有するように製作するなら
ば、直流電源２から第１インバータ３を経て負荷５への
経路のインピーダンス値と、直流電源２から第２インバ
ータ４を経て負荷５への経路のインピーダンス値との差
異の比率を僅かなものにできることから、各インバータ
３と４の出力電流の不平衡を解消させることができるの
で、このような並列接続回路が多用されている。
しかしながら、第６図に示す従来例回路に使用するリア
クトル11〜14は、そのインダクタンス値を各インバータ
3,4の出力インピーダンスに比して十分に大きな値に構
成しなければならないことから、当該リアクトル11〜14
は大きな体格のものとなって重量が増大し、コストが上
昇する。またこのようなリアクトル11〜14をインバータ
の交流出力回路に挿入するため、その分だけ当該インバ
ータの容量を増大させければならないので、装置全体が
大形化し、コストも上昇する。さらにそれぞれのリアク
トル11〜14のインダクタンス値を等しく製作しなけれ
ば、電流の不平衡を抑制できないので、そのためにもリ
アクトル11〜14の価格が上昇するなど、各種の不都合が
あった。
クトル11〜14は、そのインダクタンス値を各インバータ
3,4の出力インピーダンスに比して十分に大きな値に構
成しなければならないことから、当該リアクトル11〜14
は大きな体格のものとなって重量が増大し、コストが上
昇する。またこのようなリアクトル11〜14をインバータ
の交流出力回路に挿入するため、その分だけ当該インバ
ータの容量を増大させければならないので、装置全体が
大形化し、コストも上昇する。さらにそれぞれのリアク
トル11〜14のインダクタンス値を等しく製作しなけれ
ば、電流の不平衡を抑制できないので、そのためにもリ
アクトル11〜14の価格が上昇するなど、各種の不都合が
あった。
そこで、この発明の目的は、インバータ容量を増大させ
ることなく、しかもインバータの出力インピーダンスを
軽減しつつ、並列運転している各インバータの出力電流
を平衡させることにある。
ることなく、しかもインバータの出力インピーダンスを
軽減しつつ、並列運転している各インバータの出力電流
を平衡させることにある。
上記の目的を達成するために、単相交流を出力する複数
台の単位インバータを並列接続し、各単位インバータに
同一の動作信号を与えて同期運転をさせ、共通の負荷に
対して電力を供給するインバータの並列接続回路におい
て、前記各単位インバータの、自己の第１相交流出力電
流が流れる第１導体と、残余の単位インバータのうち少
なくとも１台の第２相交流出力電流が流れる第２導体と
を近接させて配線し、自己の第２相交流出力電流が流れ
る第２導体と、残余の単位インバータのうち少なくとも
１台の第１相交流出力電流が流れる第１導体とを近接さ
せて配線し、かつ、少なくとも１台の単位インバータの
第１相交流出力電流が流れる第１導体と第２相交流出力
電流が流れる第２導体とを近接させて配線するものとす
る。
台の単位インバータを並列接続し、各単位インバータに
同一の動作信号を与えて同期運転をさせ、共通の負荷に
対して電力を供給するインバータの並列接続回路におい
て、前記各単位インバータの、自己の第１相交流出力電
流が流れる第１導体と、残余の単位インバータのうち少
なくとも１台の第２相交流出力電流が流れる第２導体と
を近接させて配線し、自己の第２相交流出力電流が流れ
る第２導体と、残余の単位インバータのうち少なくとも
１台の第１相交流出力電流が流れる第１導体とを近接さ
せて配線し、かつ、少なくとも１台の単位インバータの
第１相交流出力電流が流れる第１導体と第２相交流出力
電流が流れる第２導体とを近接させて配線するものとす
る。
または、前記第１導体と第２導体とを絶縁物を介して相
互に撚り合わせて配線するものである。
互に撚り合わせて配線するものである。
この発明は、複数台の単相インバータの交流出力側同士
を並列接続する場合に、あるインバータの第１相交流出
力電流と、他のインバータの第２相交流出力電流とを磁
気結合により平衡させ、また、あるインバータの第２相
交流出力電流と他のインバータの第１相交流出力電流と
を磁気結合により平衡させ、さらに同一インバータの第
１相交流出力電流と第２層交流出力電流とを磁気結合に
より平衡させることで、すべてのインバータの交流出力
電流が第１相・第２相ともに平衡するようにしているの
であるが、この磁気結合は、鉄心に２組の巻線を施した
電流バランサ、あるいは電流量が同じで方向が逆の導体
同士を極力接近させ、あるいは絶縁物を介して撚合わせ
ることで達成させているので、この磁気結合に同じ値の
電流が流れているときは、両導体の相互インダクタンス
分だけ配線インダクタンスを軽減でき、また電流が不平
衡になれば、その差電流と相互インダクタンスにより、
電流が平衡するように誘起電圧を発生し、各インバータ
間の電流不平衡を解消させている。
を並列接続する場合に、あるインバータの第１相交流出
力電流と、他のインバータの第２相交流出力電流とを磁
気結合により平衡させ、また、あるインバータの第２相
交流出力電流と他のインバータの第１相交流出力電流と
を磁気結合により平衡させ、さらに同一インバータの第
１相交流出力電流と第２層交流出力電流とを磁気結合に
より平衡させることで、すべてのインバータの交流出力
電流が第１相・第２相ともに平衡するようにしているの
であるが、この磁気結合は、鉄心に２組の巻線を施した
電流バランサ、あるいは電流量が同じで方向が逆の導体
同士を極力接近させ、あるいは絶縁物を介して撚合わせ
ることで達成させているので、この磁気結合に同じ値の
電流が流れているときは、両導体の相互インダクタンス
分だけ配線インダクタンスを軽減でき、また電流が不平
衡になれば、その差電流と相互インダクタンスにより、
電流が平衡するように誘起電圧を発生し、各インバータ
間の電流不平衡を解消させている。
第１図は本発明の原理を示す主回路接続図であって、２
台の単相インバータを並列接続する場合をあらわしてい
る。
台の単相インバータを並列接続する場合をあらわしてい
る。
この第１図において、４個のMOS FET31〜34を単相ブリ
ッジ接続することで構成されている第１インバータ３の
直流側と、同じく４個のMOS FET41〜44を単相ブリッジ
接続することで構成されている第２インバータ４の直流
側には、共通の直流電源２が接続されており、これら両
インバータ３と４の交流側は、磁気結合としての第１電
流バランサ17と第２電流バランサ18とを介して両者に共
通の負荷５を接続することで、第１インバータ３と第２
インバータ４とは並列運転することができる。なお、こ
れら両インバータ３と４とは、同一の動作信号により動
作するのであるが、その部分の図示は本発明と直接の関
係がないので省略している。
ッジ接続することで構成されている第１インバータ３の
直流側と、同じく４個のMOS FET41〜44を単相ブリッジ
接続することで構成されている第２インバータ４の直流
側には、共通の直流電源２が接続されており、これら両
インバータ３と４の交流側は、磁気結合としての第１電
流バランサ17と第２電流バランサ18とを介して両者に共
通の負荷５を接続することで、第１インバータ３と第２
インバータ４とは並列運転することができる。なお、こ
れら両インバータ３と４とは、同一の動作信号により動
作するのであるが、その部分の図示は本発明と直接の関
係がないので省略している。
上述の電流バランサ17と18の接続は次のとおりである。
すなわち、第１インバータ３の交流出力の第１相U1は第
１電流バランサ17を介して負荷５に、またこの第１イン
バータ３の交流出力の第２相V1は第１電流バランサ17と
第２電流バランサ18とを介して負荷５に、第２インバー
タ４の交流出力の第１相U2は第２電流バランサ18を介し
て負荷５に、また同該第２インバータ４の交流出力の第
２相V2は直接負荷５に接続されているので、結局両イン
バータ３と４の交流出力の第１相U1とU2、および第２相
V1とV2とは、それぞれが両電流バランサ17と18を通過後
に負荷５の入力端子部で並列接続されている。
すなわち、第１インバータ３の交流出力の第１相U1は第
１電流バランサ17を介して負荷５に、またこの第１イン
バータ３の交流出力の第２相V1は第１電流バランサ17と
第２電流バランサ18とを介して負荷５に、第２インバー
タ４の交流出力の第１相U2は第２電流バランサ18を介し
て負荷５に、また同該第２インバータ４の交流出力の第
２相V2は直接負荷５に接続されているので、結局両イン
バータ３と４の交流出力の第１相U1とU2、および第２相
V1とV2とは、それぞれが両電流バランサ17と18を通過後
に負荷５の入力端子部で並列接続されている。
ここで第１電流バランサ17と第２電流バランサ18は、と
もに２個の巻線が磁気的に結合されるように構成されて
いて、これら両巻線に流れる電流が等しいときには、そ
れぞれの巻線の誘起電圧はほぼ零となるが、一方の巻線
の電流が他方の巻線の電流よりも増大しようとすると、
当該巻線には電流を減らす方向の電圧が誘起されるとと
もに、他方の巻線には、電流を増大させる方向の電圧が
誘起されることとなる。
もに２個の巻線が磁気的に結合されるように構成されて
いて、これら両巻線に流れる電流が等しいときには、そ
れぞれの巻線の誘起電圧はほぼ零となるが、一方の巻線
の電流が他方の巻線の電流よりも増大しようとすると、
当該巻線には電流を減らす方向の電圧が誘起されるとと
もに、他方の巻線には、電流を増大させる方向の電圧が
誘起されることとなる。
第２図は第１図に示した本発明の原理をさらに詳細に説
明するための説明回路図である。この第２図において、
スイッチ21と22はそれぞれがインバータのスイッチング
動作をあらわすスイッチであり、インバータ出力抵抗24
と28は、それぞれがインバータの出力インピーダンスを
抵抗分であらわしたものであって、スイッチ21と直流電
源22と負荷23およびインバータ出力抵抗24とが直列接続
された第１ループ回路と、スイッチ25と電流電源26と負
荷27ならびにインバータ出力抵抗28とが直列接続された
第２ループ回路とが、電流バランサ20により磁気的に結
合されたものとなる。
明するための説明回路図である。この第２図において、
スイッチ21と22はそれぞれがインバータのスイッチング
動作をあらわすスイッチであり、インバータ出力抵抗24
と28は、それぞれがインバータの出力インピーダンスを
抵抗分であらわしたものであって、スイッチ21と直流電
源22と負荷23およびインバータ出力抵抗24とが直列接続
された第１ループ回路と、スイッチ25と電流電源26と負
荷27ならびにインバータ出力抵抗28とが直列接続された
第２ループ回路とが、電流バランサ20により磁気的に結
合されたものとなる。
第３図は第２図に示す説明回路を等価的にあらわした等
価回路図であって、この第３図に示すスイッチ21と25、
直流電源22と26、負荷23と27、およびインバータ出力抵
抗24と28は第２図に図示のものと同じである。また第２
図に図示の電流バランサ20を第３図に示す等価回路では
バランサ漏れインダクタンス20Aと20Bおよびバランサ相
互インダクタンス20Mであらわしている。
価回路図であって、この第３図に示すスイッチ21と25、
直流電源22と26、負荷23と27、およびインバータ出力抵
抗24と28は第２図に図示のものと同じである。また第２
図に図示の電流バランサ20を第３図に示す等価回路では
バランサ漏れインダクタンス20Aと20Bおよびバランサ相
互インダクタンス20Mであらわしている。
第３図に示す等価回路において、スイッチ21と25とを同
時にオンにしたとき、第１ループ回路の電圧方程式は下
記の（１）式で、また第２ループ回路の電圧方程式は
（２）式であらわされる。ただしこの（１）式と（２）
式におけるI5は第１ループ回路の電流、I6は第２ループ
回路の電流、Ｅは直流電源22と26の電圧、R1はインバー
タ出力抵抗24の抵抗値、R2はインバータ出力抵抗28と抵
抗値、L1はバランサ漏れインダクタンス20Aのインダク
タンス値、L2はバランサ漏れインダクタンス20Bのイン
ダクタンス値、Ｍはバランサ相互インダクタンス20Mの
インダクタンス値であり、さらにＲは負荷23と27の抵抗
値である。
時にオンにしたとき、第１ループ回路の電圧方程式は下
記の（１）式で、また第２ループ回路の電圧方程式は
（２）式であらわされる。ただしこの（１）式と（２）
式におけるI5は第１ループ回路の電流、I6は第２ループ
回路の電流、Ｅは直流電源22と26の電圧、R1はインバー
タ出力抵抗24の抵抗値、R2はインバータ出力抵抗28と抵
抗値、L1はバランサ漏れインダクタンス20Aのインダク
タンス値、L2はバランサ漏れインダクタンス20Bのイン
ダクタンス値、Ｍはバランサ相互インダクタンス20Mの
インダクタンス値であり、さらにＲは負荷23と27の抵抗
値である。
この（１）式と（２）式からあきらかなように、第１ル
ープ回路の電流I5の方が第２ループ回路電流I6よりも大
になろうとすると、（１）式の左辺第２項に示す電圧が
誘起されて、第１ループ回路電流I5を減少させるように
動作するとともに、（２）式の左辺第２項に示す電圧が
誘起されて、第２ループ回路電流I6を増大させようとす
るので、結局第１ループ回路電流I5と第２ループ回路電
流I6とは相等しい値に落着くこととなる。
ープ回路の電流I5の方が第２ループ回路電流I6よりも大
になろうとすると、（１）式の左辺第２項に示す電圧が
誘起されて、第１ループ回路電流I5を減少させるように
動作するとともに、（２）式の左辺第２項に示す電圧が
誘起されて、第２ループ回路電流I6を増大させようとす
るので、結局第１ループ回路電流I5と第２ループ回路電
流I6とは相等しい値に落着くこととなる。
前述の第１項に示す本発明の実施例回路において、第１
インバータ３の第１相U1の出力電流をI1、第２相V1の出
力電流をI2とし、第２インバータ４の第１相U2の出力電
流をI3、第２相V2の出力電流をI4とするとき、これら各
電流が平衡する条件は下記の（３）式で与えられる。
インバータ３の第１相U1の出力電流をI1、第２相V1の出
力電流をI2とし、第２インバータ４の第１相U2の出力電
流をI3、第２相V2の出力電流をI4とするとき、これら各
電流が平衡する条件は下記の（３）式で与えられる。
I1＝I3＝−I2＝−I4 ……（３） ここでI1＝−I2なる条件は第１電流バランサ17で確立で
きるし、また−I2＝I3なる条件は第２電流バランサ18で
確立できるので、これら第１電流バランサ17と第２電流
バランサ18とにより下記の（４）式が得られる。
きるし、また−I2＝I3なる条件は第２電流バランサ18で
確立できるので、これら第１電流バランサ17と第２電流
バランサ18とにより下記の（４）式が得られる。
I1＝−I2＝I3 ……（４） 一方，キルヒホッフの法則により下記の（５）式が成立
する。
する。
I1＋I2＋I3＋I4＝０ ……（５） 結局、上記の（４）式と（５）式とにより（３）式に示
す電流平衡条件が満足される。すなわち第１図に示す位
置に２組の電流バランサ17と18とを設置することによ
り、両インバータ３と４とを並列接続して運転する場合
に、出力交流電流が不平衡になるおそれがないことがわ
かる。
す電流平衡条件が満足される。すなわち第１図に示す位
置に２組の電流バランサ17と18とを設置することによ
り、両インバータ３と４とを並列接続して運転する場合
に、出力交流電流が不平衡になるおそれがないことがわ
かる。
複数台の単相インバータを相互に並列接続して運転する
場合の交流出力電流を平衡させるのに、前述のような磁
気結合を利用する場合に、第１図に示す回路において、
この磁気結合を利用した電流バランサの挿入場所は、第
１図に示す以外に各種の組合わせが存在し得るし、単相
インバータの並列運転台数が増加するのに従って、その
組合わせの数は飛躍的に増大することとなるが、いずれ
にしてもすべての単相インバータの交流出力の第１相電
流と第２相電流とが、なんらかの組合わせで磁気結合さ
れるようにすればよいことになる。
場合の交流出力電流を平衡させるのに、前述のような磁
気結合を利用する場合に、第１図に示す回路において、
この磁気結合を利用した電流バランサの挿入場所は、第
１図に示す以外に各種の組合わせが存在し得るし、単相
インバータの並列運転台数が増加するのに従って、その
組合わせの数は飛躍的に増大することとなるが、いずれ
にしてもすべての単相インバータの交流出力の第１相電
流と第２相電流とが、なんらかの組合わせで磁気結合さ
れるようにすればよいことになる。
第４図は本発明の第１の実施例を示す主回路接続図であ
って、２台の単相インバータを並列接続する場合に、第
１相の交流出力電流が流れる導体と第２相の交流出力電
流が流れる導体とを、可能なかぎり長い距離にわたっ
て、できるかぎり接近して配列することで磁気結合を得
るようにしている。
って、２台の単相インバータを並列接続する場合に、第
１相の交流出力電流が流れる導体と第２相の交流出力電
流が流れる導体とを、可能なかぎり長い距離にわたっ
て、できるかぎり接近して配列することで磁気結合を得
るようにしている。
この第４図において、４個のMOS FET31〜34の単相ブリ
ッジ接続で構成された第１インバータと、同じく４個の
MOS FET41〜44の単相ブリッジ接続で構成された第２イ
ンバータとを相互に並列に接続し、両者に共通の直流電
源２から供給される直流電力を単相交流電力に変換し
て、胸中の負荷５へ給電するのであるが、第１インバー
タの第１相電流I1が流れる導体51と、同じく第１インバ
ータの第２相電流I2が流れる導体52とを、長い距離にわ
たって極力接近して配置することにより、電流I1とI2が
流れるときに磁気結合を生じ、この磁気結合が電流バラ
ンサの役割を果たすことから下記の（６）式に示す電流
平衡条件が得られる。
ッジ接続で構成された第１インバータと、同じく４個の
MOS FET41〜44の単相ブリッジ接続で構成された第２イ
ンバータとを相互に並列に接続し、両者に共通の直流電
源２から供給される直流電力を単相交流電力に変換し
て、胸中の負荷５へ給電するのであるが、第１インバー
タの第１相電流I1が流れる導体51と、同じく第１インバ
ータの第２相電流I2が流れる導体52とを、長い距離にわ
たって極力接近して配置することにより、電流I1とI2が
流れるときに磁気結合を生じ、この磁気結合が電流バラ
ンサの役割を果たすことから下記の（６）式に示す電流
平衡条件が得られる。
I1＝−I2 ……（６） この第１インバータの第１相電流I1を上述の導体51に直
列している導体53を介して負荷５へ流すとともに、第２
インバータの第２相電流I4を導体54を介して負荷５へ供
給するにあたって、これら両導体53と54とを極力接近さ
せることで磁気結合を発生させるならば、（７）式に示
す電流平衡条件が得られる。
列している導体53を介して負荷５へ流すとともに、第２
インバータの第２相電流I4を導体54を介して負荷５へ供
給するにあたって、これら両導体53と54とを極力接近さ
せることで磁気結合を発生させるならば、（７）式に示
す電流平衡条件が得られる。
I1＝−I4 ……（７） また第１インバータの第２相電流I2を、前述の導体52に
直列している導体55に流すとともに、第２インバータの
第１相電流I3を導体56に流し、これら両導体55と56を極
力接近させることで磁気結合を発生させるならば、
（８）式に示す電流平衡条件が得られる。
直列している導体55に流すとともに、第２インバータの
第１相電流I3を導体56に流し、これら両導体55と56を極
力接近させることで磁気結合を発生させるならば、
（８）式に示す電流平衡条件が得られる。
−I2＝I3 ……（８） これら（６），（７），（８）式から前述の（３）式に
示す電流平衡条件が得られるので、交流出力電流が流れ
る導体を第４図に示すように配置するならば、並列運転
している２台の単相インバータの交流出力電流をバラン
スさせることができる。
示す電流平衡条件が得られるので、交流出力電流が流れ
る導体を第４図に示すように配置するならば、並列運転
している２台の単相インバータの交流出力電流をバラン
スさせることができる。
第５図は本発明の第２の実施例を示す主回路接続図であ
って、２台の単相インバータを並列接続する場合をあら
わしている。すなわち、４個のMOS FET31〜34の単相ブ
リッジ接続で構成された第１インバータと、同じく４個
のMOS FET41〜44の単相ブリッジ接続で構成された第の
インバータとを相互に並列接続して、両者に共通の直流
電源２からの直流電力を単相交流電力に変換して、共通
の負荷５へ給電するのは第４図に示す第１の実施例回路
と同じである。
って、２台の単相インバータを並列接続する場合をあら
わしている。すなわち、４個のMOS FET31〜34の単相ブ
リッジ接続で構成された第１インバータと、同じく４個
のMOS FET41〜44の単相ブリッジ接続で構成された第の
インバータとを相互に並列接続して、両者に共通の直流
電源２からの直流電力を単相交流電力に変換して、共通
の負荷５へ給電するのは第４図に示す第１の実施例回路
と同じである。
第５図に示す第２の実施例回路では、第１インバータの
第１相電流I1を電線61に、また第２相電流I2を電線62に
それそれ流すのであるが、このとき電線61と62とを撚合
わせることにより、磁気結合を発生させる。同様に電線
61に直列している電線63に第１インバータの第１相電流
I1を流し、この電線63と撚合わされている電線64には第
２インバータの第２相電流I4を流す。また電線62に直列
している電線65に第１インバータの第２相電流I2を流
し、この電線65と撚合わされている電線66には、第２イ
ンバータの第１相電流I3を流すことにより、これら撚合
わされた電線間に磁気結合を生じ、結局（３）式に示す
電流平衡条件が成立するのは第４図に示す第１の実施例
の場合と同じである。
第１相電流I1を電線61に、また第２相電流I2を電線62に
それそれ流すのであるが、このとき電線61と62とを撚合
わせることにより、磁気結合を発生させる。同様に電線
61に直列している電線63に第１インバータの第１相電流
I1を流し、この電線63と撚合わされている電線64には第
２インバータの第２相電流I4を流す。また電線62に直列
している電線65に第１インバータの第２相電流I2を流
し、この電線65と撚合わされている電線66には、第２イ
ンバータの第１相電流I3を流すことにより、これら撚合
わされた電線間に磁気結合を生じ、結局（３）式に示す
電流平衡条件が成立するのは第４図に示す第１の実施例
の場合と同じである。
第１図に示す原理回路に使用している電流バランサは鉄
心に２個の巻線を備えた構成であって、（１）式と
（２）式に示す漏れインダクタンスの値L1とL2が、配線
インダクタンスに比して極めて大であることから、イン
バータの出力インピーダンスを増大させるが、第４図と
第５図に示す実施例回路においては、配線自体を用いて
磁気結合させているので、配線インダクタンスの値をそ
れぞれLA,LBとするならば、このようにして得られる磁
気結合の漏れインダクタンスの値L1,L2は、相互インダ
クタンス値をＭとするならば下記の（９）式と（10）式
となる。
心に２個の巻線を備えた構成であって、（１）式と
（２）式に示す漏れインダクタンスの値L1とL2が、配線
インダクタンスに比して極めて大であることから、イン
バータの出力インピーダンスを増大させるが、第４図と
第５図に示す実施例回路においては、配線自体を用いて
磁気結合させているので、配線インダクタンスの値をそ
れぞれLA,LBとするならば、このようにして得られる磁
気結合の漏れインダクタンスの値L1,L2は、相互インダ
クタンス値をＭとするならば下記の（９）式と（10）式
となる。
L1＝LA−Ｍ ……（９） L2＝LB−Ｍ ……（10） すなわち第４図あるいは第５図に示す磁気結合により、
並列接続されているインバータの出力インピーダンスの
方が、インバータ単独運転の場合の出力インピーダンス
よりも小となる。
並列接続されているインバータの出力インピーダンスの
方が、インバータ単独運転の場合の出力インピーダンス
よりも小となる。
第１図の原理回路と第４図あるいは第５図の実施例回路
とを対比して見ればあきらかなように、第４図の実施例
回路における導体53と導体54とで構成される磁気結合、
あるいは第５図の実施例回路における電線63と電線64と
で構成される磁気結合は存在しなくても、電流を平衡さ
せるのに支障はないが、上述したように、これらの磁気
結合により各インバータの出力インピーダンスを軽減で
きるし、かつ他方の磁気結合（第４図における導体55と
56、あるいは第５図における電線65と66とで構成される
磁気結合）を補助する役割をも有している。
とを対比して見ればあきらかなように、第４図の実施例
回路における導体53と導体54とで構成される磁気結合、
あるいは第５図の実施例回路における電線63と電線64と
で構成される磁気結合は存在しなくても、電流を平衡さ
せるのに支障はないが、上述したように、これらの磁気
結合により各インバータの出力インピーダンスを軽減で
きるし、かつ他方の磁気結合（第４図における導体55と
56、あるいは第５図における電線65と66とで構成される
磁気結合）を補助する役割をも有している。
また第４図、第５図に示す実施例回路に用いられている
磁気結合は鉄心を使用していないので、鉄心を使用した
電線バランサにくらべ、相互インダクタンスの値Ｍが小
となる。従って差電流の変化分、すなわちｄ（I5−I6）
/dtあるいはｄ（I6−I5）/dtが大きな高周波インバータ
や大容量インバータに適している。
磁気結合は鉄心を使用していないので、鉄心を使用した
電線バランサにくらべ、相互インダクタンスの値Ｍが小
となる。従って差電流の変化分、すなわちｄ（I5−I6）
/dtあるいはｄ（I6−I5）/dtが大きな高周波インバータ
や大容量インバータに適している。
この発明によれば、複数台の単相インバータを同一の動
作信号で動作させつつ並列運転する場合に、あるインバ
ータの第１相交流出力電流と他のインバータの第２相交
流出力電流とを平衡させる磁気結合、あるいはあるイン
バータの第２相交流出力電流と他のインバータの第１相
交流出力電流とを平衡させる磁気結合、さらには特定イ
ンバータの第１相と第２相交流出力電流を平衡させる磁
気結合を備えることで、並列運転中の各インバータの電
流不平衡を、従来の大きなインピーダンスを有するリア
クトル挿入によらずに抑制できるので、インバータの出
力インピーダンスを増大させることがなく、従って当該
インバータの容量も大きくしなくてよい。さらにリアク
トルを不用にすることから装置の大形化を抑制し、コス
トを上昇させずに済む利点を有する。さらに上記の磁気
結合を、インバータ交流出力電流を流す導体や電流の近
接配置あるいは撚合わせにより達成させる場合は、鉄心
を使用する電流バランサに比して、更に小形・低価格化
が実現できるばかりでなく、相互インダクタンスも減少
できるので、特に高周波数でのスイッチング動作を行う
インバータや、大容量のインバータに好適であり、鉄心
を使用しないことから、装置の小形軽量化と低価格化に
寄与できる効果も合わせて有する。
作信号で動作させつつ並列運転する場合に、あるインバ
ータの第１相交流出力電流と他のインバータの第２相交
流出力電流とを平衡させる磁気結合、あるいはあるイン
バータの第２相交流出力電流と他のインバータの第１相
交流出力電流とを平衡させる磁気結合、さらには特定イ
ンバータの第１相と第２相交流出力電流を平衡させる磁
気結合を備えることで、並列運転中の各インバータの電
流不平衡を、従来の大きなインピーダンスを有するリア
クトル挿入によらずに抑制できるので、インバータの出
力インピーダンスを増大させることがなく、従って当該
インバータの容量も大きくしなくてよい。さらにリアク
トルを不用にすることから装置の大形化を抑制し、コス
トを上昇させずに済む利点を有する。さらに上記の磁気
結合を、インバータ交流出力電流を流す導体や電流の近
接配置あるいは撚合わせにより達成させる場合は、鉄心
を使用する電流バランサに比して、更に小形・低価格化
が実現できるばかりでなく、相互インダクタンスも減少
できるので、特に高周波数でのスイッチング動作を行う
インバータや、大容量のインバータに好適であり、鉄心
を使用しないことから、装置の小形軽量化と低価格化に
寄与できる効果も合わせて有する。
第１図は本発明の原理を示す主回路接続図であり、第２
図は第１図に示す本発明の原理を説明するための説明回
路図、第３図は第２図に示す説明回路を等価的にあらわ
した等価回路図であり、第４図は本発明の第１の実施例
を示す主回路接続図、第５図は本発明の第２の実施例を
示す主回路接続図である。第６図は同一の動作信号を受
けて並列運転する複数台の単相インバータに出力電流の
不平衡を生ぜしめない従来例を示した主回路接続図であ
る。 2,22,26……直流電源、３……第１インバータ、４……
第２インバータ、5,23,27……負荷、11,12,13,14……リ
アクトル、17……磁気結合としての第１電流バランサ、
18……磁気結合としての第２電流バランサ、20……電流
バランサ、20A,20B……バランサ漏れインダクタンス、2
0M……バランサ相互インダクタンス、21,25……スイッ
チ、24,28……インバータ出力抵抗、31〜34,41〜44……
MOS FET、51〜56……導体、61……66……電線。
図は第１図に示す本発明の原理を説明するための説明回
路図、第３図は第２図に示す説明回路を等価的にあらわ
した等価回路図であり、第４図は本発明の第１の実施例
を示す主回路接続図、第５図は本発明の第２の実施例を
示す主回路接続図である。第６図は同一の動作信号を受
けて並列運転する複数台の単相インバータに出力電流の
不平衡を生ぜしめない従来例を示した主回路接続図であ
る。 2,22,26……直流電源、３……第１インバータ、４……
第２インバータ、5,23,27……負荷、11,12,13,14……リ
アクトル、17……磁気結合としての第１電流バランサ、
18……磁気結合としての第２電流バランサ、20……電流
バランサ、20A,20B……バランサ漏れインダクタンス、2
0M……バランサ相互インダクタンス、21,25……スイッ
チ、24,28……インバータ出力抵抗、31〜34,41〜44……
MOS FET、51〜56……導体、61……66……電線。
Claims (2)
- 【請求項１】単相交流を出力する複数台の単位インバー
タを並列接続し、各単位インバータに同一の動作信号を
与えて同期運転させて、共通の負荷に対して電力を供給
するインバータの並列接続回路において、 前記各単位インバータの、自己の第１相交流出力電流が
流れる第１導体と、残余の単位インバータのうち少なく
とも１台の第２相交流出力電流が流れる第２導体とを近
接させて配線し、自己の第２相交流出力電流が流れる第
２導体と、残余の単位インバータのうち少なくとも１台
の第１相交流出力電流が流れる第１導体とを近接させて
配線し、 かつ、少なくとも１台の単位インバータの第１相交流出
力電流が流れる第１導体と第２相交流出力電流が流れる
第２導体とを近接させて配線することを特徴とするイン
バータの並列接続回路。 - 【請求項２】特許請求の範囲第１項記載のインバータの
並列接続回路において、 前記第１導体と第２導体とを絶縁物を介して相互に撚り
合わせて配線することを特徴とするインバータの並列接
続回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62133011A JPH07106066B2 (ja) | 1987-05-28 | 1987-05-28 | 単相インバータの並列接続回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62133011A JPH07106066B2 (ja) | 1987-05-28 | 1987-05-28 | 単相インバータの並列接続回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63299779A JPS63299779A (ja) | 1988-12-07 |
| JPH07106066B2 true JPH07106066B2 (ja) | 1995-11-13 |
Family
ID=15094703
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62133011A Expired - Lifetime JPH07106066B2 (ja) | 1987-05-28 | 1987-05-28 | 単相インバータの並列接続回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07106066B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TWI642266B (zh) * | 2017-09-11 | 2018-11-21 | 日商高周波熱錬股份有限公司 | 輸出電流合成裝置及電力供給裝置 |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3375255B2 (ja) * | 1996-08-27 | 2003-02-10 | オリジン電気株式会社 | インバータ回路 |
| JP2001251862A (ja) * | 2000-03-07 | 2001-09-14 | Meidensha Corp | 半導体式高周波電源装置 |
| JP5220650B2 (ja) * | 2009-02-17 | 2013-06-26 | 富士電機サーモシステムズ株式会社 | 電力変換装置 |
| CN105991031B (zh) * | 2015-02-10 | 2018-10-02 | 华为技术有限公司 | 一种电压转换电路、开关电源及电压转换方法 |
| JP6705234B2 (ja) * | 2015-09-29 | 2020-06-03 | 株式会社明電舎 | インバータ装置の制御方法 |
| JP6950804B2 (ja) * | 2017-02-14 | 2021-10-13 | 株式会社明電舎 | 単相インバータの出力側接続構造 |
| JP6805865B2 (ja) * | 2017-02-14 | 2020-12-23 | 株式会社明電舎 | 単相インバータの出力側接続構造 |
| CN110190768B (zh) * | 2018-02-22 | 2020-12-08 | 固纬电子实业股份有限公司 | 直流交流换流装置及其并联均流控制方法 |
| JP7472768B2 (ja) * | 2020-12-08 | 2024-04-23 | 株式会社明電舎 | 電力変換装置のリアクトル構造 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59119791U (ja) * | 1983-01-31 | 1984-08-13 | 株式会社明電舎 | 単相インバ−タの出力フイルタ回路 |
| JPS59201682A (ja) * | 1983-04-28 | 1984-11-15 | Shinko Electric Co Ltd | インバ−タ |
-
1987
- 1987-05-28 JP JP62133011A patent/JPH07106066B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TWI642266B (zh) * | 2017-09-11 | 2018-11-21 | 日商高周波熱錬股份有限公司 | 輸出電流合成裝置及電力供給裝置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63299779A (ja) | 1988-12-07 |
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