JPH0734651B2 - Switching converter - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】 （ａ）産業上の利用分野 この発明は定電圧電源回路として用いられるスイッチン
グコンバータに関する。The present invention relates to a switching converter used as a constant voltage power supply circuit.
（ｂ）従来の技術 従来、スイッチングコンバータは用途に応じて種々の構
成が採られているが、一般に出力容量が大きく出力電圧
変動率の小さい直流電源回路としてスイッチング素子を
PWM制御する他励型のスイッチングコンバータが用いら
れている。(B) Conventional Technology Conventionally, various configurations of switching converters have been adopted depending on the application, but generally, a switching element is used as a DC power supply circuit having a large output capacity and a small output voltage fluctuation rate.
A separately-excited switching converter with PWM control is used.
第５図にその従来のスイッチングコンバータの基本的な
回路図を示す。図に示すようにトランスの１次巻線N1に
スイッチングトランジスタQ1が接続され、PWM制御回路
２がスイッチングトランジスタQ1のゲートを制御するよ
うに構成されている。トランスの２次巻線N2には整流ダ
イオードD1および平滑コンデンサC1が接続され負荷に直
流電圧を供給する。この出力端子間には抵抗R3,R4から
なる抵抗分圧回路が設けられ、その出力電圧がPWM制御
回路２に帰還されている。PWM制御回路２は発振回路１
の発振周波数でQ1をオンオフ制御するが、その際R3,R4
からなる分圧出力電圧が一定値になるようにQ1のオンデ
ューティ比を制御する。FIG. 5 shows a basic circuit diagram of the conventional switching converter. As shown in the figure, the switching transistor Q1 is connected to the primary winding N1 of the transformer, and the PWM control circuit 2 is configured to control the gate of the switching transistor Q1. A rectifier diode D1 and a smoothing capacitor C1 are connected to the secondary winding N2 of the transformer to supply a DC voltage to the load. A resistor voltage divider circuit composed of resistors R3 and R4 is provided between the output terminals, and the output voltage thereof is fed back to the PWM control circuit 2. PWM control circuit 2 is oscillator circuit 1
Q1 is turned on and off with the oscillation frequency of R3, R4
The on-duty ratio of Q1 is controlled so that the divided output voltage of is constant.
（ｃ）発明が解決しようとする課題 このようなスイッチングトランジスタをPWM制御するス
イッチングコンバータの設計条件は、入力電圧，出力電
流の最大，最小値やスイッチング周波数などである。一
般には定格入力定格負荷で最大効率が得られるように設
計される。ところが出力電圧が一定であっても、負荷電
流が変化すればスイッチングコンバータとしての効率が
低下する。すなわち負荷電流が設計値より小さくなるほ
ど、また大きくなるほど最大効率の条件が満足しなくな
る。このため従来のスイッチングコンバータは、設計さ
れた負荷電流以外の条件ではスイッチングコンバータの
損失が大きかった。(C) Problems to be Solved by the Invention The design conditions of such a switching converter that performs PWM control of a switching transistor are the maximum and minimum values of the input voltage and output current, the switching frequency, and the like. Generally, it is designed so that the maximum efficiency is obtained at the rated input and rated load. However, even if the output voltage is constant, if the load current changes, the efficiency of the switching converter decreases. That is, as the load current becomes smaller or larger than the design value, the maximum efficiency condition is not satisfied. Therefore, the conventional switching converter has a large loss in the switching converter under the conditions other than the designed load current.
この発明の目的は負荷電流が広範囲に変化しても、その
負荷電流に応じて最大効率が得られるようにしたスイッ
チングコンバータを提供することにある。An object of the present invention is to provide a switching converter capable of obtaining maximum efficiency according to the load current even when the load current changes over a wide range.
（ｄ）課題を解決するための手段 この発明は、トランスの１次巻線に流れる電流を断続す
るスイッチング素子と、トランスの２次巻線に発生する
電圧を整流平滑する回路と、スイッチング素子のスイッ
チング周波数を定める発振回路と、負荷供給電圧を検出
するとともに、その電圧が一定値を保つように前記スイ
ッチング素子のオンデューティ比を変化させるスイッチ
ング制御回路とを備えたスイッチングコンバータにおい
て、 負荷電流を検出する回路と、この回路から負荷電流の検
出信号を入力して、該負荷電流のもとでトランスによる
損失とスイッチング素子による損失とを合わせたスイッ
チングコンバータ全体の損失が最も小さくなるスイッチ
ング周波数で前記発振回路を発振させる発振周波数制御
回路とを設けたことを特徴としている。(D) Means for Solving the Problems The present invention is directed to a switching element for interrupting a current flowing in a primary winding of a transformer, a circuit for rectifying and smoothing a voltage generated in a secondary winding of a transformer, and a switching element. Detecting load current in a switching converter equipped with an oscillation circuit that determines the switching frequency and a switching control circuit that detects the load supply voltage and changes the on-duty ratio of the switching element so that the voltage maintains a constant value And a load current detection signal from the circuit, and the oscillation is performed at the switching frequency at which the loss of the entire switching converter including the loss due to the transformer and the loss due to the switching element is minimized under the load current. Characterized by having an oscillation frequency control circuit for oscillating the circuit That.
（ｅ）作用 一般にスイッチングコンバータの損失はトランスによる
損失とスイッチング素子による損失とに分けられる。ま
たトランスによる損失は大きく銅損と、鉄損に分けられ
る。以下各損失についてのスイッチング周波数依存性に
ついて示す。(E) Action Generally, the loss of the switching converter is divided into the loss due to the transformer and the loss due to the switching element. The loss due to the transformer is roughly divided into copper loss and iron loss. The switching frequency dependence of each loss is shown below.
（１−１）銅損 銅損は１次巻線と２次巻線の銅損があり、これをまとめ
た全銅損Pcは次の式で示される。(1-1) Copper loss There are copper losses in the primary winding and the secondary winding, and the total copper loss Pc that summarizes them is given by the following formula.
Pc＝（1/Ap＋1/As）ρ・ｌ（Np・Ip）２・（Ra/Rd） …
…（１） Ap:1次巻線の導体占有断面積 As:2次巻線の導体占有断面積 ρ：銅の抵抗率 l:平均巻線長 Np:1次巻線数 Ip:1次側実効電流 Ra/Rd:AC抵抗とDC抵抗の比 これらの各係数のなかでスイッチング周波数に依存する
係数はRa/Rdのみであり、これは例えば巻線線径が0.5mm
の場合、スイッチング周波数が20KHz〜200KHzで1.02〜
1.18の変化である。このようにスイッチング周波数と損
失との間に正の相関関係があるがその変化率は極めて小
さい。したがって銅損はスイッチング周波数に殆ど依存
しない。Pc = (1 / Ap + 1 / As) ρ ・ l (Np ・ Ip) 2・ (Ra / Rd)
(1) Ap: conductor occupying cross section of primary winding As: conductor occupying cross section of secondary winding ρ: copper resistivity l: average winding length Np: number of primary windings Ip: primary side Effective current Ra / Rd: Ratio of AC resistance and DC resistance Among these coefficients, the only coefficient that depends on the switching frequency is Ra / Rd.
If the switching frequency is 20 KHz to 200 KHz, 1.02 to
This is a change of 1.18. Thus, there is a positive correlation between the switching frequency and the loss, but the rate of change is extremely small. Therefore, the copper loss hardly depends on the switching frequency.
（１−２）鉄損 鉄損はヒステリシス損と渦電流損とがあるが、これらは
次式で示される。(1-2) Iron Loss Iron loss includes hysteresis loss and eddy current loss, which are expressed by the following equation.
Pi＝Ph＋Pe＝Kh・ｆ・Bm2.4Ve＋Ke・f2・Bm2.4Ve ……
（２） ここで Ph:ヒステリシス損 Pe:渦電流損 Kh:ヒステリシス損定数 Ke:コア実効体積 Bm:動作時最大磁束密度 である。またBmは Bm＝Ｅ・T/（Ac・Np） ……（３） ただし E:入力電圧 T:1周期のスイッチング素子のオン期間 Ac:コア中足断面積 である。ここで例えばスイッチング素子のオンデューテ
ィ比を30％とすればＴは Ｔ＝0.3/f（f:スイッチング周波数） したがって Bm＝0.3E/（Ac・Np・ｆ） ……（４） となり、これを（２）式に代入すれば鉄損Piは Pi＝Kh｛0.3E/（Ac・Np）｝2.4・Ve・ｆ−1.4 ＋Ke｛0.3E/（Ac・Np）｝2.4Ve・ｆ−0.4 ……（５） となり、スイッチング周波数と鉄損とは負の相関関係に
ある。Pi ＝ Ph ＋ Pe ＝ Kh ・ f ・ Bm 2.4 Ve ＋ Ke ・ f 2・ Bm 2.4 Ve ……
(2) where Ph: Hysteresis loss Pe: Eddy current loss Kh: Hysteresis loss constant Ke: Core effective volume Bm: Maximum magnetic flux density during operation. Bm is Bm = ET · (Ac · Np) (3) where E: input voltage T: ON period of the switching element with a period Ac: core cross section of the core. Here, for example, if the on-duty ratio of the switching element is 30%, T is T = 0.3 / f (f: switching frequency) Therefore Bm = 0.3E / (Ac ・ Np ・ f) (4) Substituting into equation (2), iron loss Pi is Pi = Kh {0.3E / (Ac ・ Np)} 2.4・ Ve ・ f −1.4 + Ke {0.3E / (Ac ・ Np)} 2.4 Ve ・ f −0.4 … (5) and the switching frequency and the iron loss have a negative correlation.
（１−３）全トランス損失 したがってトランス全体としての損失の周波数依存性は
負であり、スイッチング周波数が高くなるほどトランス
損失が低くなる。(1-3) Total Transformer Loss Therefore, the frequency dependence of the loss of the entire transformer is negative, and the higher the switching frequency, the lower the transformer loss.
（２）スイッチング素子による損失 スイッチング素子による損失は、スイッチング素子のオ
ン時に流れる電流とオフ時にかかる電圧との交差部分で
生じるため、スイッチング周波数が高くなるほどその損
失も増加する。(2) Loss due to switching element The loss due to the switching element occurs at the intersection of the current flowing when the switching element is turned on and the voltage applied when the switching element is turned off. Therefore, the loss increases as the switching frequency increases.
（３）スイッチングコンバータ全体の損失 スイッチングコンバータ全体の損失は他の回路部品等で
消費される損失を無視すればトランス損失とスイッチン
グ素子損失との和であり、この関係を第３図に示す。第
３図においてPsはスイッチング素子損失、Ptはトランス
損失、Ｐはこの両損失を加算したコンバータ全体の損失
であり、末尾の数字１は負荷電流が小さい場合、２は負
荷電流が大きい場合をそれぞれ示している。このように
スイッチングコンバータ全体の損失は周波数依存性が負
のトランス損失と周波数依存性が正のスイッチング素子
損失との和であるため、最も損失の低いスイッチング周
波数が依存する。負荷電流が小さい場合は、スイッチン
グ素子による損失が全体的に減少し、トランス損失も全
体的に減少する。負荷電流が大きい場合はこの逆であ
る。ただしスイッチング素子による損失に比較してトラ
ンス損失の方がその変化が大きい。このため第３図中f
1,f2で示すように、負荷電流が小さいほど最低損失の得
られるスイッチング周波数が低くなり、逆に負荷電流が
大きいほど最低損失の得られるスイッチング周波数が高
くなる。(3) Loss of the entire switching converter The loss of the entire switching converter is the sum of the transformer loss and the switching element loss, ignoring the loss consumed by other circuit components, and this relationship is shown in FIG. In Fig. 3, Ps is the switching element loss, Pt is the transformer loss, and P is the loss of the converter as a whole, which is the sum of these losses. The number 1 at the end indicates the case where the load current is small and 2 indicates the case where the load current is large. Shows. As described above, the loss of the entire switching converter is the sum of the transformer loss having a negative frequency dependency and the switching element loss having a positive frequency dependency, and thus the switching frequency with the lowest loss depends. When the load current is small, the loss due to the switching element is reduced as a whole, and the transformer loss is also reduced as a whole. The opposite is true when the load current is large. However, the change of the transformer loss is larger than that of the switching element. Therefore, f in Fig. 3
As indicated by 1 and f2, the smaller the load current, the lower the switching frequency at which the minimum loss is obtained, and conversely, the larger the load current, the higher the switching frequency at which the minimum loss is obtained.
この発明のスイッチングコンバータは、基本的にスイッ
チング制御回路が負荷供給電圧を検出するとともに、そ
の負荷供給電圧が一定値を保つようにスイッチング素子
のオンデューティ比を制御する。これによりスイッチン
グ素子がトランスの１次巻線に流れる電流を断続し、ト
ランスの２次巻線に起電圧が発生し、整流平滑回路によ
って整流平滑されることにより定電圧化された直流電圧
が得られる。発振周波数制御回路は、検出された負荷電
流に応じて、その負荷電流のもとでトランスによる損失
とスイッチング素子による損失とを合わせたスイッチン
グコンバータ全体の損失が最も小さくなるスイッチング
周波数で発振回路を発振させる。In the switching converter of the present invention, the switching control circuit basically detects the load supply voltage and controls the on-duty ratio of the switching element so that the load supply voltage maintains a constant value. As a result, the switching element intermittently interrupts the current flowing in the primary winding of the transformer, generates an electromotive voltage in the secondary winding of the transformer, and is rectified and smoothed by the rectifying and smoothing circuit to obtain a DC voltage that has been made a constant voltage. To be The oscillating frequency control circuit oscillates the oscillating circuit according to the detected load current at the switching frequency where the loss of the entire switching converter, which is the sum of the loss due to the transformer and the loss due to the switching element, is the smallest under the load current. Let
たとえば入力電源電圧が一定であれば負荷電流が小さい
ほどトランス損失が減少するが、このときスイッチング
周波数制御手段がスイッチング周波数を低くするためコ
ンバータ全体の損失はより低下する。逆に負荷電流が大
きくなるほどトランス損失が増大するが、スイッチング
周波数制御手段がスイッチング周波数を高くすることに
より、コンバータ全体としての損失は低下方向に変化す
る。For example, if the input power supply voltage is constant, the transformer loss decreases as the load current decreases, but at this time, the switching frequency control means lowers the switching frequency, so that the loss of the entire converter further decreases. Conversely, as the load current increases, the transformer loss increases, but the switching frequency control means increases the switching frequency, so that the loss of the converter as a whole changes.
第１図はこの発明の構成を示す回路図である。第１図に
おいて３はスイッチング周波数制御回路であり、スイッ
チング素子Q1をPWM制御する回路２とスイッチング周波
数を制御する発振回路１から構成されている。PWM制御
回路２はスイッチング素子Q1をオンオフ制御する。これ
によりトランスの２次巻線N2に発生する起電圧がD1,C1
により整流平滑される。また出力端子間に設けられてい
るR3,R4からなる抵抗分圧回路の出力電圧によりPWM制御
回路２がQ1のオンデューティ比を制御して出力電圧を一
定に保っている。さらに出力ラインに負荷電流を検出す
る電流検出回路５が設けられていて、発振回路１がその
出力によって発振周波数（スイッチング周波数）を変化
させる。発振回路１は第３図に示したように負荷電流に
応じてコンバータ損失が最低となるスイッチング周波数
を発振する。このようにして広範囲の負荷電流に対して
スイッチングコンバータの損失が低く保たれる。FIG. 1 is a circuit diagram showing the configuration of the present invention. In FIG. 1, reference numeral 3 denotes a switching frequency control circuit, which is composed of a circuit 2 for PWM controlling the switching element Q1 and an oscillator circuit 1 for controlling the switching frequency. The PWM control circuit 2 controls ON / OFF of the switching element Q1. As a result, the electromotive voltage generated in the secondary winding N2 of the transformer becomes D1, C1.
Is rectified and smoothed by. Further, the PWM control circuit 2 controls the on-duty ratio of Q1 by the output voltage of the resistance voltage dividing circuit composed of R3 and R4 provided between the output terminals to keep the output voltage constant. Further, a current detection circuit 5 for detecting a load current is provided on the output line, and the oscillation circuit 1 changes the oscillation frequency (switching frequency) according to its output. The oscillating circuit 1 oscillates at a switching frequency with which the converter loss becomes minimum according to the load current as shown in FIG. In this way, the loss of the switching converter is kept low for a wide range of load currents.
（ｆ）実施例 この発明の実施例であるスイッチングコンバータの回路
図を第２図に示す。同図において３はスイッチング制御
回路を構成するコントロール用IC、４はこのICに一定電
圧の電源を供給する電圧安定化回路である。図示のとお
りトランスT1の１次巻線N1にスイッチング素子Q1が接続
され、コントロールIC3がQ1をオンオフ制御する。トラ
ンスの２次巻線N2にはD1,C1からなる整流平滑回路が設
けられ、さらに負荷供給電圧を検出するR3,R4からなる
抵抗分圧回路が設けられている。IC3はこの分圧値が一
定となるようにQ1のオンデューティ比を変化させてい
る。出力ラインには抵抗R1が挿入され、これにR2の接続
されたLEDが並列接続されている。したがって負荷電流
が大きいほどLEDの発光量が増大する。入力電源にはダ
イオードブリッジDB1および平滑コンデンサC4が接続さ
れ、その整流平滑出力がトランスT1の１次巻線N1の一端
に接続されている。トランスT2は入力電源電圧を降圧す
るトランスであり、その出力はダイオードブリッジDB2
により整流され、C3により平滑され、さらに定電圧化回
路４により定電圧化されてIC3の電源として供給されて
いる。(F) Embodiment FIG. 2 shows a circuit diagram of a switching converter which is an embodiment of the present invention. In the figure, 3 is a control IC that constitutes a switching control circuit, and 4 is a voltage stabilizing circuit that supplies a constant voltage power source to this IC. As shown in the figure, the switching element Q1 is connected to the primary winding N1 of the transformer T1, and the control IC3 controls ON / OFF of Q1. The secondary winding N2 of the transformer is provided with a rectifying / smoothing circuit composed of D1 and C1, and further provided with a resistance voltage dividing circuit composed of R3 and R4 for detecting a load supply voltage. IC3 changes the on-duty ratio of Q1 so that this partial pressure value becomes constant. A resistor R1 is inserted in the output line, and an LED to which R2 is connected is connected in parallel to this. Therefore, the larger the load current, the larger the LED light emission amount. A diode bridge DB1 and a smoothing capacitor C4 are connected to the input power source, and the rectified and smoothed output thereof is connected to one end of the primary winding N1 of the transformer T1. Transformer T2 is a transformer that steps down the input power supply voltage, and its output is a diode bridge DB2.
Is rectified by C3, smoothed by C3, converted to a constant voltage by a constant voltage circuit 4, and supplied as a power source for IC3.
コントロールIC3内には発振回路OSCが構成されていて、
基準電圧出力端子VrとOSCの一方の入力端子間の抵抗とO
SCの他方の入力端子と接地間の容量により発振周波数が
決定される。図示のとおりVrとOSCの一方の入力端子間
には抵抗R5とこれに並列に抵抗R6およびトランジスタQ2
からなる回路が接続されている。また端子Vrと接地間に
抵抗R7およびフォトトランジスタPTからなる回路が接続
されていて、フォトトランジスタPTのコレクタとトラン
ジスタQ2のベースとが接続されている。このフォトトラ
ンジスタPTは前述のLEDと共にフォトカプラを構成して
いる。したがって負荷電流が小さくなればフォトトラン
ジスタPTの受光量が減少するためQ2のベース電位が上昇
し、Q2のオン抵抗が増大する。これによりVrとOSCの一
方の入力端子間の抵抗値が増大し、発振時定数が大きく
なって発振周波数が低下する。逆に負荷電流が大きくな
ればPTの受光量が増大するためQ2のベース電位が低下し
Q2のオン抵抗が減少する。これによりVrとOSCの一方の
入力端子間の抵抗値が低下し、発振周波数が上昇する。
このときの発振周波数は、たとえば第４図に示すように
負荷電流Ioの変化に係わらずスイッチングコンバータの
損失が常に最低となるように定める。そのために例えば
抵抗R2,R7,R6またはR5の値を設定する。An oscillation circuit OSC is configured in the control IC3,
Resistance between the reference voltage output terminal Vr and one input terminal of OSC and O
The oscillation frequency is determined by the capacitance between the other input terminal of SC and ground. As shown in the figure, a resistor R5 is placed between one input terminal of Vr and OSC, and a resistor R6 and a transistor Q2 are connected in parallel.
A circuit consisting of is connected. A circuit composed of a resistor R7 and a phototransistor PT is connected between the terminal Vr and ground, and the collector of the phototransistor PT and the base of the transistor Q2 are connected. This phototransistor PT constitutes a photocoupler together with the above-mentioned LED. Therefore, when the load current becomes smaller, the amount of light received by the phototransistor PT decreases, so that the base potential of Q2 rises and the ON resistance of Q2 increases. As a result, the resistance value between the input terminals of Vr and OSC increases, the oscillation time constant increases, and the oscillation frequency decreases. Conversely, if the load current increases, the amount of light received by PT increases, and the base potential of Q2 decreases.
On-resistance of Q2 decreases. As a result, the resistance value between one input terminal of Vr and OSC decreases, and the oscillation frequency increases.
The oscillation frequency at this time is set so that the loss of the switching converter is always the lowest regardless of the change of the load current Io as shown in FIG. Therefore, for example, the values of the resistors R2, R7, R6 or R5 are set.
（ｇ）発明の効果 以上のようにこの発明によれば、負荷電流の変化に係わ
らずスイッチングコンバータの損失を常に最低に保つこ
とができるため広範囲の負荷電流の変化に対応して効率
の高いスイッチングコンバータを構成することができ
る。(G) Effect of the Invention As described above, according to the present invention, it is possible to always keep the loss of the switching converter to the minimum regardless of the change of the load current. A converter can be constructed.
第１図はこの発明の構成を示す回路図、第２図はこの発
明の実施例であるスイッチングコンバータの回路図であ
る。第３図はスイッチングコンバータのスイッチング周
波数に対する損失の関係を示す図、第４図は負荷電流を
パラメータとしたスイッチング周波数に対するスイッチ
ングコンバータの損失の関係を示す図である。第５図は
従来のスイッチングコンバータの基本的な回路図であ
る。FIG. 1 is a circuit diagram showing the configuration of the present invention, and FIG. 2 is a circuit diagram of a switching converter which is an embodiment of the present invention. FIG. 3 is a diagram showing the relationship of the loss with respect to the switching frequency of the switching converter, and FIG. 4 is a diagram showing the relationship of the loss of the switching converter with respect to the switching frequency with the load current as a parameter. FIG. 5 is a basic circuit diagram of a conventional switching converter.
Claims (1)
るスイッチング素子と、トランスの２次巻線に発生する
電圧を整流平滑する回路と、スイッチング素子のスイッ
チング周波数を定める発振回路と、負荷供給電圧を検出
するとともに、その電圧が一定値を保つように前記スイ
ッチング素子のオンデューティ比を変化させるスイッチ
ング制御回路とを備えたスイッチングコンバータにおい
て、 負荷電流を検出する回路と、この回路から負荷電流の検
出信号を入力して、該負荷電流のもとでトランスによる
損失とスイッチング素子による損失とを合わせたスイッ
チングコンバータ全体の損失が最も小さくなるスイッチ
ング周波数で前記発振回路を発振させる発振周波数制御
回路とを設けたことを特徴とするスイッチングコンバー
タ。1. A switching element for connecting and disconnecting a current flowing through a primary winding of a transformer, a circuit for rectifying and smoothing a voltage generated in a secondary winding of the transformer, an oscillating circuit for determining a switching frequency of the switching element, and a load. In a switching converter including a switching control circuit that detects a supply voltage and changes the on-duty ratio of the switching element so that the voltage maintains a constant value, a circuit that detects a load current and a load current from this circuit And an oscillation frequency control circuit that oscillates the oscillation circuit at a switching frequency that minimizes the loss of the entire switching converter including the loss due to the transformer and the loss due to the switching element under the load current. A switching converter characterized by being provided.
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| JPH0255572A JPH0255572A (en) | 1990-02-23 |
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