JPH0740643B2 - 復調歪除去回路 - Google Patents
復調歪除去回路Info
- Publication number
- JPH0740643B2 JPH0740643B2 JP23644985A JP23644985A JPH0740643B2 JP H0740643 B2 JPH0740643 B2 JP H0740643B2 JP 23644985 A JP23644985 A JP 23644985A JP 23644985 A JP23644985 A JP 23644985A JP H0740643 B2 JPH0740643 B2 JP H0740643B2
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- Japan
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- output
- multiplier
- signal
- detection
- hilbert
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、伝搬路で受けた振幅歪を除去する目的で復調
部に振幅制限器が用いられるSSB無線通信方式におい
て、復調信号に含まれる歪を除去するための回路に関す
るものである。
部に振幅制限器が用いられるSSB無線通信方式におい
て、復調信号に含まれる歪を除去するための回路に関す
るものである。
（従来の技術） 送信側で情報信号でSSB変調した後、これに搬送波を付
加して送信信号となし、受信側で該信号を受信した後、
振幅制限器を用いてその振幅を一定にしてから周波数検
波により復調するように構成された無線通信系では、復
調歪を少なくするためにSSB信号に比べて搬送波のレベ
ルを大きくする必要があったため、情報伝送のための電
力効率が低くなるという欠点があった。
加して送信信号となし、受信側で該信号を受信した後、
振幅制限器を用いてその振幅を一定にしてから周波数検
波により復調するように構成された無線通信系では、復
調歪を少なくするためにSSB信号に比べて搬送波のレベ
ルを大きくする必要があったため、情報伝送のための電
力効率が低くなるという欠点があった。
従来の歪除去回路として、２次歪を除去する回路が本出
願人により出願されているが（特願昭60−12618,特願昭
60−23646）、使用目的によっては更に高次の歪まで除
去しなければならない。
願人により出願されているが（特願昭60−12618,特願昭
60−23646）、使用目的によっては更に高次の歪まで除
去しなければならない。
（発明が解決しようとする問題点） 本発明は、上記問題点を解決するために、復調部で発生
する歪を除去することにより、搬送波レベルを高くする
ことなく高品質な伝送を可能とする復調方式を提供する
ものである。
する歪を除去することにより、搬送波レベルを高くする
ことなく高品質な伝送を可能とする復調方式を提供する
ものである。
（問題点を解決するための手段） 本発明の特徴は、送信側で情報信号でSSB変調した後、
これに搬送波を付加して送信信号となし、受信側で該信
号を受信した後、振幅制限器を用いてその振幅を一定に
してから周波数検波により復調するように構成された無
線通信系において、検波出力ｖと該出力に対しヒルベル
ト変換を行うヒルベルト変換器出力との乗算を行なう第
１の乗算器（３）、該第１の乗算器（３）の出力に対し
ヒルベルト変換を行なうヒルベルト変換器（５）の出力
と検波出力の乗算を行なう第２の乗算器（６）、検波出
力同士の乗算を行なう第３の乗算器（７）の出力と検波
出力との乗算を行なう第４の乗算器（８）、および該第
４の乗算器（８）の出力の振幅を（−1/3）倍する増幅
器を有し、前記第１の乗算器（３）および前記第２の乗
算器（６）の出力と増幅器出力および検波出力を加算合
成することにより復調出力を得る復調歪除去回路にあ
る。
これに搬送波を付加して送信信号となし、受信側で該信
号を受信した後、振幅制限器を用いてその振幅を一定に
してから周波数検波により復調するように構成された無
線通信系において、検波出力ｖと該出力に対しヒルベル
ト変換を行うヒルベルト変換器出力との乗算を行なう第
１の乗算器（３）、該第１の乗算器（３）の出力に対し
ヒルベルト変換を行なうヒルベルト変換器（５）の出力
と検波出力の乗算を行なう第２の乗算器（６）、検波出
力同士の乗算を行なう第３の乗算器（７）の出力と検波
出力との乗算を行なう第４の乗算器（８）、および該第
４の乗算器（８）の出力の振幅を（−1/3）倍する増幅
器を有し、前記第１の乗算器（３）および前記第２の乗
算器（６）の出力と増幅器出力および検波出力を加算合
成することにより復調出力を得る復調歪除去回路にあ
る。
（実施例） 第１図は本発明の実施例であって、１は信号入力端子、
２はヒルベルト変換器、３は乗算器、４は加算器、５は
ヒルベルト変換器、６は乗算器、７は乗算器、８は乗算
器、９は増幅器、10は信号出力端子である。
２はヒルベルト変換器、３は乗算器、４は加算器、５は
ヒルベルト変換器、６は乗算器、７は乗算器、８は乗算
器、９は増幅器、10は信号出力端子である。
送信側で情報信号でSSB変調した後、これに搬送波を付
加して送信信号となし、受信側で該信号を受信した後、
振幅制限器を用いてその振幅を一定にしてから周波数検
波した信号を第１図の信号入力端子１に導く。信号入力
端子に入力された検波信号は６分され、ヒルベルト変換
器２、乗算器３、加算器４、乗算器６、乗算器７および
乗算器８にそれぞれ入力される。ヒルベルト変換器２の
出力は乗算器３に入力され検波出力信号との乗算を行な
う。乗算器３の出力は２分され、加算器４およびヒルベ
ルト変換器５に入力される。ヒルベルト変換器５の出力
は乗算器６に入力され検波出力信号と乗算される。乗算
器６の出力は加算器４に入力される。乗算器７の出力は
乗算器８に入力され別に入力された検波出力信号との間
で乗算される。乗算器８の出力は増幅器９によりゲイン
（−1/3）で増幅されその出力は加算器４に入力され
る。加算器４の出力として得られた２次および３次の高
調波成分を除去された復調信号成分は信号出力端子10に
出力される。
加して送信信号となし、受信側で該信号を受信した後、
振幅制限器を用いてその振幅を一定にしてから周波数検
波した信号を第１図の信号入力端子１に導く。信号入力
端子に入力された検波信号は６分され、ヒルベルト変換
器２、乗算器３、加算器４、乗算器６、乗算器７および
乗算器８にそれぞれ入力される。ヒルベルト変換器２の
出力は乗算器３に入力され検波出力信号との乗算を行な
う。乗算器３の出力は２分され、加算器４およびヒルベ
ルト変換器５に入力される。ヒルベルト変換器５の出力
は乗算器６に入力され検波出力信号と乗算される。乗算
器６の出力は加算器４に入力される。乗算器７の出力は
乗算器８に入力され別に入力された検波出力信号との間
で乗算される。乗算器８の出力は増幅器９によりゲイン
（−1/3）で増幅されその出力は加算器４に入力され
る。加算器４の出力として得られた２次および３次の高
調波成分を除去された復調信号成分は信号出力端子10に
出力される。
次に、数式を用いて本発明の動作原理を詳しく説明す
る。
る。
帯域制限された情報信号ｇ（ｔ）を以下のように解析信
号表示する。
号表示する。
ａ（ｔ）＝ｇ（ｔ）＋ｊ（ｔ） （１） ここで、（ｔ）はｇ（ｔ）のヒルベルト変換を示す。
搬送波角周波数をωＣとすると、搬送波を付加したSSB
信号ｓ（ｔ）は ｓ（ｔ）＝cos ωCt＋ｍ〔ｇ（ｔ）cos ωCt ＋（ｔ）sinωCt〕 ＝Acos〔ωCt−ω（ｔ）〕 （２） ω（ｔ）＝arctan〔ｍ（ｔ）／（１＋mg（ｔ））〕
（４） と表示される。ここで、振幅制限器の使用を可能とする
ためには、１＞|mg（ｔ）｜を満たす必要がある。
信号ｓ（ｔ）は ｓ（ｔ）＝cos ωCt＋ｍ〔ｇ（ｔ）cos ωCt ＋（ｔ）sinωCt〕 ＝Acos〔ωCt−ω（ｔ）〕 （２） ω（ｔ）＝arctan〔ｍ（ｔ）／（１＋mg（ｔ））〕
（４） と表示される。ここで、振幅制限器の使用を可能とする
ためには、１＞|mg（ｔ）｜を満たす必要がある。
振幅制限器出力を周波数検波したときの検波出力ｅ
（ｔ）は ｅ（ｔ）＝d/dt（ωCt＋ω（ｔ））＝ωＣ ＋［ω（ｔ）］′∞fC＋（1/2π）［ｍ′（ｔ） −m2［′（ｔ）ｇ（ｔ）＋（ｔ）ｇ′（ｔ）］ ＋m3［′（ｔ）g2（ｔ）−′（ｔ）２（ｔ） ＋2g′（ｔ）ｇ（ｔ）（ｔ）］＋０（m4）］ （５） となる。ここで、ω（ｔ）′はω（ｔ）の時間微分を表
わす。
（ｔ）は ｅ（ｔ）＝d/dt（ωCt＋ω（ｔ））＝ωＣ ＋［ω（ｔ）］′∞fC＋（1/2π）［ｍ′（ｔ） −m2［′（ｔ）ｇ（ｔ）＋（ｔ）ｇ′（ｔ）］ ＋m3［′（ｔ）g2（ｔ）−′（ｔ）２（ｔ） ＋2g′（ｔ）ｇ（ｔ）（ｔ）］＋０（m4）］ （５） となる。ここで、ω（ｔ）′はω（ｔ）の時間微分を表
わす。
式（５）は周波数検波の原理に基づくもので、当業者に
とって周知であるが以下のとおり、式（５）の導出過程
を示す。
とって周知であるが以下のとおり、式（５）の導出過程
を示す。
式（２）のcos（ｘ）のｘを微分したものが周波数検波
器の出力として得られるから、 となる。fCは搬送波周波数である。さらに、係数を除い
て、 となるから、次式を得る。
器の出力として得られるから、 となる。fCは搬送波周波数である。さらに、係数を除い
て、 となるから、次式を得る。
（１＋ｘ）-1＝１−ｘ＋x2−x3＋０（x4） ０（x4）は４次以上の高次項を示す。
であるから、ヒルベルト変換における関係式、 を用いて、 ［１＋m2＋2mg（ｔ）］-1＝１−m2−2mg（ｔ） ＋［m2＋2mg（ｔ）］２＋［m2＋2mg（ｔ）］３＋… となる。従って、 となり、式（５）で与えられるｅ（ｔ）が得られる。
なお、式（２）〜（５）で g2（ｔ）＝ｇ（ｔ）2,g′（ｔ）＝ｇ（ｔ）′である。
式（５）で与えられる信号の交流成分を積分器を通して
得る検波出力は次のようになる。ただし係数（1/2π）
を無視する。
得る検波出力は次のようになる。ただし係数（1/2π）
を無視する。
ｖ（ｔ）＝ｍ（ｔ）−m2（ｔ）ｇ（ｔ） ＋m3〔（ｔ）g2（ｔ）−（1/3）３（ｔ）〕＋０（m
4） （６） なる信号を得る。式（６）の第１項は基本波成分、第２
項および第３項はそれぞれ２次高調波成分および３次高
調波成分である。いま、 ＋（1/3）ｖ（ｔ）３＋０（m4） （７） とすることにより式（６）の第２項および第３項を除去
することができ、復調信号には式（８）が示すように４
次以上の高調波成分のみが含まれることになり歪率の向
上が可能となる。
4） （６） なる信号を得る。式（６）の第１項は基本波成分、第２
項および第３項はそれぞれ２次高調波成分および３次高
調波成分である。いま、 ＋（1/3）ｖ（ｔ）３＋０（m4） （７） とすることにより式（６）の第２項および第３項を除去
することができ、復調信号には式（８）が示すように４
次以上の高調波成分のみが含まれることになり歪率の向
上が可能となる。
ｕ（ｔ）＝ｍ（ｔ）＋０（m4） （８） 情報信号が音声信号の場合にはｕ（ｔ）をもって復調信
号としてもよいが、データ信号のようにパルス信号によ
って変調が施されている場合には、パルス波形の崩れを
防ぐために、式（８）で示した信号をヒルベルト変換器
を通す必要がある。このとき、ヒルベルト変換器出力と
して ｗ（ｔ）＝mg（ｔ）＋０（m4） （９） を得る。
号としてもよいが、データ信号のようにパルス信号によ
って変調が施されている場合には、パルス波形の崩れを
防ぐために、式（８）で示した信号をヒルベルト変換器
を通す必要がある。このとき、ヒルベルト変換器出力と
して ｗ（ｔ）＝mg（ｔ）＋０（m4） （９） を得る。
次に、第１図に示した式（７）の第２項および第３項を
除去する回路部分の動作を説明する。ヒルベルト変換器
２の出力は（ｔ）であるから乗算器３の出力は式
（７）第２項を与える。ヒルベルト変換器５の出力は であるから乗算器６の出力は式（７）第３項を与える。
乗算器７の出力はｖ（ｔ）２であり、乗算器８の出力は
ｖ（ｔ）３となるから増幅器９の出力は式（７）第４項
を与える。従って、加算器４の出力は式（７）で与えら
れる。なお、式（７）を満足する限り実施例以外の回路
構成を採っても同様な改善効果が得られる。
除去する回路部分の動作を説明する。ヒルベルト変換器
２の出力は（ｔ）であるから乗算器３の出力は式
（７）第２項を与える。ヒルベルト変換器５の出力は であるから乗算器６の出力は式（７）第３項を与える。
乗算器７の出力はｖ（ｔ）２であり、乗算器８の出力は
ｖ（ｔ）３となるから増幅器９の出力は式（７）第４項
を与える。従って、加算器４の出力は式（７）で与えら
れる。なお、式（７）を満足する限り実施例以外の回路
構成を採っても同様な改善効果が得られる。
音声信号の第１フォルマントは200−1200Hz,第２フォル
マントは1kHz−3kHz程度となっている（大泉・藤村共
著，“音声科学",東京大学出版会）。このため、３次高
調波程度まで抑圧すれば聴感上ほぼ自然な復調信号が得
られる。
マントは1kHz−3kHz程度となっている（大泉・藤村共
著，“音声科学",東京大学出版会）。このため、３次高
調波程度まで抑圧すれば聴感上ほぼ自然な復調信号が得
られる。
（発明の効果） 以上説明したように、本発明の回路を用いることによっ
て検波信号に含まれる歪を除去でき、伝送品質の改善が
できる。さらに、SSB信号に付加する搬送波のレベルを
大きくする必要が無くなるため、情報伝送のための電力
効率を高められるという利点がある。
て検波信号に含まれる歪を除去でき、伝送品質の改善が
できる。さらに、SSB信号に付加する搬送波のレベルを
大きくする必要が無くなるため、情報伝送のための電力
効率を高められるという利点がある。
第１図は、本発明の一実施例のブロック図である。 １……入力信号端子、２……ヒルベルト変換器、 ３……乗算器、４……加算器、 ５……ヒルベルト変換器、６……乗算器、 ７……乗算器、８……乗算器、 ９……増幅器、10……出力信号端子。
Claims (1)
- 【請求項１】送信側で情報信号でSSB変調した後、これ
に搬送波を付加して送信信号となし、受信側で該信号を
受信した後、振幅制限器を用いてその振幅を一定にして
から周波数検波により復調するように構成された無線通
信系において、 検波出力ｖ（ｔ）と該出力に対しヒルベルト変換を行な
うヒルベルト変換器出力との乗算を行なう第１の乗算器
（３）、該第１の乗算器（３）の出力に対しヒルベルト
変換を行なうヒルベルト変換器（５）の出力と検波出力
の乗算を行なう第２の乗算器（６）、検波出力同士の乗
算を行なう第３の乗算器（７）の出力と検波出力との乗
算を行なう第４の乗算器（８）、および該第４の乗算器
（８）の出力の振幅を（−1/3）倍する増幅器を有し、
前記の第１の乗算器（３）および前記第２の乗算器
（６）の出力と増幅器出力および検波出力ｖ（ｔ）を加
算合成することにより復調出力を得ることを特徴とする
復調歪除去回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23644985A JPH0740643B2 (ja) | 1985-10-24 | 1985-10-24 | 復調歪除去回路 |
| DE8585308784T DE3585502D1 (de) | 1984-12-10 | 1985-12-03 | Einseitenbanduebertragungssystem. |
| EP85308784A EP0184923B1 (en) | 1984-12-10 | 1985-12-03 | Single-sideband communication system |
| US06/806,991 US4803739A (en) | 1984-12-10 | 1985-12-09 | SSB communication system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23644985A JPH0740643B2 (ja) | 1985-10-24 | 1985-10-24 | 復調歪除去回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6298808A JPS6298808A (ja) | 1987-05-08 |
| JPH0740643B2 true JPH0740643B2 (ja) | 1995-05-01 |
Family
ID=17000909
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23644985A Expired - Fee Related JPH0740643B2 (ja) | 1984-12-10 | 1985-10-24 | 復調歪除去回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0740643B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5654909A (en) * | 1993-04-15 | 1997-08-05 | Icom Incorporated | 90-degree digital phase shift network and linearizer using all-pass digital filters |
-
1985
- 1985-10-24 JP JP23644985A patent/JPH0740643B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6298808A (ja) | 1987-05-08 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |