JPH0716166B2 - 無線システム - Google Patents
無線システムInfo
- Publication number
- JPH0716166B2 JPH0716166B2 JP4152434A JP15243492A JPH0716166B2 JP H0716166 B2 JPH0716166 B2 JP H0716166B2 JP 4152434 A JP4152434 A JP 4152434A JP 15243492 A JP15243492 A JP 15243492A JP H0716166 B2 JPH0716166 B2 JP H0716166B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- frequency
- signals
- transmission
- cos
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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- Radio Transmission System (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はディジタル無線通信方式
におけるダイバーシティ方式の無線システムに関するも
のである
におけるダイバーシティ方式の無線システムに関するも
のである
【０００２】
【従来の技術】ディジタル無線通信、特に移動通信にお
いてはフェージングが常時存在しているため受信信号の
品質を確保することが容易ではない。このため、ダイバ
ーシティ方式が良く用いられる。例えば、受信レベルの
空間相関が低くなるように離した２つ以上のアンテナを
用い、レベルの高い方に切り換えて受信する空間ダイバ
ーシティ方式、あるいは２つ以上の送信基地局から特定
の周波数だけ異なる搬送周波数を同一ベースバンド信号
で変調し同時に送出し、受信部においては１個のアンテ
ナで受信する送信ダイバーシティ方式等が使用されてい
る。前者においては、二つの受信アンテナが必要で更
に、これら２つの受信レベルを比較する回路、及びこれ
に基づいて信号を選択する回路が必要である。このため
回路構成は複雑になる。さらに後者においては距離的に
離れた複数の基地局間の一定の周波数差の確保と変調ベ
ースバンド信号の基地局間の時間的ズレを小さく保持す
る必要がありシステム構成が複雑になる欠点を有する。
いてはフェージングが常時存在しているため受信信号の
品質を確保することが容易ではない。このため、ダイバ
ーシティ方式が良く用いられる。例えば、受信レベルの
空間相関が低くなるように離した２つ以上のアンテナを
用い、レベルの高い方に切り換えて受信する空間ダイバ
ーシティ方式、あるいは２つ以上の送信基地局から特定
の周波数だけ異なる搬送周波数を同一ベースバンド信号
で変調し同時に送出し、受信部においては１個のアンテ
ナで受信する送信ダイバーシティ方式等が使用されてい
る。前者においては、二つの受信アンテナが必要で更
に、これら２つの受信レベルを比較する回路、及びこれ
に基づいて信号を選択する回路が必要である。このため
回路構成は複雑になる。さらに後者においては距離的に
離れた複数の基地局間の一定の周波数差の確保と変調ベ
ースバンド信号の基地局間の時間的ズレを小さく保持す
る必要がありシステム構成が複雑になる欠点を有する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】本発明は上記の複雑な
システム構成の問題点を解決するため、一つの送信部か
らＦＭ信号を送信し、受信部において１つのアンテナに
より受信してそのままＦＭ復調することによってダイバ
ーシティ効果を得る無線システムを提供することを目的
とする。
システム構成の問題点を解決するため、一つの送信部か
らＦＭ信号を送信し、受信部において１つのアンテナに
より受信してそのままＦＭ復調することによってダイバ
ーシティ効果を得る無線システムを提供することを目的
とする。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明は上記課題を解決
するために、ディジタルＦＭ信号を送受信する無線シス
テムにおいて、空間伝播路で相関が低くなるような周波
数差のある２つの信号の周波数の差の半分の周波数を送
信ＩＦ信号とするディジタルＦＭ信号を送信局部発振器
（以下局発という）信号によりイメージ関係の２つのＲ
Ｆ信号に周波数変換して送出する送信部と、この送信部
から送出された２つのＲＦ信号が受信され伝送ベースバ
ンド信号のビットレートの半分の周波数の整数倍の周波
数だけ送信局発周波数と異なる周波数の信号を受信局発
信号として受信された２つのＲＦ信号を同一のＩＦ帯信
号に変換してＦＭ復調する受信部からなることを特徴と
するものである。
するために、ディジタルＦＭ信号を送受信する無線シス
テムにおいて、空間伝播路で相関が低くなるような周波
数差のある２つの信号の周波数の差の半分の周波数を送
信ＩＦ信号とするディジタルＦＭ信号を送信局部発振器
（以下局発という）信号によりイメージ関係の２つのＲ
Ｆ信号に周波数変換して送出する送信部と、この送信部
から送出された２つのＲＦ信号が受信され伝送ベースバ
ンド信号のビットレートの半分の周波数の整数倍の周波
数だけ送信局発周波数と異なる周波数の信号を受信局発
信号として受信された２つのＲＦ信号を同一のＩＦ帯信
号に変換してＦＭ復調する受信部からなることを特徴と
するものである。
【０００５】
【作用】本発明は、空間伝播路で相関が少なくなるよう
に周波数を離した２つの信号の周波数の差の半分の周波
数信号を、情報となるディジタルベースバンド信号によ
ってＦＭ変調し、それを送信所要ＲＦ周波数帯に変換す
る局発信号により周波数変換し、その結果発生したイメ
ージ関係の周波数の２信号を送信信号としてアンテナか
ら送出し、受信部においては１つのアンテナで両信号を
受信し、伝送ベースバンド信号のビットレートの半分の
周波数の整数倍だけ送信局発信号からオフセットした周
波数の信号を受信局発として周波数変換し、その変換さ
れたＩＦ信号を通常のＦＭ復調する事によって、簡単な
構成によりダイバーシティ効果を実現するものである。
に周波数を離した２つの信号の周波数の差の半分の周波
数信号を、情報となるディジタルベースバンド信号によ
ってＦＭ変調し、それを送信所要ＲＦ周波数帯に変換す
る局発信号により周波数変換し、その結果発生したイメ
ージ関係の周波数の２信号を送信信号としてアンテナか
ら送出し、受信部においては１つのアンテナで両信号を
受信し、伝送ベースバンド信号のビットレートの半分の
周波数の整数倍だけ送信局発信号からオフセットした周
波数の信号を受信局発として周波数変換し、その変換さ
れたＩＦ信号を通常のＦＭ復調する事によって、簡単な
構成によりダイバーシティ効果を実現するものである。
【０００６】
【実施例】以下図面を参照して本発明の実施例を詳細に
説明する。
説明する。
【０００７】図１は本発明の一実施例を示す構成説明図
で、１は送信ベースバンド信号、２はＦＭ変調器、３は
送信局発、４は送信周波数変換用のミキサ、５は送信ア
ンテナ、６は２つの周波数の送信信号、７は受信アンテ
ナ、８は受信局発、９は受信周波数変換用のミキサ、１
０はＦＭ復調器、１１は再生ベースバンド信号、ＩＮは
入力端子、ＯＵＴは出力端子である。ダイバーシティ方
式は基本的に２つの技術で構成される。 （１） 相関の小さい複数の伝送路の構成技術 （２） 複数の伝送路からの信号合成技術
で、１は送信ベースバンド信号、２はＦＭ変調器、３は
送信局発、４は送信周波数変換用のミキサ、５は送信ア
ンテナ、６は２つの周波数の送信信号、７は受信アンテ
ナ、８は受信局発、９は受信周波数変換用のミキサ、１
０はＦＭ復調器、１１は再生ベースバンド信号、ＩＮは
入力端子、ＯＵＴは出力端子である。ダイバーシティ方
式は基本的に２つの技術で構成される。 （１） 相関の小さい複数の伝送路の構成技術 （２） 複数の伝送路からの信号合成技術
【０００８】伝送路構成法には、スペースダイバーシテ
ィ方式、周波数ダイバーシティ方式、時間ダイバーシテ
ィ方式、アンテナ指向性ダイバーシティ方式、偏波ダイ
バーシテイ方式、多重波通路ダイバーシティ方式等が考
案されている。信号合成法には、選択合成法、等利得合
成法、最大比合成法があり、等利得合成と最大比合成を
ＲＦあるいはＩＦ帯で行う際には位相制御合成が必要で
ある。これらの合成法はいづれもアナログ信号及びディ
ジタル信号両者に適用できるが、ディジタル信号にのみ
適用する方法として２乗則合成法が考案されている。
ィ方式、周波数ダイバーシティ方式、時間ダイバーシテ
ィ方式、アンテナ指向性ダイバーシティ方式、偏波ダイ
バーシテイ方式、多重波通路ダイバーシティ方式等が考
案されている。信号合成法には、選択合成法、等利得合
成法、最大比合成法があり、等利得合成と最大比合成を
ＲＦあるいはＩＦ帯で行う際には位相制御合成が必要で
ある。これらの合成法はいづれもアナログ信号及びディ
ジタル信号両者に適用できるが、ディジタル信号にのみ
適用する方法として２乗則合成法が考案されている。
【０００９】さて、本実施例においてはイメージ関係の
２つの信号は相関が小さいように設定されているから、
それぞれ独立のフェージングを受けている。このため、
１つのアンテナから入力された両信号をそのまま同一の
ＩＦ信号に戻したのでは各ＩＦ信号の位相はランダムに
変動しているのでダイバーシティ効果は生じない。図１
において、入力端子ＩＮに供給された送信ベースバンド
信号１により変調されたＦＭ変調器２の出力ＩＦ信号は
以下のように表わされる。 ｓi （ｔ）＝cos ｛２πｆi ｔ＋φ（ｔ）｝ （１） ここでφ（ｔ）はディジタルＦＭ変調成分を表す信号で
良く知られているように一般に以下のように表わされ
る。
２つの信号は相関が小さいように設定されているから、
それぞれ独立のフェージングを受けている。このため、
１つのアンテナから入力された両信号をそのまま同一の
ＩＦ信号に戻したのでは各ＩＦ信号の位相はランダムに
変動しているのでダイバーシティ効果は生じない。図１
において、入力端子ＩＮに供給された送信ベースバンド
信号１により変調されたＦＭ変調器２の出力ＩＦ信号は
以下のように表わされる。 ｓi （ｔ）＝cos ｛２πｆi ｔ＋φ（ｔ）｝ （１） ここでφ（ｔ）はディジタルＦＭ変調成分を表す信号で
良く知られているように一般に以下のように表わされ
る。
【００１０】
【数１】 ここでΔｆd は変調周波数偏移量、Ｔb はベースバンド
信号のビットレートｆbの逆数で１ビットの周期であ
る。
信号のビットレートｆbの逆数で１ビットの周期であ
る。
【００１１】
【数２】 すなわち、ＩＦ周波数に関して±Δｆd のＦＳＫされた
信号である。従って、以下のようにも表せる。 ｓi （ｔ）＝cos ｛２πｆi ｔ±Δｆd ｝ （２） ここで送信局発３の信号を以下のように表す。 ｌt （ｔ）＝cos （２πｆt1ｔ） （３） ミキサ４からの出力送信は式（１）と（３）より ｓ（ｔ）＝cos ｛２π（ｆt1±ｆi ）ｔ±φ（ｔ）｝複
号同順 （４）
信号である。従って、以下のようにも表せる。 ｓi （ｔ）＝cos ｛２πｆi ｔ±Δｆd ｝ （２） ここで送信局発３の信号を以下のように表す。 ｌt （ｔ）＝cos （２πｆt1ｔ） （３） ミキサ４からの出力送信は式（１）と（３）より ｓ（ｔ）＝cos ｛２π（ｆt1±ｆi ）ｔ±φ（ｔ）｝複
号同順 （４）
【００１２】となる。即ち、イメージ関係の２周波成分
が出力される。これらの２信号の変調情報の位相は互い
に逆方向に回転することになる。式（４）を式（２）と
同じ表現にすると高域側帯波信号ｓu （ｔ）は ｓu （ｔ）＝cos ｛２π（ｆt1＋ｆi ）ｔ±Δｆd ｝ 低域側帯波信号ｓL （ｔ）は
が出力される。これらの２信号の変調情報の位相は互い
に逆方向に回転することになる。式（４）を式（２）と
同じ表現にすると高域側帯波信号ｓu （ｔ）は ｓu （ｔ）＝cos ｛２π（ｆt1＋ｆi ）ｔ±Δｆd ｝ 低域側帯波信号ｓL （ｔ）は
【００１３】
【数３】 となり、これらが送信信号６として送信アンテナ５から
送出される。受信アンテナ７から入力する信号の２つの
成分はそれぞれ独立にフェージングを受けるから式
（４）を基に以下のように表せる。高域側帯波信号は ｒu （ｔ）＝Ｒ1 cos ｛２π（ｆt1＋ｆi ）ｔ＋φ（ｔ）＋θ1 ｝（５） 低域側帯波信号は ｒL （ｔ）＝Ｒ2 cos ｛２π（ｆt1−ｆi ）ｔ−φ（ｔ）＋θ2 ｝（６） ここで Ｒ1 、Ｒ2 ：独立にレイリー変動する θ1 、θ2 ：独立にランダムに変動し、一様分布する。 さて、受信局発周波数と送信局発周波数の差、即ち周波
数オフセット量をΔｆとすると受信局発８の信号は次の
ように表わされる。 ｌr （ｔ）＝cos ｛２πｆr1ｔ｝＝cos ｛２π（ｆt1＋Δｆ）ｔ｝
送出される。受信アンテナ７から入力する信号の２つの
成分はそれぞれ独立にフェージングを受けるから式
（４）を基に以下のように表せる。高域側帯波信号は ｒu （ｔ）＝Ｒ1 cos ｛２π（ｆt1＋ｆi ）ｔ＋φ（ｔ）＋θ1 ｝（５） 低域側帯波信号は ｒL （ｔ）＝Ｒ2 cos ｛２π（ｆt1−ｆi ）ｔ−φ（ｔ）＋θ2 ｝（６） ここで Ｒ1 、Ｒ2 ：独立にレイリー変動する θ1 、θ2 ：独立にランダムに変動し、一様分布する。 さて、受信局発周波数と送信局発周波数の差、即ち周波
数オフセット量をΔｆとすると受信局発８の信号は次の
ように表わされる。 ｌr （ｔ）＝cos ｛２πｆr1ｔ｝＝cos ｛２π（ｆt1＋Δｆ）ｔ｝
【００１４】受信ミキサ９の出力はこの信号と式（５）
あるいは（６）で表される信号との乗算出力の低周波成
分であるから次のようになる（ここでは演算結果の係数
は、フェージング変動を除いて“１”とする）。高域信
号からの変換ＩＦ信号は ｒiu（ｔ）＝Ｌ〔ｒu （ｔ）×ｌr （ｔ）〕 ＝Ｒ1 cos ｛２π（ｆi −Δｆ）ｔ＋φ（ｔ）＋θ1 ｝ ＝Ｒ1 cos ｛２π（ｆi −Δｆ）ｔ±Δｆd ＋θ1 ｝ （７） 低域信号からの変換ＩＦ信号は ｒiL（ｔ）＝Ｌ〔ｒL （ｔ）×ｌr （ｔ）〕 ＝Ｒ2 cos ｛２π（ｆi ＋Δｆ）ｔ＋φ（ｔ）−θ2 ｝ ＝Ｒ2 cos ｛２π（ｆi ＋Δｆ）ｔ±Δｆd −θ2 ｝ （８） ミキサで変換後の信号ｒ（ｔ）はこれらの合成信号であ
るから式（７）及び（８）より以下のようになる。 ｒ（ｔ）＝ｒiu（ｔ）＋ｒiL（ｔ） ＝Ｒ1 cos ｛２π（ｆi −Δｆ）ｔ＋φ（ｔ）＋θ1 ｝ ＋Ｒ2 cos ｛２π（ｆi ＋Δｆ）ｔ＋φ（ｔ）−θ2 ｝ ＝Ｒcos ｛２πｆi ｔ＋φ（ｔ）＋Θ｝ （９） 式（９）のＲとΘは次式のように求められる。
あるいは（６）で表される信号との乗算出力の低周波成
分であるから次のようになる（ここでは演算結果の係数
は、フェージング変動を除いて“１”とする）。高域信
号からの変換ＩＦ信号は ｒiu（ｔ）＝Ｌ〔ｒu （ｔ）×ｌr （ｔ）〕 ＝Ｒ1 cos ｛２π（ｆi −Δｆ）ｔ＋φ（ｔ）＋θ1 ｝ ＝Ｒ1 cos ｛２π（ｆi −Δｆ）ｔ±Δｆd ＋θ1 ｝ （７） 低域信号からの変換ＩＦ信号は ｒiL（ｔ）＝Ｌ〔ｒL （ｔ）×ｌr （ｔ）〕 ＝Ｒ2 cos ｛２π（ｆi ＋Δｆ）ｔ＋φ（ｔ）−θ2 ｝ ＝Ｒ2 cos ｛２π（ｆi ＋Δｆ）ｔ±Δｆd −θ2 ｝ （８） ミキサで変換後の信号ｒ（ｔ）はこれらの合成信号であ
るから式（７）及び（８）より以下のようになる。 ｒ（ｔ）＝ｒiu（ｔ）＋ｒiL（ｔ） ＝Ｒ1 cos ｛２π（ｆi −Δｆ）ｔ＋φ（ｔ）＋θ1 ｝ ＋Ｒ2 cos ｛２π（ｆi ＋Δｆ）ｔ＋φ（ｔ）−θ2 ｝ ＝Ｒcos ｛２πｆi ｔ＋φ（ｔ）＋Θ｝ （９） 式（９）のＲとΘは次式のように求められる。
【００１５】
【数４】
【００１６】次に、式（９）のＩＦ信号の１ビット平均
ＣＮＲを求める。ここでは準定常の仮定が成り立つもの
とする。即ち、信号速度に比べフェージングの変化速度
が十分遅く１信号周期内ではほとんどフェージングの変
化がないとする。実際に、検討対象にしているビットレ
ートは数百ｂ／ｓ以上であり、フェージングの最大ドッ
プラー周波数は９００ＭHz帯自動車電話でも４〜５０H
z、室内伝播では１Hz内外であるのでこの仮定は十分成
立する。１ビット内の平均ＣＮＲγは次式で求められ
る。ここで、熱雑音電力密度をＮとすると式（１０）よ
り
ＣＮＲを求める。ここでは準定常の仮定が成り立つもの
とする。即ち、信号速度に比べフェージングの変化速度
が十分遅く１信号周期内ではほとんどフェージングの変
化がないとする。実際に、検討対象にしているビットレ
ートは数百ｂ／ｓ以上であり、フェージングの最大ドッ
プラー周波数は９００ＭHz帯自動車電話でも４〜５０H
z、室内伝播では１Hz内外であるのでこの仮定は十分成
立する。１ビット内の平均ＣＮＲγは次式で求められ
る。ここで、熱雑音電力密度をＮとすると式（１０）よ
り
【００１７】
【数５】 準定常の仮定のもとでは上記積分範囲内でＲ1 、Ｒ2 、
θ1 及びθ2 は一定であるからγは以下のようになる
（θ＝θ1 ＋θ2 と置く）。
θ1 及びθ2 は一定であるからγは以下のようになる
（θ＝θ1 ＋θ2 と置く）。
【００１８】
【数６】
【００１９】式（１１）でフェージングによるランダム
位相の影響を受けているのは第３項である。ここで、請
求項で述べた条件即ち、伝送ベースバンド信号の半分の
周波数の整数倍の周波数だけ送信局発周波数と異なる周
波数の信号を受信局発とするから周波数オフセットΔｆ
は次式を満たすことになる。 Δｆ＝ｋ・ｆb ／２ （ｋ＝１、２、３…：整数） ∴２πΔｆＴb ＝ｋπ
位相の影響を受けているのは第３項である。ここで、請
求項で述べた条件即ち、伝送ベースバンド信号の半分の
周波数の整数倍の周波数だけ送信局発周波数と異なる周
波数の信号を受信局発とするから周波数オフセットΔｆ
は次式を満たすことになる。 Δｆ＝ｋ・ｆb ／２ （ｋ＝１、２、３…：整数） ∴２πΔｆＴb ＝ｋπ
【００２０】このとき、式（１１）における第３項のsi
n （２πΔｆＴb ）は０となり、この結果第１、２項の
みとなり以下のようにフェージングの影響を受けない項
だけが残る。 γ＝Ｒ1 2 ／２Ｎ＋Ｒ2 2 ／２Ｎ 通常の１波受信の場合の受信ＣＮＲをそれぞれγu 及び
γL とすると γu ＝Ｒ1 2 ／２Ｎ、γL ＝Ｒ2 2 ／２Ｎ であるから γ＝γu ＋γL となり、最大比合成法に等しいＣＮＲが得られる。
n （２πΔｆＴb ）は０となり、この結果第１、２項の
みとなり以下のようにフェージングの影響を受けない項
だけが残る。 γ＝Ｒ1 2 ／２Ｎ＋Ｒ2 2 ／２Ｎ 通常の１波受信の場合の受信ＣＮＲをそれぞれγu 及び
γL とすると γu ＝Ｒ1 2 ／２Ｎ、γL ＝Ｒ2 2 ／２Ｎ であるから γ＝γu ＋γL となり、最大比合成法に等しいＣＮＲが得られる。
【００２１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は搬送周波
数あるいはＩＦ周波数帯における位相制御と重み付け合
成をする事無く、一つのアンテナからの受信２波をその
ままＦＭ検波するだけで位相制御合成ダイバーシティの
効果が得られる利点を有する。
数あるいはＩＦ周波数帯における位相制御と重み付け合
成をする事無く、一つのアンテナからの受信２波をその
ままＦＭ検波するだけで位相制御合成ダイバーシティの
効果が得られる利点を有する。
【図１】本発明の一実施例を示す構成説明図である。
１…送信ベースバンド信号、２…ＦＭ変調器、３…送信
局発、４…ミキサ、５…送信アンテナ、６…２つの周波
数の送信信号、７…受信アンテナ、８…受信局発、９…
ミキサ、１０…ＦＭ復調器、１１…再生ベースバンド信
号。
局発、４…ミキサ、５…送信アンテナ、６…２つの周波
数の送信信号、７…受信アンテナ、８…受信局発、９…
ミキサ、１０…ＦＭ復調器、１１…再生ベースバンド信
号。
Claims (1)
- 【請求項１】 ディジタルＦＭ信号を送受信する無線シ
ステムにおいて、空間伝播路で相関が低くなるような周
波数差のある２つの信号の周波数の差の半分の周波数を
送信ＩＦ信号とするディジタルＦＭ信号を送信局部発振
器信号によりイメージ関係の２つのＲＦ信号に周波数変
換して送出する送信部と、この送信部から送出された２
つのＲＦ信号が受信され伝送ベースバンド信号のビット
レートの半分の周波数の整数倍の周波数だけ送信局部発
振器周波数と異なる周波数の信号を受信局部発振器信号
として受信された２つのＲＦ信号を同一のＩＦ帯信号に
変換してＦＭ復調する受信部からなることを特徴とする
無線システム。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4152434A JPH0716166B2 (ja) | 1992-06-11 | 1992-06-11 | 無線システム |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4152434A JPH0716166B2 (ja) | 1992-06-11 | 1992-06-11 | 無線システム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05344031A JPH05344031A (ja) | 1993-12-24 |
| JPH0716166B2 true JPH0716166B2 (ja) | 1995-02-22 |
Family
ID=15540452
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4152434A Expired - Lifetime JPH0716166B2 (ja) | 1992-06-11 | 1992-06-11 | 無線システム |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0716166B2 (ja) |
-
1992
- 1992-06-11 JP JP4152434A patent/JPH0716166B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05344031A (ja) | 1993-12-24 |
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