JPH073934B2 - Phase shifter - Google Patents
Phase shifterInfo
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- JPH073934B2 JPH073934B2 JP26840286A JP26840286A JPH073934B2 JP H073934 B2 JPH073934 B2 JP H073934B2 JP 26840286 A JP26840286 A JP 26840286A JP 26840286 A JP26840286 A JP 26840286A JP H073934 B2 JPH073934 B2 JP H073934B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、例えば電圧制御によって入力信号を任意に移
相することができるようにした移相器に関する。TECHNICAL FIELD The present invention relates to a phase shifter capable of arbitrarily shifting the phase of an input signal by voltage control, for example.
本発明は移相器に関し、ローパスフィルタと減算回路を
用いることによって、時定数に関る抵抗器の数を削減す
るようにしたものである。The present invention relates to a phase shifter, in which the number of resistors relating to the time constant is reduced by using a low pass filter and a subtraction circuit.
入力信号を任意に移相することのできる移相器としては
第３図に示すようなものが知られている。すなわち図に
おいて、入力信号（Ｉ）に対してaI及び（１−ａ）I:但
しａは係数、の電流信号を形成する電流源（31）（32）
が設けられ、この電流源（31）（32）に並列に抵抗値Ｒ
の抵抗器（33）（34）が設けられると共に、電流源（3
1）の正端がバッファアンプ（35）、容量値Ｃのコンデ
ンサ（36）を通じて電流源（32）の正端に接続される。As a phase shifter capable of arbitrarily shifting the phase of an input signal, one shown in FIG. 3 is known. That is, in the figure, current sources (31) (32) that form a current signal of aI and (1-a) I for input signal (I), where a is a coefficient
Is provided and a resistance value R is provided in parallel with the current source (31) (32).
Resistors (33) (34) of the current source (3
The positive end of 1) is connected to the positive end of the current source (32) through the buffer amplifier (35) and the capacitor (36) having the capacitance value C.
そしてこの回路において、電流源（31）（32）の正端の
電位をそれぞれV1,V2とすると、 V1＝aIR の関係式が成立し、これらの式から となって ａ＝１のとき ａ＝０のとき ａ＝0.5のとき V2＝0.5IR （アッテネータ） の特性が得られる。すなわちゲインの特性図は第４図Ａ
に示すようになり、これに対して移相の特性図は同図Ｂ
に示すようになって、中心周波数fcの位置でａ＝１のと
き＋45゜、ａ＝０のとき−45゜の移相を行うことができ
る。In this circuit, if the potentials at the positive ends of the current sources (31) and (32) are V 1 and V 2 , respectively, V 1 = aIR The relational expression of is established, and from these expressions And when a = 1 When a = 0 When a = 0.5, the characteristic of V 2 = 0.5IR (attenuator) is obtained. That is, the gain characteristic diagram is shown in FIG.
In contrast, the characteristic diagram of phase shift is shown in Fig. B.
As shown in FIG. 5, it is possible to perform a phase shift of + 45 ° when a = 1 and a position of −45 ° when a = 0 at the position of the center frequency fc.
ところがこの回路において、抵抗器（33）（34）はIC化
した場合にそれぞれ抵抗値が±20％程度ばらつく可能性
があり、これによって移相の変化範囲が変動するおそれ
がある。これに対してIC内の抵抗器のばらつきを吸収す
るための内外変換法が提案（特開昭60-261209号参照）
されているが、上述のようにこの補正を必要とされる抵
抗器が２ヶ所あると、その内外変換のための構成も２組
必要となり、構成が極めて複雑となってしまっていた。However, in this circuit, the resistance values of the resistors (33) and (34) may vary by about ± 20% when integrated into an IC, which may change the range of phase shift. On the other hand, an internal / external conversion method has been proposed to absorb variations in resistors in the IC (see Japanese Patent Laid-Open No. 60-261209).
However, if there are two resistors that require this correction as described above, two sets of configurations for the inside / outside conversion are required, and the configuration becomes extremely complicated.
以上述べたように従来の技術では、特性に影響する抵抗
器が２ヶ所あるために、このばらつきを補正する回路も
２組必要となり、構成が極めて複雑になってしまうなど
の問題点があった。As described above, in the conventional technology, since there are two resistors that affect the characteristics, two sets of circuits are required to correct this variation, and there is a problem that the configuration becomes extremely complicated. .
本発明は、入力信号（端子（１））を抵抗器（２）とコ
ンデンサ（３）の直列回路から成るローパスフィルタを
介して混合比が可変の混合器（４）の一方の入力に供給
し、上記入力信号と上記ローパスフィルタの出力信号と
を減算回路（５）に供給してこの差信号を上記混合器の
他方の入力に供給し、上記混合器の混合比を制御（端子
（６））して任意に移相された出力信号を得る（端子
（７））ようにした移相器である。According to the present invention, an input signal (terminal (1)) is supplied to one input of a mixer (4) having a variable mixing ratio via a low-pass filter composed of a series circuit of a resistor (2) and a capacitor (3). , The input signal and the output signal of the low-pass filter are supplied to a subtraction circuit (5), the difference signal is supplied to the other input of the mixer, and the mixing ratio of the mixer is controlled (terminal (6)). ) To obtain an output signal that is arbitrarily phase-shifted (terminal (7)).
これによれば、特性を影響する抵抗器が１ヶ所のみとな
るので、このばらつきを補正する回路を設けるだけで容
易に良好な移相を行うことができる。According to this, since there is only one resistor that affects the characteristics, it is possible to easily perform a favorable phase shift simply by providing a circuit for correcting this variation.
第１図において、（１）は入力端子であってこの入力端
子（１）に供給される信号が抵抗器（２）、コンデンサ
（３）の直列回路を通じて接地される。これによってこ
の抵抗器（２）とコンデンサ（３）の接続中点には入力
信号の低域成分（Ｌ）が取出され、この低域成分の信号
が混合比可変の混合器（４）の一方の入力に供給され
る。また入力端子（１）からの信号と上述の接続中点か
らの低域成分の信号とが減算回路（５）に供給され、入
力信号から低域成分が減算される。これによって減算回
路（５）の出力には入力信号の高域成分（Ｈ）が取出さ
れ、この高域成分の信号が混合器（４）の他方の入力に
供給される。そしてこの混合器（４）の混合比（ａ）が
制御端子（６）からの信号によって制御され、この混合
出力が出力端子（７）に取出される。In FIG. 1, (1) is an input terminal, and a signal supplied to this input terminal (1) is grounded through a series circuit of a resistor (2) and a capacitor (3). As a result, the low-frequency component (L) of the input signal is taken out at the midpoint of connection between the resistor (2) and the capacitor (3), and the low-frequency component signal is supplied to one side of the mixer (4) whose mixing ratio is variable. Is supplied to the input of. Further, the signal from the input terminal (1) and the signal of the low frequency component from the connection midpoint are supplied to the subtraction circuit (5), and the low frequency component is subtracted from the input signal. As a result, the high frequency component (H) of the input signal is taken out from the output of the subtraction circuit (5), and the signal of this high frequency component is supplied to the other input of the mixer (4). The mixing ratio (a) of the mixer (4) is controlled by the signal from the control terminal (6), and the mixed output is taken out to the output terminal (7).
すなわちこの回路において、抵抗器（２）の抵抗値を
Ｒ、コンデンサ（３）の容量値をＣとし、入力信号をV
INとすると、 の関係式が成立し、ここで出力信号VOUTを VOUT＝（１−ａ）Ｌ＋aH とすると となる。That is, in this circuit, the resistance value of the resistor (2) is R, the capacitance value of the capacitor (3) is C, and the input signal is V
When set to IN , And the output signal V OUT is V OUT = (1-a) L + aH Becomes
従ってこの回路において、ａ＝１のときローパスフィル
タ特性となり、ａ＝０のときハイパスフィルタ特性とな
り、ａ＝0.5のときゲイン0.5のアッテネータ特性となっ
て上述の従来例と同様のゲイン特性となると共に、この
ａの値を制御することによって−45゜〜＋45゜の移相を
行うとができる。Therefore, in this circuit, when a = 1, the low-pass filter characteristic is obtained, when a = 0, the high-pass filter characteristic is obtained, and when a = 0.5, the gain 0.5 attenuator characteristic is obtained, and the gain characteristic is similar to the above-mentioned conventional example. By controlling the value of a, a phase shift of -45 ° to + 45 ° can be performed.
こうして従来例と同様の移相を行うことができるわけで
あるが、上述の回路によれば、抵抗器が１ヶ所のみなの
で、このばらつきを内外変換法等によって補正すること
により、簡単な構成で良好な移相を行うことができる。In this way, it is possible to perform the same phase shift as in the conventional example. However, according to the above-described circuit, since there is only one resistor, this variation is corrected by the internal / external conversion method or the like, and thus with a simple configuration. A good phase shift can be performed.
また上述の回路によればコンデンサ（３）の他端が接地
されているので、このコンデンサに寄生容量等が影響す
るおそれがなく、またこのコンデンサの容量値を切換え
て、例えば映像信号のクロマ信号の移相を行っている場
合にNTSC方式とPAL方式の切換を容易に行うことができ
る。Further, according to the above-mentioned circuit, since the other end of the capacitor (3) is grounded, there is no fear that this capacitor is affected by parasitic capacitance or the like, and the capacitance value of this capacitor is switched to, for example, a chroma signal of a video signal. It is possible to easily switch between the NTSC system and the PAL system when the phase shift is performed.
なお第２図は具体回路例であって、この図において上述
と対応する部分には同一符号が付されている。すなわち
図において、入力端子（１）からの信号がエミッタホロ
ア（11）を通じて抵抗器（２）、コンデンサ（３）に供
給され、この接続中点の信号がそれぞれ差動アンプを構
成するトランジスタ（52）（53）のベースに供給され
る。そして一方の差動アンプの他方のトランジスタ（5
1）のベースにはエミッタホロア（11）からの信号が供
給されることによって減算回路（５）が形成され、トラ
ンジスタ（52）を流れる減算信号（Ｈ）が差動接続され
たトランジスタ（41）（42）に供給される。また他方の
差動アンプの他方のトランジスタ（54）のベースにはエ
ミッタホロア（12）からの定電圧が供給され、このトラ
ンジスタ（54）を流れる信号（Ｌ）が差動接続されたト
ランジスタ（43）（44）に供給される。さらに制御端子
（６）からの制御信号が差動アンプを構成するトランジ
スタ（61）（62）のベースに供給され、このトランジス
タ（61）のドレインに得られる混合比（ａ）に担当する
信号がトランジスタ（42）（43）のベースに供給され
る。またトランジスタ（62）のドレインに得られる混合
比（１−ａ）に相当する信号がトランジスタ（41）（4
4）のベースに供給される。そしてトランジスタ（41）
（43）のドレインが互いに接続され、トランジスタ（4
2）（44）のドレインが互いに接続されることによっ
て、このトランジスタ（42）（44）のドレインの接続中
点から （１−ａ）Ｌ＋aH の混合出力が出力端子（７）に取出される。Note that FIG. 2 is an example of a specific circuit, and in this figure, portions corresponding to those described above are designated by the same reference numerals. That is, in the figure, the signal from the input terminal (1) is supplied to the resistor (2) and the capacitor (3) through the emitter follower (11), and the signal at the midpoint of connection is the transistor (52) forming the differential amplifier, respectively. Supplied to the base of (53). Then, the other transistor (5
The subtraction circuit (5) is formed by supplying the signal from the emitter follower (11) to the base of (1), and the subtraction signal (H) flowing through the transistor (52) is differentially connected to the transistor (41) ( 42). A constant voltage from the emitter follower (12) is supplied to the base of the other transistor (54) of the other differential amplifier, and the signal (L) flowing through this transistor (54) is differentially connected to the transistor (43). Supplied to (44). Further, the control signal from the control terminal (6) is supplied to the bases of the transistors (61) and (62) forming the differential amplifier, and the signal in charge of the mixing ratio (a) obtained at the drain of the transistor (61) is It is supplied to the bases of the transistors (42) (43). The signal corresponding to the mixing ratio (1-a) obtained at the drain of the transistor (62) is the transistor (41) (4).
4) Supplied to the base. And transistors (41)
The drains of (43) are connected together and the transistor (4
2) By connecting the drains of (44) to each other, the mixed output of (1-a) L + aH is taken out to the output terminal (7) from the connection midpoint of the drains of the transistors (42) and (44).
こうしてこの回路において、混合器（４）、減算回路
（５）等が形成され、入力端子（１）に供給された信号
が制御端子（６）からの制御信号に応じて移相されて出
力端子（７）に取出される。それによって上述の回路を
実現することができる。Thus, in this circuit, the mixer (4), the subtraction circuit (5), etc. are formed, and the signal supplied to the input terminal (1) is phase-shifted according to the control signal from the control terminal (6) to output the output terminal. It is taken out at (7). Thereby, the circuit described above can be realized.
この発明によれば、特性に影響する抵抗器が１ヶ所のみ
となるので、このばらつきを補正する回路を設けるだけ
で容易に良好な移相を行うことができるようになった。According to the present invention, since there is only one resistor that affects the characteristics, it is possible to easily perform a good phase shift simply by providing a circuit that corrects this variation.
第１図は本発明の一例の構成図、第２図はその説明のた
めの図、第３図，第４図は従来の技術の説明のための図
である。 （１）は入力端子、（２）は抵抗器、（３）はコンデン
サ、（４）は混合器、（５）は減算回路、（６）は制御
端子、（７）は出力端子である。FIG. 1 is a block diagram of an example of the present invention, FIG. 2 is a diagram for explaining the same, and FIGS. 3 and 4 are diagrams for explaining a conventional technique. (1) is an input terminal, (2) is a resistor, (3) is a capacitor, (4) is a mixer, (5) is a subtraction circuit, (6) is a control terminal, and (7) is an output terminal.
Claims (1)
から成るローパスフィルタを介して混合比が可変の混合
器の一方の入力に供給し、 上記入力信号と上記ローパスフィルタの出力信号とを減
算回路に供給してこの差信号を上記混合器の他方の入力
に供給し、 上記混合器の混合比を制御して任意に移相された出力信
号を得るようにした移相器。1. An input signal is supplied to one input of a mixer having a variable mixing ratio via a low-pass filter consisting of a series circuit of a resistor and a capacitor, and the input signal and the output signal of the low-pass filter are subtracted. A phase shifter for supplying this difference signal to the other input of the mixer to control the mixing ratio of the mixer to obtain an arbitrarily phase-shifted output signal.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26840286A JPH073934B2 (en) | 1986-11-11 | 1986-11-11 | Phase shifter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26840286A JPH073934B2 (en) | 1986-11-11 | 1986-11-11 | Phase shifter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63122308A JPS63122308A (en) | 1988-05-26 |
| JPH073934B2 true JPH073934B2 (en) | 1995-01-18 |
Family
ID=17457977
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26840286A Expired - Lifetime JPH073934B2 (en) | 1986-11-11 | 1986-11-11 | Phase shifter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH073934B2 (en) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0335610A (en) * | 1989-06-30 | 1991-02-15 | Nec Corp | Output circuit for right-angle phase shift signal |
-
1986
- 1986-11-11 JP JP26840286A patent/JPH073934B2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63122308A (en) | 1988-05-26 |
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